JP2009005302A - デジタルアンプ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】信号経路がシンプルで音質が良く、また安価に構成できるデジタルアンプを提供する。
【解決手段】デジタルアンプ装置は、デジタル入力信号をパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングする第１のデジタルアンプと、デジタル入力信号をアナログ信号に変換した後にパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングする第２のデジタルアンプとで構成される。前記第２のデジタルアンプは、該第２のデジタルアンプの出力を基準として生成した電源電圧を前記第２のデジタルアンプの出力トランジスタに供給するフローティング電源を備えている。また、前記第１のデジタルアンプの出力を前記第２のデジタルアンプの入力に帰還させる帰還回路を備えている。
【選択図】図４

Description

この発明は、デジタル入力信号をＰＷＭ信号やＰＤＭ信号のパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングするデジタルアンプ装置に関する。

デジタルアンプは、デジタル入力（音響）信号をＰＷＭ信号やＰＤＭ信号等のパルス変調信号に変換し、このパルス変調信号に基づいて２つのパワートランジスタをオン／オフスイッチングし、その出力をローパスフィルタを介してスピーカに供給するものである（非特許文献１参照）。

図１は、従来の一般的なデジタルアンプの回路構成図を示している。

ＰＣＭ信号のデジタル入力（音響）信号は、デジタルＰＷＭ変換器２でＰＷＭ信号に直接変換され、ＦＥＴドライバ３に入力する。デジタルＰＷＭ変換器２は、スイッチング周波数ＦｓｗのＰＷＭ信号を形成するための発振回路を備えている。ＰＷＭ信号によりＦＥＴドライバ３は、電源端子＋Ｂと−Ｂ間に直列に接続された２つのパワーＦＥＴ４（ハイサイドパワーＦＥＴ）、５（ローサイドパワーＦＥＴ）を交互にオン／オフスイッチングする。パワーＦＥＴ４、５の出力はＬ、Ｃからなるローパスフィルタ６に出力され、さらにスピーカ７に出力される。

このデジタルアンプでは、信号経路がフルデジタルでシンプルであるため音質が良い利点がある。

図２は、従来の他のデジタルアンプの回路構成図を示している。

ＰＣＭ信号のデジタル入力（音響）信号は、Ｄ／Ａ変換器で一旦アナログ信号に変換されて積分器９に入力する。積分器９では、入力信号と帰還信号との差分信号が抽出される。この差分信号は、ＰＷＭモジュレータ１０によりＰＷＭ信号に変換されＦＥＴドライバ３に入力する。その他の構成で図１と相違する点は、出力を積分器９の反転入力端子に帰還する帰還回路１１を備えている点である。

このデジタルアンプでは、出力を入力側に帰還していることで性能が改善されている。

図３は、従来のさらに他のデジタルアンプの回路構成図を示している。

図１の回路と相違する点は、出力をＡ／Ｄ変換器１２でデジタル信号に変換して入力側に帰還する帰還回路を設けている点である。

このデジタルアンプでは、出力をデジタルで入力側に帰還していることで性能が改善されている。

さらに、従来の別の例のデジタルアンプでは、ＰＣＭ信号のデジタル入力信号をＤ／Ａ変換器でアナログ信号にして、この信号と出力とを比較回路に入力することにより両者の誤差信号を抽出し、この誤差信号により出力段を駆動する定電圧電源を変調するようにしている（特許文献１参照）。
Ｄ級／デジタルアンプの設計と製作（２００４年初版 発行所 ＣＱ出版株式会社） 特開２００４−１２８６６２号公報

しかし、図１のデジタルアンプでは、信号経路がフルデジタルでシンプルであるが帰還回路がないために、アンプ内で発生する歪やノイズを抑制することができず十分な性能を出すことができない。また、図２のデジタルアンプは、性能が良い反面、デジタル信号を一旦アナログ信号に戻してからＰＷＭ信号に変換しているため信号経路のシンプルさが失われている。また、図３のデジタルアンプは、デシタル信号で帰還するようにしているために回路に高精度が要求され高コスト化するのを避けられない。

また、特許文献１のデジタルアンプは、フルデジタルであって信号経路がシンプルであり、定電圧電源の発振出力を変調することにより歪等をキャンセルするようにしているが、通常、大容量のコンデンサが挿入されるために、このような構成によって電源電圧を変動させる方式では高周波帯域までの補正が困難である。

この発明の目的は、信号経路がシンプルで音質が良く、また安価に構成できるデジタルアンプを提供することにある。

この発明のデジタルアンプ装置は、デジタル入力信号をパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングする第１のデジタルアンプと、
前記デジタル入力信号をアナログ信号に変換した後にパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングする第２のデジタルアンプとで構成される。

前記第２のデジタルアンプは、該第２のデジタルアンプの出力を基準として生成した電源電圧を前記第１のデジタルアンプの出力トランジスタに供給するフローティング電源を備え、前記第１のデジタルアンプの出力を前記第２のデジタルアンプの入力に帰還させる帰還回路を設けている。

パルス変調信号とは、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）又はパルス密度変調信号（ＰＤＭ信号）をいう。

この発明では、第１のデジタルアンプは、デジタル入力信号をアナログ信号に戻すことなくパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングするフルデジタル構成である。第２のデジタルアンプは、デジタル入力信号を一旦アナログ信号に戻し、第１のデジタルアンプの出力から帰還する帰還信号との差分（誤差信号）をアナログで抽出して、これをパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングする。そして、その出力を基準とするフローティング電源を、第１のデジタルアンプの出力トランジスタに供給する。

このため、第１のデジタルアンプで生じる歪やノイズは第２のデジタルアンプで補正される一方、第１のデジタルアンプはデジタル入力信号をフルデジタルで増幅するから高音質を保持できる。また、第１のデジタルアンプのゲインがアンプ装置全体のゲインと同一になるように帰還量を設定することにより、第２のデジタルアンプは第１のデジタルアンプで生じる歪やノイズの逆位相を出力するだけとなるため、同アンプは、電源電圧が数Ｖ程度でよく、出力トランジスタやその他の部品が低コストのものでよくなる。

デジタル入力信号をフルデジタルで増幅する第１のデジタルアンプにより高音質を保持し、第１のデジタルアンプ内で発生する歪やノイズを第２のデジタルアンプで補正することができる。

図４は、この発明の実施形態のデジタルアンプ装置のブロック図である。

このデジタルアンプ装置は、デジタル入力信号をフルデジタルで増幅するデジタルアンプＤ１（第１のデジタルアンプ）とデジタル入力信号を一旦アナログに戻してから帰還信号との差分（誤差信号）を抽出して増幅するデジタルアンプＤ２（第２のデジタルアンプ）とで構成されている。

デジタルアンプＤ１は、入力端子１にＰＣＭ信号であるデジタル入力（音響）信号が導かれ、ＰＣＭ信号を直接ＰＷＭ信号に変換するデジタルＰＷＭ変換器２と、ＰＷＭ信号をレベルシフトするレベルシフト回路１５と、レベルシフトされたＰＷＭ信号によりＦＥＴを駆動するパルスを形成するＦＥＴドライバ３と、後述のフローティング電源＋ＢＦ、−ＢＦ間に直列に接続される２つのパワーＦＥＴ４（ハイサイドパワーＦＥＴ）、５（ローサイドパワーＦＥＴ）と、これらのパワーＦＥＴの出力が導かれるローパスフィルタ６と、ローパスフィルタ６の出力が導かれるスピーカ７とを備えている。

前記ハイサイド側のパワーＦＥＴ４とローサイド側のパワーＦＥＴ５は、共にＮ型ＭＯＳＦＥＴで構成される。前記ローパスフィルタ６は、インダクタＬ１とコンデンサＣ１で構成される。なお、デジタルＰＷＭ変換器２は、ＰＷＭ信号を形成するためのスイッチング周波数Ｆｓｗ１の発振回路（クロック回路）２ａを備えている。

デジタルアンプＤ１は、次のように動作する。

ＰＣＭ信号は、入力端子１からデジタルＰＷＭ変換器２に入力し、ＰＷＭ信号に変換されレベルシフト回路１５によりレベルシフトされた後、ＦＥＴドライバ４０に入力する。なお、レベルシフト回路１５は、入力されたＰＷＭ信号をフローティング電源＋ＢＦ、−ＢＦの変動分だけレベルシフトする回路である。レベルシフトされたＰＷＭ信号によりＦＥＴドライバ３はフローティング電源＋ＢＦと−ＢＦ間にプッシュプル接続されたパワーＦＥＴ４、５を交互にオン／オフスイッチングする。スイッチングされたパワーＦＥＴ４、５の出力はローパスフィルタ６に出力される。このように、デジタルアンプＤ１は、ＰＣＭ信号をアナログ信号に戻すことなくフルデジタルで増幅してスピーカ７に出力する。 デジタルアンプＤ２は、デジタルアンプ１でＰＣＭ信号が変換されたＰＷＭ信号をアナログ信号に戻すローパスフィルタ２０と、ローパスフィルタ２０の出力が非反転入力端子に導かれ、帰還信号が反転入力端子に導かれることによりこれらの信号の差分（誤差信号）を抽出する積分器２１を備えている。また、積分器２１の出力をＰＷＭ信号に変換するＰＷＭモジュレータ２２と、ＰＷＭ信号によりＦＥＴを駆動するドライバ２３と、電源＋Ｂ、−Ｂ間に接続される出力段２４と、出力段２４の出力が導かれるローパスフィルタ２５とを備え、さらに、ローパスフィルタ２５の出力を基準として生成されるフローティング電源＋ＢＦと−ＢＦと、デジタルアンプＤ１のローパスフィルタ６の出力を積分器２１の反転入力端子に帰還する帰還回路２６と、を備えている。

出力段２４は、ハイサイドのＰ型ＭＯＳＦＥＴ２４ａとローサイドのＮ型ＭＯＳＦＥＴ２４ｂを電源＋Ｂ、−Ｂ間にプッシュプル接続し、それらのゲートにバイアス用の抵抗を接続して構成される。電源＋Ｂ、−Ｂの電圧は後述のように低電圧で良く、それ故、ＭＯＳＦＥＴ２４ａ、２４ｂも耐圧の低い小型のＦＥＴで構成されている。ドライバ２３もＦＥＴドライバ３のような複雑なものにする必要がなく、ＭＯＳＦＥＴ２４ａ、２４ｂを直接駆動する小型の簡単なもので構成される。そして、フローティング電源＋ＢＦの負極と−ＢＦの正極が接続されてローパスフィルタ２５の出力端子に接続され、この接続点（基準レベル）がデジタルアンプＤ１のローパスフィルタ６のコンデンサＣ１の一方の端子に接続される。そして、フローティング電源＋ＢＦの正極はデジタルアンプＤ１のＮ型ＭＯＳＦＥＴ４に接続され、フローティング電源＋−ＢＦの負極はＮ型ＭＯＳＦＥＴ５に接続される。

なお、ＰＷＭモジュレータ２２は、ＰＷＭ信号を形成するためのスイッチング周波数Ｆｓｗ２の発振回路２２ａを備えている。ローパスフィルタ２５は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２で構成される。フローティング電源＋ＢＦと−ＢＦは、例えば電源トランスの巻線を分けて生成した電圧を整流するか、または別のトランスにより生成した電圧を整流することで得られる。

上記の構成で、デジタルアンプＤ２の出力は、直接音響出力としてスピーカ７に導かれるのではなく、デジタルアンプＤ１のパワーＦＥＴに供給されるフローティング電源＋ＢＦと−ＢＦの基準となる。

したがって、デジタルアンプＤ２では、次のように動作する。

デジタルアンプＤ１のデジタルＰＷＭ変換器２でＰＣＭ信号から変換されたＰＷＭ信号は、ローパスフィルタ２０により、ＰＣＭ信号への変換前の元のアナログ信号に戻される。なお、ＰＣＭ信号をＤ／Ａ変換して元のアナログ信号に戻すことも可能であるが、ローパスフィルタ２０を用いた方が簡単である。

積分器２１は、上記アナログ信号と、デジタルアンプＤ１の出力との差分（誤差信号）をＰＷＭモジュレータ２２に入力し、ＰＷＭモジュレータ２２では上記差分に基づいたＰＷＭ信号を形成する。ドライバ２３はこのＰＷＭ信号により出力段２４を駆動する。出力段２４の出力はローパスフィルタ２５を介してフローティング電源＋ＢＦと−ＢＦに供給される。そのため出力段２４の出力はフローティング電源＋ＢＦと−ＢＦの基準レベルを形成する。

このように、このデジタルアンプ装置では、デジタルアンプＤ２の出力を基準としたフローティング電源を組み、その電源をフルデジタルのデジタルアンプＤ１に供給することで２つの出力を合成してスピーカ７に出力する。そして、デジタルアンプＤ１の出力をデジタルアンプＤ２の入力に帰還することで、デジタルアンプＤ１の歪、ノイズをデジタルアンプＤ２で補正している。すなわち、デジタルアンプＤ１の歪、ノイズの逆相分がデジタルアンプＤ２の出力となり、この出力がデジタルアンプＤ１のフローティング電源＋ＢＦと−ＢＦに変動レベルとして表れるから、デジタルアンプＤ１の内部で生じる歪、ノイズがキャンセルされることになる。

ここで、デジタルアンプ装置の全体のゲインが、デジタルアンプＤ１のゲインと同じになるように帰還回路２６の帰還量を設定しておくことにより、デジタルアンプＤ２は上記差分（誤差信号）の逆位相のみを出力することになるから、電源＋Ｂ、−Ｂは数Ｖ程度で十分となる。ドライバ２３もＭＯＳＦＥＴ２４ａ、２４ｂを直接駆動する小型の簡単なもので十分である。

なお、補正アンプであるデジタルアンプＤ２の発振回路２２ａで生成されるスイッチング周波数Ｆｓｗ２をデジタルアンプＤ１の発振回路２ａで生成するスイッチング周波数Ｆｓｗ１よりも２倍以上高く設定し、デジタルアンプＤ２の帰還領域にデジタルアンプＤ１のスイッチング周波数Ｆｓｗ１が含まれるようにすれば（帰還回路２６の帰還量を十分に大きく設定すれば）、デジタルアンプＤ１のデジタルＰＷＭ変換器２で漏れるキャリア（スイッチング周波数Ｆｓｗ１のフィルタ漏れ信号成分）をデジタルアンプＤ２によりキャンセルすることができる。

図５は出力の合成を説明する図である。
デジタルアンプＤ１の出力に歪、ノイズが生じると、その逆相分がデジタルアンプＤ２の出力（基準側出力）として現れる。したがって、フローティング電源＋ＢＦと−ＢＦにその逆相分が乗るから、合成出力は、歪み、ノイズがキャンセルされたものとなる。同図から明らかなように、本実施形態では、電源電圧を変動させるものではなく、フローティング電源＋ＢＦと−ＢＦは変化しない。このため、電源に大容量のコンデンサが挿入されていても高周波帯域まで補正をかけることができる。

デジタルアンプＤ１のレベルシフト回路１５は、例えば、図６のように構成する。同図のようなトランジスタ一つを使ったレベルシフト回路で、ＰＷＭ信号を−ＢＦに振ることができる。このような簡単な回路で構成できるのは、図７に示すように、最大出力を出してもフローティング電源範囲がＧＮＤレベルから外れる（ＧＮＤレベルを切る）ことがないからである。なお、ＦＥＴドライバ３の電源入力端子にフローティング電源＋ＢＦと−ＢＦの入力端子がある場合には、レベルシフト回路１５は不要である。

上記の実施形態では、発振回路２２ａと発振回路２ａを別々に設けているが、両方で発振するスイッチング周波数Ｆｓｗ１、Ｆｓｗ２のビート周波数が可聴域帯域であると、スピーカ７からノイズが聞こえてくる。これを防ぐために、低い方の発振周波数の高調波と高い方の発振周波数の差が可聴帯域に入らないようにそれらの発振周波数を適当に設定する。

別の実施例として、図８のように、一つの発振器３００からそれぞれ分周してスイッチング周波数Ｆｓｗ１、Ｆｓｗ２を形成するようにしても良い。このように構成すれば、ビートは生じないから上記の問題は考えなくて良い。

なお、図４においては、ローパスフィルタ６の出力側から帰還をかけているが、ローパスフィルタ６の入力側から帰還をかけることも可能である。また、パワーＦＥＴとしてハイサイド、ローサイドともＮ型ＭＯＳＦＥＴを使用したが、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴを使用することもできるし、ハイサイドをＰ型ＭＯＳＦＥＴ、ローサイドをＮ型ＭＯＳＦＥＴとすることもできる。また、ローパスフィルタ６のコンデンサＣ１を第２のデジタルアンプＤ２の出力ではなくＧＮＤに接続しても良い。

従来のデジタルアンプのブロック部 従来の他のデジタルアンプのブロック部 従来の他のデジタルアンプのブロック部 この発明の実施形態のデジタルアンプ装置のブロック図 出力の合成について説明する図 レベルシフト回路の一例を示す図 フローティング電源範囲を示す図 発振器の別の実施例

符号の説明

Ｄ１−−第１のデジタルアンプ
Ｄ２−−第２のデジタルアンプ
２０−ローパスフィルタ
２６−−第１の帰還回路
＋ＢＦ、−ＢＦ−−フローティング電源

Claims (5)

1. デジタル入力信号をパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングする第１のデジタルアンプと、
   前記デジタル入力信号をアナログ信号に変換した後にパルス変調信号に変換して出力トランジスタをスイッチングする第２のデジタルアンプと、で構成されるデジタルアンプ装置であって、
   前記第２のデジタルアンプは、該第２のデジタルアンプの出力を基準として生成した電源電圧を前記第１のデジタルアンプの出力トランジスタに供給するフローティング電源を備え、
   前記第１のデジタルアンプの出力を前記第２のデジタルアンプの入力に帰還させる帰還回路を設けたことを特徴とするデジタルアンプ装置。
2. 前記帰還回路の帰還量は、前記第１のデジタルアンプのゲインがアンプ装置全体のゲインと同一になる大きさに設定されている、請求項１記載のデジタルアンプ装置。
3. 前記第１のデジタルアンプは、パルス変調信号を前記フローティング電源の変動分だけレベルシフトして出力トランジスタのドライブ回路に入力するレベルシフト回路を備えた、請求項１又は２記載のデジタルアンプ装置。
4. 前記第２のデジタルアンプのスイッチング周波数を前記第１のデジタルアンプのスイッチング周波数の少なくとも２倍以上に設定した請求項１〜３のいずれかに記載のデジタルアンプ装置。
5. 前記第１のデジタルアンプパルスのスイッチング周波数と前記第２のデジタルアンプのスイッチング周波数の差が可聴周波数帯域にならないように、それらの周波数が設定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のデジタルアンプ装置。

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