CN1058588C - 桥式线性放大器的开关电源 - Google Patents

Abstract

一种电源变换器，包括一桥式功率放大器，由单一直流输入电源经一组并联的PWM反向变换器供电，用随时间变化的参考信号调制变换器，这样，任何转换周期都存在一组调制波形，除其延迟外，这些波形是相同的，在一转换周期中按时间均匀分开。反馈控制放大器比较并联变换器的电压输出与放大器所需电源电压的大小，并驱动电路的调制元件控制每一独立PWM转换器的开关工作循环。

Description

桥式线性放大器的开关电源

发明背景

桥式功率放大器的电源特别简单，仅需一两端电源。这种放大器提供大的功率，例如几十千瓦，具有宽的带宽，并且失真和噪声很小，这使其对于精密的放大用途来说几乎是理想的，例如用于磁共振图象的梯度放大器。尽管这类放大器的固有缺陷是功率效率很低。这种低效率造成大量半导体材料用作旁路器件，以及采用大的散热片来吸收放大器工作时产生和浪费的热量。

另一类放大器，即开关式脉冲宽度调制(PWM)放大器，改进了电源效率，但带宽和保真度就差得多了。PWM放大器的带宽通常不足以应付许多应用场合的需要。若以兆赫范围的开关频率工作以获得必需的带宽，则会导致低效率，因而是不实际的。若输出功率大小在几十千瓦，则使用兆赫工作频率尤其困难，且花费大。

在现有技术中已采用了两个独立的PWM反向电源对传统的“图腾柱”拓扑(非桥式)线性放大器供电，而桥式设计不需要两个PWM电源，只需一个电源，这种设计还要求或是过度的工作效率或是不足的工作效率，而且(或者)要预知放大器的输入信号，以允许慢响应的电源先开始产生必需的电源电压瞬态变化。对许多这种系统来说，这种预见的唯一可行方法是使被放大的主信号延迟几毫秒，这几毫秒是低速PWM电源所需的响应时间。在许多应用中，不允许或不希望有这种放大信号的延迟。而在试图使PWM反向电源工作得更快的尝试中，常常牺牲了变换器的输出电压脉冲，并且在低工作电流时，由于变换器表现出循环跳跃特点，输出脉动电压含有大量开关次谐波。当反向变换器工作在接近零工作循环以产生小的输出电流时，丢失循环是常见的。

在使用桥式线性功率放大器时，采用多级信号跟踪电源对放大器供电，例如美国专利4,778,452和5,045,990中所述，能使放大器系统的效率比用固定直流电源的基本B类工作高得多。所以，在下面讨论的本发明中，对桥式线性功率放大器采用多个独立的PWM反向电源，以提供高效快速精密的放大系统，而没有上述相应于PWM和桥式线性功率放大器的缺点。

发明综述

在本发明中，桥式线性功率放大器由多个并联工作的PWM反向变换器供电，每一变换器共享一共用直流输入电源，并连接到一对共同的输出端上，该输出端加到桥式线性功率放大器的电源端，反向变换器用调制参考信号调制，后者随时间变化，这样在任一转换周期都有多个调制波形，除了时间延迟外这些调制波形都是相同的，在一个转换周期中按时间间隔均匀分开，一反馈控制放大器将每一变换器的输出电压与放大器所需电压大小进行比较，并使调制器控制每一PWM变换器的开关工作循环。

所以，本发明的一个目的是提出一种能够产生几十千瓦功率的高效率快速精密的放大系统。

本发明的另一目的是提出一种工作效率高而成本合理的功率放大器。

本发明的进一步目的是提出一种功率放大器，其采用的PWM反向变换器的输出滤波器中电容和电感值达到最小，以允许控制系统中无须预知的足够高速的跟踪信号。

本发明的又一个目的是提出一种用于桥式线性功率放大器的电源，可按一时钟频率以固定的频率工作，该频率可与一外崐部系统时钟同步，以避免在系统噪声中形成拍频。

本发明再一目的是提出一种具有PWM反向电源变换器的，桥式线性功率放大器，其中低电流工作时循环跳跃产生的电源脉动电流感应噪声的频谱强度得以减小，而剩余的电源脉动电流感应噪声变为与类似的重复控制信号不相干。

附图简述

图1是一组代表性的波形，表示本发明桥式线性功率放大器的代表性输出电压信号，与必需的放大器电源电压有关，放大器电源电压支持或产生这种放大器输出信号。

图2是本发明桥式线性功率放大系统的方框图，表示一组PWM反向变换器连接到放大器的电源端，形成一共同负载。

图3是一组调制波形，馈给四个并联工作的PWM反向变换器并提供给各开关驱动信号，结果把反向变换器产生的电感电流作为混合的总电感电流送到功率放大器的电源输入端。

图4是电路和方框的组合图，由用于图2的PWM控制器的一数字同步输入信号与皮尔斯振荡器相位同步。

图5是随机噪声发生器电路图，用于为送到反向变换器的调制信号产生控制电压，它也是图2中PWM控制器的组成部分。

较佳实施例的叙述

参照附图说明的较佳实施例并不是本发明的全部内容，也不打算将本发明限制在所讨论的形式，之所以选择和讨论这些例子是为了最好地解释本发明的原理，使本领域一般技术人员能够使用本发明。

图1中，理想的放大器电源电压101产生一放大器输出电压102。电源电压略大于放大器输出电压的大小，电源电压越大，功率放大器输出级散热损失的电压越多。由于放大器要损失一些电压才能实现控制，所以不可能使电源电压和放大器输出电压之差为零。而且，由于放大器内部阻抗，还会带来一些电源电压的附加损失，必然进一步造成电源电压与放大器装置输出电压的差别。这样，要使这些损失或即放大器散热为最小，就要求跟踪电源非常精确。显然，放大器电压要求的功率变化越快，跟踪电源也必须越快。

若开关元件能有低的阻值和小的开关损失，则开关电源能有高效率，开关损失正比于工作频率，所以，工作频率不能无限制增加到损失变得无法接受。反向拓扑非常适于对接近零的输出电压和电流进行控制。最大的反向变换器输出电压限制为电源输入电压。在本发明放大器装置中，希望产生大小为200V和200A的电压，对电源要求的最小电压是大小约为10V净幅度的小工作电压和小到100mA的电流。这样，变换器输出功态功率比非常大，如40000倍数量级。在某些用途中，如磁共振成象，可能要求输出电压每微秒回转40V，这意味着变换器功率带宽为75KHz量级。75KHz的带宽要求开关频率为1MHz量级。这样高的开关频率会产生完全不能接受的开关损失，若降低开关频率，就难以滤去变换器输出中的开关脉动。

图3是一波形图，用图2中四个反向变换器202来说明，用在系统中的反向变换器202的数量取决于图2中桥式功率放大器203所希望的最大输出。图3中，图的顶部表示具体送到每一脉冲宽度调制器的调制电压和控制电压或信号。这些电压(调制电压和控制电压)在每一对应的反向变换器中产生脉冲宽度调制开关驱动信号S1、S2、S3和S4，随后在对每一变换器画出的时滞时序中产生电感电流I11、I12、I13和I14，迭加成总电感电流313，送到桥式放大器。崐每一变换器的开关驱动信号分别由数字305、306、307和308表示，每一变换器产生的感应电流或电感电流分别由309、310、311和312表示四个变换器。当采用这种时间交错(多相变换器)时，有效工作频率是各个工作频率的总和，而净输出电流脉动大大减小了，这使输出滤波器的结构对所要求的衰减而言可降低输出电容。结果可用一组经济的反向变换器获得所需的宽带宽。

现在参见图2所示放大器装置的整体结构。反向变换器202彼此并联，各用数字1、2、3至N标出，表示并联连接的变换器的具体数量，取决于变换器可用的输出，这与所连接的桥式放大器203的所需功率输入有关。为说明起见，用四个这种反向放大器以简化图3的电流图，应当理解，为了产生2MHz的桥式放大器最大有效工作频率，要用八个250KHz反向变换器202并联在一起，每一变换器202包括一MOSFET(金属氧化物半导体场效应管)开关207，一单向二极管208，一输出线圈即电感209，一输入旁路电容211，以及一输出电容210。尽管图2中表示出各个单独的输出电容210，但由于这些电容是并联使用的，也可以在电路中用单个电容，每一反向变换器202只需产生桥式放大器所需总输出电流的一部分，例如，总输出为200A，八个反向变换器只需各自产生25A来满足总输出电流需求。比起要对付200A的总输出电流的大电感来，25安培的电感209制造起来容易多了，也小巧紧凑得多了。

有两种基本的反向变换器拓扑法可使用图示的N沟道MOSFET开关207，图2中所示拓扑是由于其易于采用MOSFET栅极驱动而选择的，其它的反向变换器基本拓扑也许会把N沟道MOSFET的漏极端接到电源正端而把MOSFET的源极端接到电感一二极管(209，208)结点。电感209应被接到正输出端，而不是图2中的负端。这里叙述的这种未在图上表示的反向变换器拓扑法需要对每一相的栅极驱动配单独的电源。以及经一dv/dt极高的接口从各相共用控制器206耦合栅极驱动信号，大大增加了成本和复杂程度。

用于并联的各反向变换器202的单一电源来自直流主电源201，范围可在180至200V，变换器202的相位控制由图2的PWM控制器206产生。放大器驱动控制器205连接在桥式放大器203和控制器206之间，可以是美国专利3,808,545中叙述的那种类型。放大器驱动控制器205产生一指令信号101，驱使PWM控制器206根据需求状况产生以反向变换器202到桥式放大器的输入电流。

PWM控制器206包括图4所示同步振荡器图。4的皮尔斯振荡器405无须任何数据时钟输入以指定频率振荡，若有一数据时钟信号，振荡器输出将表现为与数据时钟的谐波有一定相位关系，后者为振荡器的固有频率。只要有数据时钟的谐波接近振荡器的固有频率，就可能有大量的整倍数频率实现相位锁定。串联的LC谐波器404调到在振荡器频率上谐振，可由任何适当的子谐波激励。图4中的电路402产生一受控宽度脉冲激发谐振器404。电路402由数据时钟产生一单边缘触发脉冲，消除工作周期灵敏度，谐波器404的Q值尽可能维持得高些，这要求谐波器由一低阻抗源驱动，如CMOS缓冲器403。将正弦电流送入振荡器405消除了锁存时振荡器的多边缘输出，相位锁存平稳、迅速。同步信号由图中所示字码时钟产生。

图3中所示变换器调制波形(301、304)由图4中多相调制电压发生器406产生。同步振荡器的时钟输入产生一组50％相移工作循环脉冲，依次转换成图3的三角波。崐三角波加到比较器的一个输入端，而图3所示的控制电压加到比较器的另一输入端，比较器的输出当与适当的控制信号即电压组合时是一组宽度调制脉冲(305～308)，各脉冲通过高速光振荡器耦合，驱动栅极驱动器，后者再驱动图2中的MOSTET器件207，如PWM产品中常见的那样。

功率放大器的一些严格应用场合使用采样数据系统，后者以数字方式提供输入波形并在时间上与输入同步地处理系统输出，在这种系统的输出中出现的少量高频噪声会产生虽小但严重的(拍频)信号，此时多个数据频率与高频噪声混在一起，“拍频”干扰可通过使跟踪变换器对数据时钟作相位锁定而减小到零频率，如图4所示。

PWM控制器206中包括图5所示的噪声发生器，图5中电压误差放大电路501产生控制电压，用来产生图3所示的宽度调制脉冲305～308。正如图2a所示，来自电压误差放大器电路501的控制电压传送至多个比较器212中每一个的负输入端。三角波V_MOD-1至V_MOD-4传送至每个比较器212的正输入端。正如本领域所公知的，比较器产生的输出是一组驱动图2中变换器202的宽度调制脉冲(305-308)，如上所述。图5中数字化伪随机噪声(PRN)发生器506对电压误差放大电路501提供一信号源，旁路滤波器505用来去掉信号源的直流输出项，并使波幅分布形状更接近于高斯曲线。如果将信号引入用与组成放大电路501反馈网络的RC网络有着同样时间常数的RC网络504形成放大器的虚地，就可以在电压误差放大电路501输出端产生与噪声源相同的噪声频谱。RC网络504包括一时滞反馈电阻(Rlfb)和一个时滞反馈电容(clfb)，电阻被乘以一个常数，电容被除以一个常数，该常数用来标定不同等级。

当在很低的输出电流下要调整高频电源时，控制器常常必须产生循环跳跃。接下来的问题是，所需的输出电流小于工作频率乘每次开关循环中传送的最小电荷，反向变换器开关每次接通，一定量的电荷就转移到输出电路。由于控制器无法减小这一电荷，它唯一能够做的只是通过取消一些开关次数来降低电荷转移速率。最有可能的是周期性地跳过一些循环，结果在输出波形中产生二谐波电压脉动当该脉动频率降低时，变换器的输出滤波器就不那么有效了，这一电源噪声也不会完全被放大器抑制，结果以小幅度出现在输出信号中。某些应用场合就屡受输出信号中的周期性噪声干扰。

若将一个类似于噪声的信号送入由反馈或误差放大电路501和电源反馈网络502组成的控制回路中，就有可能使循环跳跃现象不规范化。对控制回路的输入信号由差分接收器503提供。它的作用是频率加重和限制功率放大器电压指令信号。

桥式线性功率放大器203与其负载204相连，并由一通过多个并联PWM反向变换器202调整的单一电源供电，这就形成了一个高效率的放大装置，成本较低而速度格外地快。放大器驱动和控制器205使控制器206准确地切换反向变换器202的MOSFET管，如图3中依次画出那样，根据负载204加到放大器上的指令电平所决定的确切增量，对桥式放大器产生输入功率电流。每一变换器202的调制频率足够高，使实际的开关式电源输出滤波器209、210通带足够大，可以输出桥式放大器所要求的最高速电流。

本发明并不限于上面讨论的具体细节，而且可以在权利要求范围内修改。

Claims (10)

1.一种放大器电路，其特征在于，包括一具有电源输入端的桥式放大器、多个互相并联并适于接到一直流电源的脉冲宽度调制反向变换器，每一变换器跟踪所述桥式放大器的电源需求，所有所述变换器将所述电源的电流汇总输出到所述桥式放大器电源输入端。

2.如权利要求1的放大器电路，其特征在于，所述放大器在信号公共端有一输出端。

3.如权利要求1的放大器电路，其特征在于，每一所述变换器工作于一单独的电流发生相位选定模式，以使输出脉冲最小，并提高了所有所述变换器汇总输出电流的有效开关速率。

4.如权利要求3的放大器电路，其特征在于，每一所述变换器包括一开关电源输出滤波器，输出所述放大器在其功率输入端所需的快速电流。

5.如权利要求3的放大器电路，其特征在于，每一所述变换器是反向驱动拓扑型。

6.如权利要求5的放大器电路，其特征在于，每一变换器包括一能接收脉冲宽度调制驱动信号的三端开关装置，并具有一适于连接到所述电源一端的控制公共端。

7.如权利要求1的放大器电路，其特征在于，每一转换器有一工作频率，其相位锁定于取样数据输入的数据速率。

8.如权利要求7的放大器电路，其特征在于，包括一脉冲宽度调制控制装置，感知所述放大器的电源输入指令，并响应于该指令对每一所述变换器产生一所述脉冲宽度调制驱动信号，所述控制装置包括一自激振荡器和相位锁定电路，所述相位锁定电路包括一由数据速率时钟脉冲激励的谐波电路，使所述振荡器同步地产生所述脉冲宽度调制开关驱动信号。

9.如权利要求8的放大器电路，其特征在于，所述控制装置包括一用于提供控制电压的噪声发生器，所述控制电压连同所述振荡器产生的调制电压一起产生所述脉冲宽度调制开关驱动信号，所述发生器产生的一随机噪声信号注入一作为所述控制器一部分的电源控制回路，使所述放大器电路的工作在所述汇总输出电流低值时随机化。

10.如权利要求9的放大器电路，其特征在于，所述噪声发生器是数字式伪随机类型的噪声发生器。

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