JP2008283462A - デジタルアンプ装置およびスピーカ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大出力、高性能、低損失、低輻射ノイズを同時に実現可能なデジタルアンプ装置およびスピーカ装置を提供すること。
【解決手段】本発明のスピーカ装置１００は、大出力アンプ１において生成される高周波数帯域のＴＨＤ＋Ｎの成分を含むＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１を大出力アンプ１より低い電源電圧および高いスイッチング周波数で駆動する高性能アンプ２に帰還させることにより、大出力アンプ１から出力されるオーディオ信号Ｓｏｕｔ１に係るＴＨＤ＋Ｎを、ＢＴＬ接続された高性能アンプ２から出力されるオーディオ信号Ｓｏｕｔ２によって低減することができるから、大出力、高性能、低損失、低輻射ノイズを同時に実現することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、高品位に大出力の増幅を行うことができるＰＷＭ変調方式のデジタルアンプに関する。

音響機器などに用いられ、入力されるオーディオ信号を増幅するアンプにおいて、電力損失を少なくし電力変換効率を高めるために、オーディオ信号をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号に変換してから増幅し、これを復調することによって、オーディオ信号を増幅するデジタルアンプ（例えば特許文献１）が提案されている。

また、デジタルアンプにおいて、ＢＴＬ（Ｂｒｉｄｇｅ Ｔｉｅｄ Ｌｏａｄ）接続をすることによって、高出力を実現しようとする技術（例えば特許文献２）も提案されている。
特開平７−２３１２２６号公報 特開２００７−４９６１４号公報

一般に、デジタルアンプは、ローパスフィルタの手前から積分回路に出力信号の一部を帰還することにより、増幅した出力信号を安定化させている。しかし、ループ内にＰＷＭ変調回路を含むため、そのスイッチング周波数以上ではループゲインを所定のレベル以下にしなければ動作は安定しないため、積分回路によって高域のゲインを減衰させる必要がある。このため、スイッチング周波数が低い場合には、オーディオ信号の高周波数帯域の帰還がかけられず、当該高周波数帯域においては、ＴＨＤ＋Ｎ（Ｔｏｔａｌ Ｈａｒｍｏｎｉｃ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ Ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ）が大きくなり性能が悪化してしまう。

ここで、デジタルアンプで高出力を得るためには、ＰＷＭ信号を増幅するスイッチング回路に高い電圧を供給する必要がある。そのため、高電圧でのスイッチング回路の駆動により、電力損失が大きくなるとともに、輻射ノイズが増加することになる。一方、電力損失を減らし、輻射ノイズを低減するためには、スイッチング周波数を低くすればよいが、ＴＨＤ＋Ｎが大きくなる周波数帯域が低周波数側に広がってくるため性能が悪化する。また、特許文献２のようにＢＴＬ接続をしても、出力電圧を２倍とすることができるだけで、性能、損失、輻射ノイズの向上は見込めなかった。このように、デジタルアンプでは、大出力、高性能（ＴＨＤ＋Ｎが少ない）、低損失、低輻射ノイズを同時に実現することはできなかった。

本発明は、上述の事情に鑑みてなされたものであり、大出力、高性能、低損失、低輻射ノイズを同時に実現可能なデジタルアンプ装置およびスピーカ装置を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明は、入力されるオーディオ信号を積分して出力する第１の積分手段と、前記第１の積分手段から出力された信号を第１のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第１のＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ変調手段と、前記第１のＰＷＭ信号を増幅して、第１の電圧幅の振幅を有する第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のスイッチング手段と、前記第１のＰＷＭ増幅信号を復調して第１の復調信号を生成する第１の復調手段と、前記第１のＰＷＭ増幅信号を前記第１の積分手段に負帰還させる第１の帰還手段と、前記オーディオ信号とは位相が反転した信号を積分して出力する第２の積分手段と、前記第２の積分手段から出力された信号を前記第１のスイッチング周波数より高い第２のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第２のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ変調手段と、前記第２のＰＷＭ信号を増幅して、前記第１の電圧幅より小さい第２の電圧幅の振幅を有する第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のスイッチング手段と、前記第２のスイッチング手段から出力された第２のＰＷＭ増幅信号を復調して第２の復調信号を生成する第２の復調手段と、前記第１のＰＷＭ増幅信号と前記第２のＰＷＭ増幅信号との差分に基づいて生成された信号を前記第２の積分手段に負帰還させる第２の帰還手段とを具備することを特徴とするデジタルアンプ装置を提供する。

また、本発明は、入力されるオーディオ信号を増幅して出力する第１の増幅手段と、前記第１の増幅手段から出力された信号を第１のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第１のＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ変調手段と、前記第１のＰＷＭ信号を増幅して、第１の電圧幅の振幅を有する第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のスイッチング手段と、前記第１のＰＷＭ増幅信号を復調して第１の復調信号を生成する第１の復調手段と、前記第１の復調信号を前記第１の増幅手段に負帰還させる第１の帰還手段と、前記オーディオ信号とは位相が反転した信号を増幅して出力する第２の増幅手段と、前記第２の増幅手段から出力された信号を前記第１のスイッチング周波数より高い第２のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第２のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ変調手段と、前記第２のＰＷＭ信号を増幅して、前記第１の電圧幅より小さい第２の電圧幅の振幅を有する第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のスイッチング手段と、前記第２のスイッチング手段から出力された第２のＰＷＭ増幅信号を復調して第２の復調信号を生成する第２の復調手段と、前記第１の復調信号と前記第２の復調信号との差分に基づいて生成された信号を前記第２の増幅手段に負帰還させる第２の帰還手段とを具備することを特徴とするデジタルアンプ装置を提供する。

また、別の好ましい態様において、前記第１のスイッチング手段は、第１の一対のトランジスタと、前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のトランジスタ制御手段とを具備し、前記第２のスイッチング手段は、第２の一対のトランジスタと、前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のトランジスタ制御手段とを具備し、前記第１のトランジスタ制御手段は、オン状態となるトランジスタを切り替えるときに、前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタがともに、第１の時間オフ状態になるように制御し、前記第２のトランジスタ制御手段は、オン状態となるトランジスタを切り替えるときに、前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタがともに、前記第１の時間より短い第２の時間オフ状態になるように制御してもよい。

また、別の好ましい態様において、前記第１のスイッチング手段は、第１の一対のトランジスタと、前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のトランジスタ制御手段とを具備し、前記第２のスイッチング手段は、第２の一対のトランジスタと、前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のトランジスタ制御手段とを具備し、前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタは、第１の切替時間でオフ状態とオン状態とが切り替わり、前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタは前記第１の切替時間より短い第２の切替時間でオフ状態とオン状態とが切り替わってもよい。

また、別の好ましい態様において、前記第１のスイッチング周波数の整数倍の周波数と第２のスイッチング周波数との差が可聴帯域以外の周波数であってもよい。

また、本発明は、上記記載のデジタルアンプ装置と、前記第１の復調信号と前記第２の復調信号とに基づいて放音する放音手段とを具備することを特徴とするスピーカ装置を提供する。

また、別の好ましい態様において、前記放音手段が、前記第１の復調信号と前記第２の復調信号とに基づいて放音することにより、前記第１の復調信号のＴＨＤ＋Ｎのうち、前記第１のスイッチング周波数に基づいて決定される所定の周波数以上のＴＨＤ＋Ｎが低減される。

本発明によれば、大出力、高性能、低損失、低輻射ノイズを同時に実現可能なデジタルアンプ装置およびスピーカ装置を提供することができる。

以下、本発明の一実施形態について説明する。

＜実施形態＞
大出力、高性能、低損失、低輻射ノイズを同時に実現可能なデジタルアンプを有するスピーカ装置１００について図１を用いて説明する。図１は、本発明の実施形態に係るスピーカ装置１００の構成を示すブロック図である。

スピーカ装置１００は、大出力アンプ１と、高性能アンプ２と、スピーカ３と、入力端子４と、反転回路５とを有する。入力端子４から入力されるオーディオ信号Ｓｉｎは、高性能アンプ２に供給されるとともに、反転回路５に供給する。反転回路５は、入力されたオーディオ信号Ｓｉｎの位相を反転したオーディオ信号Ｓｒを大出力アンプ１に供給する。大出力アンプ１および高性能アンプ２はＢＴＬ接続され、スピーカ３はＢＴＬ接続された大出力アンプ１および高性能アンプ２から出力された信号を放音する。以下、大出力アンプ１、高性能アンプ２の構成について順に説明する。

大出力アンプ１は、大出力が得られるデジタルアンプであって、積分回路（第１の積分手段）１１と、ＰＷＭ変調回路（第１のＰＷＭ変調手段）１２と、スイッチング回路（第１のスイッチング手段）１３と、復調回路（第１の復調手段）１４と、帰還回路（第１の帰還手段）１５とを有し、反転回路５から供給されるオーディオ信号Ｓｒを増幅してスピーカ３に出力する。

積分回路１１は、非反転入力端子にオーディオ信号Ｓｒが供給され、反転入力端子に後述する帰還信号Ｓｆ１が供給されるオペアンプ１１１と、コンデンサ１１２とを有し、入力される信号を積分する回路である。積分回路１１は、後述するスイッチング周波数（第１のスイッチング周波数）Ｆ１以上におけるループゲインが所定のレベル（本実施形態においては０ｄＢ）以下になるように、高周波数帯域のゲインを減衰させる。すなわち、オーディオ信号Ｓｒと帰還信号Ｓｆ１の低周波数帯域成分を抽出した信号との差分を増幅して生成した信号を出力する。

ＰＷＭ変調回路１２は、コンパレータ１２１と、三角波発生回路１２２を有し、入力された信号をＰＷＭ変調する回路である。三角波発生回路１２２は、スイッチング周波数Ｆ１の三角波信号を出力する発振器である。コンパレータ１２１は、積分回路１１から出力される信号と三角波発生回路１２２から出力される三角波信号とを比較に基づいてＰＷＭ信号Ｓｐ１を生成して出力する。

スイッチング回路１３は、ＦＥＴドライバ１３１と、一対のトランジスタ（本実施形態においては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のトランジスタ１３２とトランジスタ１３３）とを有し、入力されるＰＷＭ信号を増幅する回路である。トランジスタ１３２とトランジスタ１３３は、トランジスタ１３２のソースとトランジスタ１３３のドレインで接続され、トランジスタ１３２のドレインは電源の高電圧側（電圧＋Ｂ１）に接続され、トランジスタ１３３のソースは電源の低電圧側（電圧−Ｂ１）に接続されている。また、トランジスタ１３２およびトランジスタ１３３のゲートはＦＥＴドライバ１３１に接続されている。

ＦＥＴドライバ１３１は、ＰＷＭ信号Ｓｐ１に基づいてトランジスタ１３２およびトランジスタ１３３のゲート電圧を制御する。そして、ＦＥＴドライバ１３１は、トランジスタ１３２がオン状態のとき、トランジスタ１３３はオフ状態になるように制御し、トランジスタ１３２がオフ状態のとき、トランジスタ１３３はオン状態に制御する。ここで、オン状態とオフ状態の切り替えの際には、トランジスタ１３２およびトランジスタ１３３がともにオフ状態となる期間（以下、デッドタイムという）を設けて貫通電流を低減する。また、トランジスタ１３２およびトランジスタ１３３のデバイス性能に応じてオン状態とオフ状態の切り替え時間（第１の切替時間）が決まる。

このようにして、スイッチング回路１３はＰＷＭ変調回路１２から供給されたＰＷＭ信号Ｓｐ１に基づいて、高電圧側が＋Ｂ１、低電圧側が−Ｂ１である電圧幅（第１の電圧幅）の振幅に増幅することによりＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１生成して出力する。

復調回路１４は、コイル１４１とコンデンサ１４２とを有するローパスフィルタであって、ＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１の高周波数帯域成分を除去することにより復調してオーディオ信号（第１の復調信号）Ｓｏｕｔ１を生成しスピーカ３に出力する。

帰還回路１５は、抵抗１５１、１５２を有し、ＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１を抵抗１５１、１５２で分圧して帰還信号Ｓｆ１を生成し、積分回路１１に負帰還させる。

高性能アンプ２は、大出力アンプ１に比べて出力が小さいものの、高性能（例えばＴＨＤ＋Ｎが小さい）な出力が得られるデジタルアンプであって、積分回路（第２の積分手段）２１と、ＰＷＭ変調回路（第２のＰＷＭ変調手段）２２と、スイッチング回路（第２のスイッチング手段）２３と、復調回路（第２の復調手段）２４と、帰還回路（第２の帰還手段）２５とを有し、入力端子４から供給されるオーディオ信号Ｓｉｎを増幅してスピーカ３に出力する。

積分回路２１は、非反転入力端子にオーディオ信号Ｓｉｎが供給され、反転入力端子に後述する帰還信号Ｓｆ２が供給されるオペアンプ２１１と、コンデンサ２１２とを有し、入力される信号を積分する回路である。積分回路２１は、後述するように、スイッチング周波数Ｆ１より高い周波数であるスイッチング周波数（第２のスイッチング周波数）Ｆ２以上におけるループゲインが所定のレベル（本実施形態においては０ｄＢ）以下になるように、高周波数帯域のゲインを減衰させる。すなわち、オーディオ信号Ｓｉｎと帰還信号Ｓｆ２の低周波数帯域成分を抽出した信号との差分を増幅して生成した信号を出力する。ここで、スイッチング周波数Ｆ２は、スイッチング周波数Ｆ１より高ければよいが、スイッチング周波数Ｆ１の３倍から８倍程度にするのが望ましい。

ＰＷＭ変調回路２２は、コンパレータ２２１と、三角波発生回路２２２を有し、入力された信号をＰＷＭ変調する回路である。三角波発生回路２２２は、三角波発生回路１２２で用いられるスイッチング周波数Ｆ１より高い周波数であるスイッチング周波数Ｆ２の三角波信号を出力する発振回路である。コンパレータ２２１は、積分回路２１から出力される信号と三角波発生回路２２２から出力される三角波信号とを比較に基づいてＰＷＭ信号Ｓｐ２を生成して出力する。ここで、スイッチング周波数Ｆ２をスイッチング周波数Ｆ１より高い周波数とできるのは、後述するスイッチング回路２３で用いられる電源電圧がスイッチング回路１３で用いられる電源電圧より低く、電力損失、輻射ノイズが少ないから、スイッチング周波数を低くして電力損失、輻射ノイズを抑える必要性が低いためである。

スイッチング回路２３は、ＦＥＴドライバ２３１と、一対のトランジスタ（本実施形態においては、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのトランジスタ２３２とトランジスタ２３３）とを有し、入力されるＰＷＭ信号を増幅する回路である。トランジスタ２３２のドレインは電源の高電圧側（電圧＋Ｂ２）に接続され、トランジスタ２３３のソースは電源の低電圧側（電圧−Ｂ２）に接続されている。その他の構成はスイッチング回路１３と同様であるため説明を省略する。

そして、スイッチング回路２３はＰＷＭ変調回路２２から供給されたＰＷＭ信号Ｓｐ２に基づいて、高電圧側が＋Ｂ２、低電圧側が−Ｂ２である電圧幅（第２の電圧幅）の振幅に増幅することによりＰＷＭ増幅信号Ｓｓ２生成して出力する。ここで、電圧Ｂ２は電圧Ｂ１よりも低い電圧であって、第２の電圧幅は、第１の電圧幅より小さい電圧幅となっていればよいが、１／２から１／８程度にするのが望ましい。また、スイッチング回路１３の電源電圧に比べ、スイッチング回路２３の電源電圧が低いことにより、トランジスタ２３２およびトランジスタ２３３は、スイッチング回路１３のトランジスタ１３２およびトランジスタ１３３に比べて高耐圧が必要なく、チップ面積も狭くなり動作スピードが速くなり、すなわちデバイス特性がよいトランジスタである。そのため、トランジスタ２３２およびトランジスタ２３３のオン状態とオフ状態の切り替え時間（第２の切替時間）は、第１の切替時間に比べて短くなる。

復調回路２４は、コイル２４１とコンデンサ２４２とを有するローパスフィルタであって、ＰＷＭ増幅信号Ｓｓ２の高周波数帯域成分を除去することにより復調してオーディオ信号（第２の復調信号）Ｓｏｕｔ２を生成しスピーカ３に出力する。

帰還回路２５は、抵抗２５１、２５２および誤差アンプ２５３を有する。誤差アンプ２５３は、入力されるＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１およびＰＷＭ増幅信号Ｓｓ２の差分に基づいて誤差信号Ｓｅを生成する。そして、帰還回路２５は、当該誤差信号Ｓｅを抵抗２５１、２５２で分圧して帰還信号Ｓｆ２を生成し、積分回路２１に負帰還させる。

ここで、オーディオ信号Ｓｏｕｔ２は、スイッチング周波数Ｆ１より高い周波数であるスイッチング周波数Ｆ２でＰＷＭ変調して増幅された信号であり、オーディオ信号Ｓｏｕｔ１に比べて、高周波数帯域まで帰還をかけることができる高性能アンプ２で増幅された信号である。また、高性能アンプ２は、ＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１とＰＷＭ増幅信号Ｓｓ２に基づいて生成された帰還信号Ｓｆ２を帰還させているから、オーディオ信号Ｓｏｕｔ２は、オーディオ信号Ｓｏｕｔ１における高周波数帯域でのＴＨＤ＋Ｎの成分を含んだ信号となっている。

そのため、スピーカ３は、ＢＴＬ接続された大出力アンプ１と高性能アンプ２から出力されるオーディオ信号Ｓｏｕｔ１、Ｓｏｕｔ２を放音することにより、オーディオ信号Ｓｏｕｔ１に係る高周波数帯域のＴＨＤ＋Ｎが、オーディオ信号Ｓｏｕｔ２によって低減されることになる。

このように、スピーカ装置１００は、大出力アンプ１において生成される高周波数帯域のＴＨＤ＋Ｎの成分を含むＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１を大出力アンプ１より低い電源電圧および高いスイッチング周波数で駆動する高性能アンプ２に帰還させることにより、大出力アンプ１から出力されるオーディオ信号Ｓｏｕｔ１に係るＴＨＤ＋Ｎを、ＢＴＬ接続された高性能アンプ２から出力されるオーディオ信号Ｓｏｕｔ２によって低減することができるから、大出力、高性能、低損失、低輻射ノイズを同時に実現することができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は以下のように、さまざまな態様で実施可能である。

＜変形例１＞
実施形態におけるスイッチング回路１３、２３を駆動する際のデッドタイムについて、スイッチング回路１３とスイッチング回路２３で異なった設定としてもよい。例えば、スイッチング回路１３のトランジスタ１３２およびトランジスタ１３３は、スイッチング回路２３のトランジスタ２３２およびトランジスタ２３３に比べてデバイス特性が悪いから、スイッチング回路１３に設定されるデッドタイム（第１の時間）をスイッチング回路２３に設定されるデッドタイム（第２の時間）より長くしてもよい。このようにすると、トランジスタ１３２およびトランジスタ１３３に貫通電流が流れることにより発生する大出力アンプ１の輻射ノイズ、電力損失を低減することができる。一方、大出力アンプ１は、ＴＨＤ＋Ｎを増加させることになるが、高性能アンプ２によってＴＨＤ＋Ｎが低減されることになるから、最終的にはＴＨＤ＋Ｎの増加を抑えることができる。

＜変形例２＞
実施形態における構成において、デジタルアンプ全体のアンプゲインを以下のように設定してもよい。ゲイン設定について図２を用いて説明する。図２は図１の構成についてゲインを説明するための図である。Ｇ１は大出力アンプ１のゲインを示し、Ｇ２は帰還をかけないときの高性能アンプ２のゲインを示している。ここで、双方のアンプの入力感度は同じであるとする。全体のアンプゲインは、高性能アンプ２の帰還量の設定によって行うことができ、Ｇ１−Ｇ２からＧ１＋Ｇ２の間、特に効率を考えるとＧ１＋Ｇ２に近いゲインになるように設定することが望ましい。このように設定することにより、高性能アンプ２が先にクリップすることがなくなり、実施形態の効果を効率よく得ることができる。

＜変形例３＞
実施形態における高性能アンプ２の帰還回路２５に、図３に示すようなフィルタを設けてもよい。このようにすると、大出力アンプ１のスイッチングノイズが誤差アンプ２５３、積分回路２１に混変調歪を生じさせることを防止することができる。なお、図３に示すようなフィルタを用いる場合には、ループ位相が回転しないように、抵抗値、コンデンサの容量を設定すればよい。また、各オペアンプを高スルーレートのものを使用しても、混変調歪を防止する効果を得ることができる。

＜変形例４＞
実施形態におけるスピーカ装置１００に、図４に示すようなコンデンサＣ５、Ｃ６を設けてもよい。図４は、図１における一部分を抜き出し、トランジスタ１３２およびトランジスタ１３３、トランジスタ２３２およびトランジスタ２３３に接続される電源の一部の回路を加えて記載した図である。ここで、整流ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデンサＣ１、Ｃ２はトランジスタ１３２およびトランジスタ１３３に接続される電源が有する整流ダイオードおよびコンデンサを示し、整流ダイオードＤ３、Ｄ４およびコンデンサＣ３、Ｃ４はトランジスタ２３２およびトランジスタ２３３に接続される電源が有する整流ダイオードおよびコンデンサを示している。このようにすると、コイル１４１、２４１の回生電流がコンデンサＣ２、Ｃ３の電圧を上昇させるバンピング現象を発生することを抑制することもできる。この場合、コンデンサＣ５、Ｃ６の各々の容量は、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４の各々の容量に比べて大きい容量とすることが望ましい。また、整流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を同期整流回路にすれば、バンピング現象の発生をより抑制することができる。

＜変形例５＞
実施形態においては、ＰＷＭ変調回路１２、２２において用いられるスイッチング周波数Ｆ１、Ｆ２の関係として、スイッチング周波数Ｆ２は、スイッチング周波数Ｆ１より高い周波数であるとしていたが、さらに所定の関係を持たせてもよい。例えば、スイッチング周波数Ｆ１の整数倍の周波数とスイッチング周波数Ｆ２の周波数との差が、可聴帯域にならないようにすると、ＰＷＭ変調回路１２、２２のスイッチング周波数の違いにより発生するビートノイズを低減できるから、スピーカ３から放音されるノイズを低減することができる。また、三角波発生回路１２２において生成されるスイッチング周波数Ｆ１の三角波信号、および三角波発生回路２２２において生成されるスイッチング周波数Ｆ２の三角波信号が、それぞれ同一の発振回路のクロックに基づいて生成される三角波信号とすれば、ビートノイズをさらに抑制することができる。

＜変形例６＞
実施形態においては、大出力アンプ１および高性能アンプ２における帰還は、それぞれスイッチング回路１３、２３からの出力であるＰＷＭ増幅信号Ｓｓ１、Ｓｓ２を用いていたが、復調回路１４、２４からの出力であるオーディオ信号Ｓｏｕｔ１、Ｓｏｕｔ２を用いるようにしてもよい。この場合は、図５に示すような構成とすればよく、コンデンサと抵抗を有する位相補正回路１５４、２５４を帰還回路１５、２５に追加し、コンデンサ１１２、２１１の容量を小さくしてもよい。このようにしても、実施形態と同様な効果を得ることができる。

＜変形例７＞
実施形態においては、入力端子４から入力されたオーディオ信号Ｓｉｎは、高性能アンプ２に供給され、大出力アンプ１へは、反転回路５によって位相を反転したオーディオ信号Ｓｒを供給していが、大出力アンプ１と高性能アンプ２へ供給されるオーディオ信号は位相が反転していればよいので、オーディオ信号Ｓｉｎを大出力アンプ１へ、オーディオ信号Ｓｒを高性能アンプ２へ供給するようにしてもよい。

＜変形例８＞
実施形態においては、スイッチング回路１３、２３に用いられる電源電圧（Ｂ１、Ｂ２）と、ＰＷＭ変調回路１２、２２におけるスイッチング周波数Ｆ１、Ｆ２については、それぞれ適宜最適な値が設定されるが、電源電圧とスイッチング周波数の間に相関を持たせてよい。例えば、電源電圧を上げることにより悪化した輻射ノイズ、電力損失を低減するためにスイッチング周波数を低下させることが効果的であるから、電源電圧Ｂ１とＢ２の比とスイッチング周波数Ｆ１とＦ２の比が所定の関係（例えば、（Ｂ１／Ｂ２）＝α×（Ｆ２／Ｆ１）：αは定数）を持つようにしてもよい。

＜変形例９＞
実施形態においては、大出力アンプ１は１ｋＷ程度（第１の電圧幅が１００Ｖ程度）の出力を想定するが、大出力でなくても使用することができる。すなわち、スイッチング周波数Ｆ１よりスイッチング周波数Ｆ２が大きく、電圧Ｂ１より電圧Ｂ２が小さいという関係を満たしていれば、どのような出力であっても実施形態と同様な効果を得ることができる。

＜変形例１０＞
実施形態においては、スイッチング回路１３が有する一対のトランジスタ（トランジスタ１３２、トランジスタ１３３）は、トランジスタ１３２をＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、トランジスタ１３３をＮチャネルＭＯＳＦＥＴとしてもよいし、双方がＰチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。すなわち、一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように各トランジスタのゲート電圧をＦＥＴドライバ１３１によって制御することができれば、一対のトランジスタのＮチャネル、Ｐチャネルの組み合わせはどのような組み合わせであってもよい。なお、スイッチング回路２３が有する一対のトランジスタ（トランジスタ２３２、トランジスタ２３３）についても、スイッチング回路１３が有する一対のトランジスタと同様に、どのような組み合わせとすることもできる。また、スイッチング回路１３の一対のトランジスタの組み合わせとスイッチング回路２３の一対のトランジスタの組み合わせとは、同一の組み合わせでなくてもよい。

実施形態に係るスピーカ装置の構成を示す回路図である。 変形例２に係るゲインについての説明図である。 変形例３に係るフィルタの構成を示す回路図である。 変形例４におけるバンピング現象を低減する構成を示す回路図である。 変形例６に係るスピーカ装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１…大出力アンプ、２…高性能アンプ、３…スピーカ、４…入力端子、５…反転回路、１１，２１…積分回路、１２，２２…ＰＷＭ変調回路、１３，２３…スイッチング回路、１４，２４…復調回路、１５，２５…帰還回路、１１１，２１１…オペアンプ、１１２，２１２，１４２，２４２…コンデンサ、１２１，２２１…コンパレータ、１２２，２２２…三角波発生回路、１３１，２３１…ＦＥＴドライバ、１３２，１３３，２３２，２３３…トランジスタ、１４１，２４１…コイル、１５１，１５２，２５１，２５２…抵抗、２５３…誤差アンプ、１５４，２５４…位相補正回路

Claims (7)

1. 入力されるオーディオ信号を積分して出力する第１の積分手段と、
   前記第１の積分手段から出力された信号を第１のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第１のＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ変調手段と、
   前記第１のＰＷＭ信号を増幅して、第１の電圧幅の振幅を有する第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のスイッチング手段と、
   前記第１のＰＷＭ増幅信号を復調して第１の復調信号を生成する第１の復調手段と、
   前記第１のＰＷＭ増幅信号を前記第１の積分手段に負帰還させる第１の帰還手段と、
   前記オーディオ信号とは位相が反転した信号を積分して出力する第２の積分手段と、
   前記第２の積分手段から出力された信号を前記第１のスイッチング周波数より高い第２のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第２のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ変調手段と、
   前記第２のＰＷＭ信号を増幅して、前記第１の電圧幅より小さい第２の電圧幅の振幅を有する第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のスイッチング手段と、
   前記第２のスイッチング手段から出力された第２のＰＷＭ増幅信号を復調して第２の復調信号を生成する第２の復調手段と、
   前記第１のＰＷＭ増幅信号と前記第２のＰＷＭ増幅信号との差分に基づいて生成された信号を前記第２の積分手段に負帰還させる第２の帰還手段と
   を具備することを特徴とするデジタルアンプ装置。
2. 入力されるオーディオ信号を増幅して出力する第１の増幅手段と、
   前記第１の増幅手段から出力された信号を第１のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第１のＰＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ変調手段と、
   前記第１のＰＷＭ信号を増幅して、第１の電圧幅の振幅を有する第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のスイッチング手段と、
   前記第１のＰＷＭ増幅信号を復調して第１の復調信号を生成する第１の復調手段と、
   前記第１の復調信号を前記第１の増幅手段に負帰還させる第１の帰還手段と、
   前記オーディオ信号とは位相が反転した信号を増幅して出力する第２の増幅手段と、
   前記第２の増幅手段から出力された信号を前記第１のスイッチング周波数より高い第２のスイッチング周波数でＰＷＭ変調して、第２のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷＭ変調手段と、
   前記第２のＰＷＭ信号を増幅して、前記第１の電圧幅より小さい第２の電圧幅の振幅を有する第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のスイッチング手段と、
   前記第２のスイッチング手段から出力された第２のＰＷＭ増幅信号を復調して第２の復調信号を生成する第２の復調手段と、
   前記第１の復調信号と前記第２の復調信号との差分に基づいて生成された信号を前記第２の増幅手段に負帰還させる第２の帰還手段と
   を具備することを特徴とするデジタルアンプ装置。
3. 前記第１のスイッチング手段は、
   第１の一対のトランジスタと、
   前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のトランジスタ制御手段と
   を具備し、
   前記第２のスイッチング手段は、
   第２の一対のトランジスタと、
   前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のトランジスタ制御手段と
   を具備し、
   前記第１のトランジスタ制御手段は、オン状態となるトランジスタを切り替えるときに、前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタがともに、第１の時間オフ状態になるように制御し、
   前記第２のトランジスタ制御手段は、オン状態となるトランジスタを切り替えるときに、前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタがともに、前記第１の時間より短い第２の時間オフ状態になるように制御する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のデジタルアンプ装置。
4. 前記第１のスイッチング手段は、
   第１の一対のトランジスタと、
   前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第１のＰＷＭ増幅信号を出力する第１のトランジスタ制御手段と
   を具備し、
   前記第２のスイッチング手段は、
   第２の一対のトランジスタと、
   前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタが交互にオン状態になるように制御することにより、前記第２のＰＷＭ増幅信号を出力する第２のトランジスタ制御手段と
   を具備し、
   前記第１の一対のトランジスタの各トランジスタは、第１の切替時間でオフ状態とオン状態とが切り替わり、
   前記第２の一対のトランジスタの各トランジスタは前記第１の切替時間より短い第２の切替時間でオフ状態とオン状態とが切り替わる
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のデジタルアンプ装置。
5. 前記第１のスイッチング周波数の整数倍の周波数と第２のスイッチング周波数との差が可聴帯域以外の周波数である
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のデジタルアンプ装置。
6. 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のデジタルアンプ装置と、
   前記第１の復調信号と前記第２の復調信号とに基づいて放音する放音手段と
   を具備することを特徴とするスピーカ装置。
7. 前記放音手段が、前記第１の復調信号と前記第２の復調信号とに基づいて放音することにより、前記第１の復調信号のＴＨＤ＋Ｎのうち、前記第１のスイッチング周波数に基づいて決定される所定の周波数以上のＴＨＤ＋Ｎが低減される
   ことを特徴とする請求項６に記載のスピーカ装置。

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