JP6315834B2 - スイッチトモードアシストリニアレギュレータ - Google Patents

Description

本開示は、スイッチトモードアンプ／レギュレータとリニアアンプ／レギュレータを組み合わせるハイブリッド又は複合アンプ／レギュレータのアーキテクチャに関する。このアーキテクチャは、リニアアシストスイッチトモード又はスイッチトモードアシストリニアアーキテクチャとも称する。

ハイブリッドアーキテクチャの一応用例では、ハイブリッドレギュレータが、電力出力ノードで並列に結合され、レギュレートされた負荷電圧及び負荷電流を供給するように協同して制御される、スイッチトモードコンバータ（又はスイッチトコンバータ）及びリニアアンプを含む。このようなハイブリッドレギュレータでは、帯域幅は高いが効率が低いリニアアンプほど、高い周波数成分の出力電力を供給し、効率は高いが帯域幅が低いスイッチトコンバータほど、低い周波数成分を提供する。

ハイブリッドレギュレータの一応用例は、ＲＦ（無線周波数）パワーアンプ（ＰＡ）用のエンベロープ変調電源である。エンベロープ変調／追従は、例えば、モバイルＲＦ通信に典型的な高いピーク対平均電力比（ＰＡＲ）信号の電力増幅効率を改善する。エンベロープ変調レギュレータは、ＲＦ ＰＡ供給電圧を動的に制御して、ＰＡ出力電力変動／要件に追従する。

エンベロープ変調／追従電源の設計パラメータには、ノイズ、歪、及び帯域幅が含まれる。エンベロープ変調器によって生じ、ＰＡ供給ピンに伝わるノイズ及び歪は、ＰＡ出力スペクトルに渡される。エンベロープ変調器の帯域幅は、典型的に、ベースバンド信号の帯域幅よりかなり高くなる。ハイブリッドレギュレータアーキテクチャの場合、大きなノイズ源は、スイッチトモードコンバータからのスイッチングノイズであり、重要な設計基準は、エンベロープ変調器の動作帯域幅（出力インピーダンス帯域幅）にわたってリニアアンプの小信号出力インピーダンスを小さくすることである。

ハイブリッドレギュレータは、電力出力ノードにＡＣ結合されるリニアアンプを備えて構成され得る。リニアアンプは、負荷電圧のＡＣ成分を供給するだけでよく、レギュレータの出力におけるＤＣ平均電圧は、ＡＣカップリング（ＤＣデカップリング）コンデンサにおいて維持される。

下記の説明は、パワーアンプ応用例でのレギュレートされた電源の文脈でなされるが、本明細書で提示される原理は、このような応用例に限定されるものではなく、より一般に、スイッチトモードコンバータ及びリニアアンプを含むハイブリッドアーキテクチャを対象とする。

レギュレートされた動的負荷電圧及び関連する負荷電流を信号（動的）帯域幅により特徴づけられた動的負荷に供給するレギュレータとしてスイッチトモードアシストリニア（ＳＭＡＬ）アンプアーキテクチャを適合させるための装置及び方法が提供される。ＳＭＡＬアンプ／レギュレータアーキテクチャは、負荷に結合される供給ノードにおいて（リニア）アンプに結合されるスイッチトモードコンバータ（スイッチトコンバータ又はスイッチャ）を含む。ＳＭＡＬアンプ／レギュレータは、動的負荷の信号帯域幅より狭くし得る信号経路帯域幅に対して構成され、この信号経路帯域幅によって特徴付けられる。

一実装形態では、ＳＭＡＬレギュレータが、カップリングコンデンサを介して供給ノードに結合されるアンプを備えて構成され、容量性充電制御を用いたＡＣカップリングのための方法を実装する。この方法は、（ａ）動的入力信号に応答して、対応するレギュレートされた負荷電圧を、信号経路帯域幅に基づいてアンプから供給すること、（ｂ）信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流をスイッチャから供給ノードに供給すること、及び（ｃ）スイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流に対応するアンプ負荷電流をアンプ回路からカップリングコンデンサを介して供給ノードに供給することを含む。この方法はさらに、（ａ）スイッチング制御信号を提供する電流制御ループ、及びカップリングコンデンサ両端の電圧と所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧との差に対応するオフセットを電流制御ループに導入する入れ子充電制御ループを確立すること、及び（ｂ）非ゼロオフセットに応答して、ＳＭＡＬレギュレータが、対応する調節されたスイッチング制御信号を提供して、スイッチャが対応する調節されたスイッチャ負荷電流を供給して、非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均を有する調節されたアンプ負荷電流をアンプに出力させ、それによって、カップリングコンデンサ上の電圧を所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧に調節するようにすることを含む。

別の実装形態において、ＳＭＡＬレギュレータが、（リニア）アンプの出力インピーダンス帯域幅から信号経路帯域幅をデカップリングするための方法を実装する。この方法は、（ａ）第１及び第２のネガティブフィードバックループを、第１のフィードバックループが第２のフィードバックループより高速であり、（ｉ）第１のフィードバックループがアンプの出力インピーダンス帯域幅を制御するように構成され、（ｉｉ）第２のフィードバックループがＳＭＡＬレギュレータの信号経路帯域幅を制御するように構成されるように、確立することによって、ＳＭＡＬレギュレータの信号経路帯域幅と、アンプの出力インピーダンス帯域幅とを独立して制御するようにアンプを構成し、それによって、信号経路帯域幅から出力インピーダンス帯域幅の構成をデカップリングすること、（ｂ）信号帯域幅を有する入力信号に応答して、対応するレギュレートされた、信号経路帯域幅を有する負荷電圧をアンプから供給すること、（ｃ）信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、負荷電流及びスイッチャ帯域幅に対応するスイッチャ負荷電流をスイッチャから供給すること、及び（ｄ）信号経路帯域幅に対応するアンプ負荷電流とスイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流とをアンプから供給することを含む。

パワーアンプ（ＰＡ）を含み、ＰＡの電力変動／要件に追従するエンベロープ変調電力をＰＡに供給するように構成されるエンベロープ変調器を含む、例示のＲＦトランスミッタシステムを示す。 パワーアンプ（ＰＡ）を含み、ＰＡの電力変動／要件に追従するエンベロープ変調電力をＰＡに供給するように構成されるエンベロープ変調器を含む、例示のＲＦトランスミッタシステムを示す。

ＲＦ ＰＡのためのエンベロープ変調器／電源として応用するためなどのＳＭＡＬ（スイッチトモードアシストリニア）レギュレータの例示実施形態を示す。このＳＭＡＬレギュレータは、負荷電流を供給するように構成されるスイッチトモードコンバータと、レギュレートされた負荷電圧を供給するように、及びスイッチトコンバータによって供給されない負荷電流を供給するように構成されるリニアアンプ（スイッチトコンバータにＤＣ結合される）とを含む。

図２に示すＳＭＡＬレギュレータの実施形態に関する例示波形を示す。（ａ）上のグラフでは、ＰＡ出力電力変動／要件に追従するＰＡ負荷／供給電圧Ｖ_ＰＡの波形を、（ｂ）下のグラフでは、関連するＰＡ負荷電流Ｉ_ＰＡを、スイッチトモードコンバータによって供給される負荷電流Ｉ_ＳＷのグラフと、リニアアンプによって供給される必要がある付加的な負荷電流Ｉ_ＯＰとの個別のグラフと共に、示している。

電流供給源として構成されるスイッチトモードコンバータにリニアアンプがＡＣ結合され、カップリングコンデンサに対し容量性充電制御を提供するためにリニアアンプを効果的に制御するようにスイッチング（電流）制御ループが構成される、ＳＭＡＬレギュレータの例示実施形態を示す。

電圧供給源（出力インダクタを介して電流を供給する）として構成されるスイッチトモードコンバータにリニアアンプがＡＣ結合され、カップリングコンデンサに対し容量性充電制御を提供するためにリニアアンプを効果的に制御するようにスイッチング（電圧）制御ループが構成される、代替のＳＭＡＬレギュレータの例示実施形態を示す。 図５Ａの代替のＳＭＡＬレギュレータのための等価回路を示す。

リニアアンプがスイッチトモードコンバータにＡＣ結合され、カップリングコンデンサのリニアアンプ側に結合されるトランジスタを制御する容量性充電制御ループによって容量性充電制御が実装される、ＳＭＡＬレギュレータの例示の代替実施形態を示す。

出力インピーダンスと信号経路帯域幅がデカップリングされたリニアアンプ設計を含み、出力インピーダンス帯域幅を広くするように構成されるローカル／内部（より高速の）フィードバックループと、出力インピーダンス帯域幅から独立した信号経路帯域幅を確立するように構成可能な外部フィードバックネットワークとを含むＳＭＡＬレギュレータの例示実施形態を示す。

スイッチトモードコンバータがリニアアンプのローカル／内部フィードバックループに直接的に結合され、寄生トレースインダクタンス（例示のＩＣ実装では、専用のＩＮ＿ＳＷピンに結合される）を低減する、図７ＡのＳＭＡＬレギュレータの例示の代替実施形態を示す。

閉ループ出力インピーダンス（Ｚ_ＯＵＴ）と周波数の関係を示す。

ハイブリッドアンプ／レギュレータアーキテクチャの例示の実施形態を説明する。このアーキテクチャは、レギュレートされた動的負荷電圧及び関連する負荷電流を、信号（動的）帯域幅によって特徴付けられる動的負荷に供給するスイッチトモードアシストリニア（ＳＭＡＬ）レギュレータとして実装される。ＳＭＡＬレギュレータの実施形態は、負荷に結合される供給ノードにおいて（リニア）アンプに結合されるスイッチトモードコンバータ（スイッチトコンバータ又はスイッチャ）を含む。ＳＭＡＬアンプ／レギュレータは、動的負荷の信号帯域幅より狭くし得る信号経路帯域幅に対して構成され、この信号経路帯域幅によって特徴付けられる。また、ＳＭＡＬアンプ／レギュレータは、レギュレートされた（動的な）負荷電圧をリニアアンプが設定するように構成され、スイッチトコンバータ（信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅によって特徴付けられる）は低周波数負荷電流を供給し、一方、（高帯域幅の）リニアアンプはスイッチトコンバータによって供給されない負荷電流を供給する。ＳＭＡＬレギュレータの例示実施形態を、ＲＦパワーアンプ（ＰＡ）のためのエンベロープ変調（追従）電源としての例示応用例の文脈で説明する。エンベロープ変調及びエンベロープ追従という用語は交換可能に用いられる。

ＳＭＡＬレギュレータの実施形態が、カップリングコンデンサを介して供給ノードに結合されるアンプを備えて構成され、容量性充電制御を用いたＡＣカップリングを実装する。ここで、（ａ）アンプ回路は、動的入力信号に応答して、対応するレギュレートされた負荷電圧を信号経路帯域幅に基づいて供給し、（ｂ）スイッチャ回路は、信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ負荷電流をスイッチャ帯域に基づいて供給し、（ｃ）アンプ回路は、カップリングコンデンサを介して、スイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給する。スイッチャ回路は、（ａ）スイッチャ回路を制御してスイッチャ負荷電流を供給するスイッチング制御信号を提供するように構成される電流制御ループ、及び（ｂ）カップリングコンデンサ両端の電圧と所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧との差に対応するオフセットを電流制御ループに導入するように構成される入れ子充電制御ループを含み、（ｃ）そのため、非ゼロオフセットに応答して、対応する調節されたスイッチング制御信号を電流制御ループが提供するようにする。調節されたスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ回路は、対応する調節されたスイッチャ負荷電流を供給して、アンプ回路に、非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均を有する、調節されたアンプ負荷電流を出力させ、それによって、カップリングコンデンサ上の電圧を所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧に調節する。他の実施形態では、ＳＭＡＬレギュレータは、（ａ）アンプ負荷電流を最小化するように、電流制御ループがスイッチャ負荷電流を最大にし得るように、（ｂ）信号経路帯域幅を信号帯域幅より狭くし得るように、及び（ｃ）電流制御ループが所定のヒステリシスウィンドウを用いるヒステリシス制御を実装し得るように構成され得、充電制御ループは、所定のカップリングコンデンサ電圧に対応するオフセットをヒステリシスウィンドウに導入するように構成される。

ＳＭＡＬレギュレータの他の実装形態が、（リニア）アンプの出力インピーダンス帯域幅から信号経路帯域幅をデカップリングするように構成される。これら他の実施形態は下記構成を含む。（ａ）アンプ回路が、動的入力信号に応答して、対応するレギュレートされた負荷電圧を供給する。（ｂ）スイッチャ回路が、信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流を供給する。（ｃ）アンプ回路が、スイッチャ負荷電流によって供給されない負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給する。（ｄ）アンプ回路が、第１及び第２のネガティブフィードバックループを備えて構成され、第１のフィードバックループが第２のフィードバックループより高速であるようにし、（ｉ）第１のフィードバックループが、アンプの出力インピーダンス帯域幅を制御するように構成され、（ｉｉ）第２のフィードバックループが、出力インピーダンス帯域幅とは実質的に独立して信号経路帯域を制御するように構成される。

１．ＲＦエンベロープ変調
エンベロープ変調を用いるＲＦトランスミッタにおいて、ＰＡに提供される供給電圧は、ＰＡによって必要とされる出力電力変動に相応に追従するように動的に変調される。エンベロープ変調は、ＲＦ通信（例えば、モバイルハンドセットや基地局で用いられるものなど）に典型的な高いピーク対平均電力比（ＰＡＲ）信号に対して大きな効率改善を提供する。

図１Ａは、ＲＦパワーアンプ１１と、概してＲＦＩＣ（ＲＦ集積回路）と称するＲＦベースバンドサブシステム１３とを含む、例示のＲＦトランスミッタシステム１０の機能図である。ＲＦＩＣ１３はベースバンド信号ｘ（ｔ）を生成し、ベースバンド信号ｘ（ｔ）は、ＲＦにアップコンバート（１５）され、ＰＡ（例えば、ＲＦアンテナを駆動するためのもの）によって増幅される。

エンベロープ変調器１００が、ＲＦＩＣ１３からのエンベロープ信号ｅ（ｔ）に応答して供給電圧を変調し、ＰＡ（ＰＡ供給レール）に電力を供給する。エンベロープ追従信号ｅ（ｔ）は、ＲＦＩＣ１３によって決められるようなＰＡの出力電力変動／要件に追従する。すなわち、ＲＦＩＣ１３は、ベースバンド信号を、エンベロープ（強度）情報を担持するエンベロープ追従信号ｅ（ｔ）と、位相情報を担持する定強度信号ｘ（ｔ）との２つの別個の経路に分割する。
ｅ（ｔ）＝｜ｓ（ｔ）｜ （１）
ｘ（ｔ）＝ｓ（ｔ）／｜ｓ（ｔ）｜ （２）
これら２つの信号はＰＡによって合成される。（１）の操作は非線形なので、ｓ（ｔ）が帯域幅制限されていても、エンベロープ信号ｅ（ｔ）は帯域制限されず、その結果、エンベロープ変調帯域幅は、典型的に、信号経路帯域幅よりかなり大きくなる。

図１Ｂは、ＲＦトランスミッタシステム１０の代替の実施形態を図示し、ＲＦＩＣ１３の後にローパスフィルタ１７を含む。ローパスフィルタは、エンベロープ変調器１００に入力されるエンベロープ信号ｅ（ｔ）の帯域幅を狭くするように構成され得る。ローパスフィルタによって導入されるレイテンシを補償するために、アップコンバージョン／ミキシング１５の前に、符号調節１９が用いられ得る。

この代替実施形態は、エンベロープ変調器１００を含む、ＲＦトランスミッタシステム１０の全体的な効率に関する設計トレードオフを表している。例えば、エンベロープ変調器１００の帯域幅を狭めると（すなわち、エンベロープ変調器に入力されるエンベロープ追従信号ｅ（ｔ）の帯域幅を狭めると）、ＰＡ供給電圧の追従帯域幅が狭められるという点で或る種のＰＡ効率が犠牲になるが、エンベロープ変調器の効率が改善されるという点で有利である。ｘ（ｔ）信号経路に符号調節を含めると、信号経路帯域幅が増大し、したがって、アップコンバータ／ミキサの帯域幅要件及びＰＡへの入力の帯域幅要件が広げられる。

エンベロープ追従帯域幅を制限することの他の利点には、受信帯域ノイズの減少及びＰＡ利得誤差の減少が含まれる。受信帯域ノイズは、ＲＦトランシーバの受信帯域内のＰＡの出力において測定されるノイズである。エンベロープ追従帯域幅を狭めることによって、エンベロープ変調器が導入するノイズ及び／又は歪が小さくなり、受信帯域ノイズが低減される。ＰＡ利得誤差は、エンベロープ変調器を通したエンベロープ追従信号と実際のエンベロープ追従信号との差に比例し、エンベロープ追従帯域幅が狭められると、ＰＡ利得誤差が小さくなり、受信帯域ノイズが減少する。

２．ＳＭＡＬレギュレータ、ＤＣカップリングされる場合
図２は、レギュレートされた電力を負荷、すなわち、負荷電圧Ｖ_ＰＡ及び負荷電流Ｉ_ＰＡ、に提供するように構成されるＳＭＡＬレギュレータ２００の例示の実施形態を図示する。ＳＭＡＬレギュレータ２００は、リニアアンプ２１０及びスイッチトモードコンバータ２３０を、電流供給源として構成される、関連するスイッチングコントローラ２５０とともに含む。リニアアンプ２１０とスイッチトモードコンバータ２３０は、電流加算出力ノードＰＡ_ＯＵＴ（パワーアンプの供給ピンに結合される）において並列に結合される。この例示の実施形態では、リニアアンプはノードＰＡ_ＯＵＴにＤＣ結合される。

リニアアンプ段２１０は、動的入力電圧Ｖ_ＩＮに応答して動的負荷電圧Ｖ_ＰＡを供給する。ＳＭＡＬレギュレータ２００のための例示の一応用例は、ＲＦ ＰＡ（図１Ａ）のためのエンベロープ変調電源であり、動的入力電圧Ｖ_ＩＮが（ＲＦＩＣからの）エンベロープ追従信号であり、ＳＭＡＬレギュレータが、レギュレートされた動的負荷電圧Ｖ_ＰＡと、必要とされる負荷電流Ｉ_ＰＡとをＰＡに供給するようになっている。

リニアアンプ２１０は、電圧をレギュレートするように構成され、ＰＡに供給される動的負荷電圧Ｖ_ＰＡを設定する。リニアアンプはまた、スイッチトコンバータ２３０によって供給されない、必要とされる負荷電流Ｉ_ＯＰを供給する。ＳＭＡＬレギュレータ２００は、スイッチトコンバータ２３０（電流供給）からの負荷電流Ｉ_ＳＷを最大にするように構成され得、それによって、リニアアンプ２１０により供給される必要がある負荷電流Ｉ_ＯＰを最小化する。この構成では、スイッチトコンバータの帯域幅が低いほど、スイッチトコンバータが供給する負荷電流Ｉ_ＳＷの周波数が低くなり、リニアアンプの帯域幅が高いほど、リニアアンプが供給する負荷電流Ｉ_ＯＰの周波数が高くなり、そのため、ノードＰＡ_ＯＵＴにおけるＩ_ＳＷ＋Ｉ_ＯＰが、ＰＡによって必要とされる負荷電流Ｉ_ＰＡを供給する。

リニアアンプ２１０の例示の実施形態を後述する（図７Ａ及び図７Ｂ）。この実施形態は、ＳＭＡＬレギュレータ２００のための信号経路帯域幅を確立するようにリニアアンプを構成すること、及び出力インピーダンス帯域幅の構成から信号経路帯域幅の構成をデカップリングすることを含む。信号経路帯域幅から出力インピーダンス帯域幅をデカップリングすることにより、信号経路帯域幅とは比較的独立して出力インピーダンス帯域幅が最大にされ得る。これは、リニアアンプ２１０が、スイッチトコンバータ２３０によって生成されるスイッチングノイズ及びリップルを排除するように構成され得るので、より高い周波数の負荷電流（Ｉ_ＯＰ）を供給することに加えて、重要な利点である。

スイッチトコンバータ２３０の例示の実施形態は、電流供給／源として構成される降圧型コンバータとして実装される。スイッチトコンバータ２３０は、降圧インダクタ２３１を含むが、従来の降圧型電圧レギュレータの出力コンデンサは含まない。実際には、リニアアンプ２１０が従来の降圧出力コンデンサに取って代わる。この例示コンバータのトポロジは設計上の選択であり、スイッチトコンバータの代替の実装形態が、ブースト、降圧ブースト、及びフライバックを含む。

従来の降圧型コンバータ設計によれば、制御型変調器回路２３３が、降圧スイッチ（ＦＥＴ）Ｍ１／Ｍ２のためのゲートドライバ２３５を制御する。スイッチングコントローラ２５０が、スイッチトコンバータ２３０のスイッチングデューティサイクルを制御するように構成される。

スイッチングコントローラ２５０は、ヒステリシス電圧コンパレータ２５１を備えて実装される。コンパレータ２５１の一方の入力は、リニアアンプ２１０によって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰから導出され、他方の入力は、所定のオフセットＶ_{ＯＦＦＳＥＴ}である。図に示すように、リニアアンプからのＩ_ＯＰ／Ｎは、レジスタ２５５によって電圧に変換され、ローパスフィルタリング（２５７）されてスイッチング周波数が低くなる。例示の実施形態では、Ｉ_ＯＰ／Ｎはリニアアンプ２１０のＮ個の出力トランジスタの１つによって提供され、そのため、リニアアンプによって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰは、N個の出力トランジスタのうちのＮ−１個によって形成される。

スイッチングコントローラ２５０は、ＰＡに電力を供給する際のＳＭＡＬレギュレータ２００の効率を最適化するように構成され得る。これは、典型的に、負荷電流Ｉ_ＰＡのうち、（帯域幅制限の影響を受ける）スイッチトコンバータ２３０によって供給されるＩ_ＳＷ成分を最大にすること、及びそれに対応して、リニアアンプ２１０によって供給される必要がある負荷電流Ｉ_ＯＰ（及びしたがって、リニアアンプ内の電力消散）を最小にすることの結果である。すなわち、スイッチトコンバータ２３０によって供給／降下される電流Ｉ_ＳＷが最大にされ、リニアアンプ２１０によって供給／降下される必要がある電流Ｉ_ＯＰが最小にされて、高速だが効率の低いリニアアンプほど、動的負荷電流Ｉ_ＰＡのうち、供給する成分Ｉ_ＯＰの周波数が高くなり、一方、効率は高いが帯域幅が低いスイッチトコンバータほど、提供する成分Ｉ_ＳＷの周波数が低くなるようにする。典型的に、この効率最適化は、コンパレータ２５１への入力Ｖ_{ＯＦＦＳＥＴ}をゼロに設定することによる結果である。

スイッチトコンバータ２３０の例示の降圧型実装では、主に、降圧型インダクタ２３１（インダクタンスＬを有する）を介した電流の最大スルーレートによって帯域幅が制限される。スルーレートは下記の式で与えられる。
増加スルーレート＝（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＰＡ）／Ｌ
減少スルーレート＝−Ｖ_ＰＡ／Ｌ
リニアアンプ２１０は、必要とされる負荷電流Ｉ_ＰＡとスイッチトコンバータ２３０によって供給される負荷電流Ｉ_ＳＷとの間の差を動的に供給／降下させる。降圧インダクタのインダクタンスは設計トレードオフを表す。

図３は、ＳＭＡＬレギュレータ２００に関する例示波形を図示する。（ａ）上のグラフでは、リニアアンプによって設定されるようなＰＡの出力電力変動／要件に追従する負荷電圧Ｖ_ＰＡの波形、（ｂ）下のグラフでは、関連する負荷電流Ｉ_ＰＡ＝（Ｉ_ＳＷ＋Ｉ_ＯＰ）の波形を、スイッチトコンバータによって供給される低周波数負荷電流Ｉ_ＳＷのグラフと、リニアアンプによって供給される必要がある高周波数負荷電流Ｉ_ＯＰとの個別のグラフと共に、示す。負荷電流Ｉ_ＰＡの動的要件及びスイッチトコンバータの帯域幅制限に基づいて、リニアアンプ及びスイッチトコンバータの両方が電流を供給及び降下させ得ることに留意されたい。

図２を参照して、先に言及したように、ＳＭＡＬレギュレータ２００及びリニアアンプ２１０は、スイッチトコンバータ２３０の帯域幅よりかなり高い信号経路帯域幅を備えて構成され得る。例えば、本開示に従ったＳＭＡＬレギュレータの実装が、コンバータスイッチング周波数が１〜１５ＭＨｚの範囲であり（受動構成要素及び信号特性に依存する）、２０ＭＨｚの範囲の信号経路帯域幅に対して構成され得る。

３．容量性充電制御を用いるＡＣカップリング
図４、図５Ａ、図５Ｂ、及び図６は、リニアアンプがＡＣカップリング（ＤＣデカップリング）コンデンサＣ_ＡＣを介してノードＰＡ_ＯＵＴにＡＣ結合される、ＳＭＡＬレギュレータの実施形態を図示する。各実施形態では、カップリングコンデンサＣ_ＡＣは、リニアアンプの（外部）フィードバックループ内で、リニアアンプの出力とノードＰＡ_ＯＵＴとの間で結合される。

ＡＣカップリングでは、所定のＤＣ−平均電圧が、カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上で維持され、リニアアンプは、ＳＭＡＬレギュレータによって供給される負荷電圧Ｖ_ＰＡ（供給ノードＰＡ_ＯＵＴ）のＡＣ成分を供給する。リニアアンプによって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰは、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介してノードＰＡ_ＯＵＴに結合され、そのため、Ｃ_ＡＣ上の所定のＤＣ−平均電圧を維持するために、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを通る定常状態平均電流をゼロにする。

ＳＭＡＬレギュレータは、Ｃ_ＡＣ上の所定のＤＣ−平均電圧を維持するためリニアアンプからカップリングコンデンサＣ_ＡＣへの平均電流入力を制御するように構成され得る。（ａ）図４、図５Ａ、及び図５Ｂの例示の実施形態は、スイッチトモードコンバータ段が、リニアアンプの出力電流を効果的に制御するように負荷電流Ｉ_ＳＷを制御する容量性充電制御ループを含む、ＳＭＡＬレギュレータを図示し、（ｂ）図６の代替の例示実施形態は、リニアアンプ段が充電制御トランジスタを含み、充電制御トランジスタが、関連する容量性充電制御を用いてリニアアンプからカップリングコンデンサへの電流出力を制御するように構成される、ＳＭＡＬレギュレータを図示する。

例示の実施形態では、容量Ｃ_ＡＣは比較的大きく（例えば、５〜１０μＦの範囲に）し得る。この構成では、カップリングコンデンサＣ_ＡＣは、スイッチトコンバータからのスイッチングノイズ／リップルをフィルタリングするように設計されず、その代わりに、ＤＣ電圧レベルシフタとして動作し、出力電圧Ｖ_ＰＡの所定のＤＣ平均電圧を蓄積する。カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上のＤＣ平均電圧の所定のレベルは、或るレジスタから、又は１つ又は複数のレジスタからの計算により、設定され得る。

図４は、リニアアンプ４１０がＡＣカップリングコンデンサＣ_ＡＣを介してノードＰＡ_ＯＵＴにＡＣ結合される、ＳＭＡＬレギュレータ４００の例示の実施形態を図示する。スイッチトモードコンバータ４３０が、容量性充電制御を実施にするように構成されるＶ_ＣＡＣ制御ループ４５５を含み、入れ子制御ループを備えたスイッチングコントローラ４５０を含む。

機能的には、Ｖ_ＣＡＣ制御ループ４５５は、スイッチトコンバータ４３０によって供給される負荷電流Ｉ_ＳＷを制御するＩ_ＳＷ制御ループ（Ｉ_ＯＰ／Ｎ）にＶ_ＣＡＣオフセットを導入する。Ｖ_ＣＡＣオフセットに応答して、スイッチトコンバータ４３０は、リニアアンプ４１０がその出力電流Ｉ_ＬＡを調節して非ゼロ平均にするように、負荷電流Ｉ_ＳＷを相応に調節する。その結果、カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上の電圧は、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介してノードＰＡ_ＯＵＴに至る平均電流に基づいて変化して、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを充電／放電してＤＣ平均電圧Ｖ_ＣＡＣを維持する。

ＳＭＡＬレギュレータ４００のＡＣ結合された実施形態の設計を考察することにより、リニアアンプ４１０の供給電圧に対するＤＣ平均電圧Ｖ_ＣＡＣが確立される。図を見やすくするためにＤＣ平均電圧Ｖ_ＣＡＣを無視すると、ＳＭＡＬレギュレータ４００は、信号のピークツーピーク振幅が供給電圧未満である限り、供給（例えば、バッテリ）電圧を上回る出力電圧を供給し得る。例えば、供給電圧２．５Ｖに対して、ＰＡ負荷電圧Ｖ_ＰＡが２Ｖから３．６Ｖまで振れる場合、ＬＡ供給レールをブーストする必要はない。これは、信号のピークツーピーク振幅（この例では１．６Ｖ）が２．５Ｖの供給電圧未満であるためである（そして、供給電圧が適度の余裕をもって１．６Ｖを上回ったままである限り、このままである）。すなわち、ＡＣ結合された例示の実施形態では、ＬＡにおける設計制約は、Ｖ_ＰＰ（ピークツーピーク）及びＶ_{ＰＡ−ＤＣ}（平均出力電圧Ｖ_ＰＡ）がいずれも供給電圧よりいくらかの余裕をもって小さくなければならないことである（いくつかの実施形態では、Ｖ_{ＰＡ−ＤＣ}はゼロボルトとなり得る）。そのため、ＡＣ結合により、リニアアンプ４１０の供給レールをブーストする必要なく最大ＰＡ負荷電圧Ｖ_ＰＡを指定する際の設計の自由度が得られる。具体的には、Ｖ_ＰＰ及びＶ_{ＰＡ−ＤＣ}の制約が遵守される限り、Ｖ_ＰＡが供給電圧より大きくなり得る。Ｖ_ＰＡが制約される図２に示す例示のＤＣ結合実装と対比されたい。

スイッチングコントローラ４５０は、スイッチトコンバータ（降圧型）４３０を、（ａ）リニアアンプ４１０によって供給される必要がある負荷電流Ｉ_ＯＰを最小にする負荷電流Ｉ_ＳＷを供給するための定常状態動作について、及び、（ｂ）必要に応じて、Ｉ_ＳＷを調節してリニアアンプに、必要とされる負荷電流Ｉ_ＯＰを供給することに加えて、ＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧Ｖ_ＣＡＣを維持するようにカップリングコンデンサＣ_ＡＣを充電／放電する非ゼロ平均出力電流Ｉ_ＬＡを出力させることの両方について制御するように構成される。

スイッチングコントローラ４５０は、Ｉ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウを定義するヒステリシス電流コンパレータ４５１を含む。ヒステリシス電流コンパレータ４５１は、２つの制御（入れ子）ループ、即ち、（ａ）リニアアンプ４１０によって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰに対応するＩ_ＯＰ／Ｎに基づくＩ_ＳＷ制御ループ、及び（ｂ）カップリングコンデンサＣ_ＡＣの両端の電圧に基づくＶ_ＣＡＣ制御ループ４５５、から導出される入力を受け取る。図２を参照すると、Ｖ_ＣＡＣ制御ループは、基本的に、ヒステリシス電圧コンパレータ２５１へのＶ_{ＯＦＦＳＥＴ}入力に取って代わるものである。

Ｉ_ＳＷ制御ループは、降圧型スイッチトコンバータを駆動して負荷電流Ｉ_ＳＷを供給して、Ｉ_ＯＰ／Ｎ（Ｉ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウ内のローパスフィルタリングによって平均化される）を維持することによって、リニアアンプからの負荷電流Ｉ_ＯＰを最小にするように動作する。その結果、リニアアンプは、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介して加算ノードＰＡ_ＯＵＴに結合される（定常状態の）ゼロ平均出力電流Ｉ_ＬＡを、リニアアンプ４１０によって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰとして出力する。

Ｖ_ＣＡＣ制御ループ４５５は、トランスコンダクタンス（ｇｍ）アンプ４５７を備えて実装される。Ｖ_ＣＡＣ制御ループは、所定のカップリングコンデンサ電圧Ｖ_ＣＡＣに対応して、Ｉ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウにＶ_ＣＡＣ充電制御オフセットを導入する。トランスコンダクタンス（ｇｍ）アンプ４５７は、ヒステリシスコンパレータ４５１に、Ｖ_ＣＡＣ：ｇｍ＊［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］と参照されるカップリングコンデンサＣ_ＡＣの両端の電圧に比例する電流入力を提供する。すなわち、Ｖ_ＣＡＣ制御ループによって導入されるＶ_ＣＡＣオフセットは、（ａ）ＰＡ負荷電圧Ｖ_ＰＡと、（ｂ）リニアアンプ出力電圧Ｖ_ＬＡに所定のカップリングコンデンサ電圧Ｖ_ＣＡＣを加えたものである（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）との差に対応する。これらの入力をローパスフィルタリングすることにより、高周波数共通モード排除に対する要件が緩和される。

カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上の電圧が所定のＶ_ＣＡＣから逸脱すると、Ｉ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウはオフセットされ（Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）は非ゼロである）て、Ｉ_ＳＷ制御ループが、スイッチトコンバータ４３０を駆動して負荷電流Ｉ_ＳＷを出力させ、この負荷電流Ｉ_ＳＷがリニアアンプに相応に非ゼロ平均電流Ｉ_ＬＡを出力させるように動作するようにする。この非ゼロ平均電流Ｉ_ＬＡは、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介して負荷電流Ｉ_ＯＰを提供することに加えて、Ｖ_ＣＡＣまで、即ち、［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］がゼロになるまで、Ｃ_ＡＣを充電／放電する。この時点で、入れ子のＩ_ＳＷ制御ループは、リニアアンプ４１０によって供給される必要がある負荷電流Ｉ_ＯＰを最小にする負荷電流Ｉ_ＳＷを供給するようにスイッチトコンバータ４３０を駆動するため定常状態動作を継続する。この定常状態動作（カップリングコンデンサＣ_ＡＣの電圧がＶ_ＣＡＣ）では、リニアアンプは、Ｃ_ＡＣを介して加算ノードＰＡ_ＯＵＴにゼロ平均電流Ｉ_ＬＡを負荷電流Ｉ_ＯＰとして出力する。

例えば、Ｉ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウが＋５０／−５０ｍＡ（ゼロ平均電流Ｉ_ＬＡ）になるように、スイッチトコンバータ４３０が、リニアアンプ（ＬＡ）４１０によって提供される負荷電流Ｉ_ＯＰが５０ｍＡより大きいとき電流を供給し、Ｉ_ＯＰが５０ｍＡ未満のとき電流を降下させると仮定する。Ｖ_ＰＡのＤＣ平均が（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）を上回る場合、ｇｍのオフセット電流に［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］を乗じたものが、ヒステリシスコンパレータに入力される。例えば、この電流が２０ｍＡである場合、新たなＩ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウは＋７０／−３０ｍＡになり、新たなＬＡ非ゼロ平均出力電流Ｉ_ＬＡは約２０ｍＡになり、所定の電圧Ｖ_ＣＡＣに達する（Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）がゼロになる）まで、カップリングコンデンサ上の電圧を増大するようにＣ_ＡＣを徐々に充電する。

図５Ａ及び図５Ｂはそれぞれ、高周波数応用例に適合された、ＡＣカップリングを用いるＳＭＡＬレギュレータ５００の例示の代替実施形態及びＳＭＡＬレギュレータ５００のための等価回路を示す。リニアアンプ５１０が、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介してノードＰＡ_ＯＵＴにＡＣ結合される。この実施形態では、スイッチトモードコンバータ５３０が、降圧インダクタ５３１に加えて、降圧出力コンデンサ５３２を含む降圧型電圧供給源として実装される。スイッチングコントローラ５５０が、降圧型コンバータ５３０に電圧制御を施し、降圧型コンバータ５３０は、負荷電流Ｉ_ＳＷのため降圧型電圧供給を電流供給に変換する大出力インダクタ５３９を含む。スイッチングコントローラ５５０は、容量性充電制御を実現するように構成されるＶ_ＣＡＣ制御ループ５５５を含む。

機能的には、Ｖ_ＣＡＣ制御ループ５５５は、スイッチトコンバータ５３０によって供給される負荷電流Ｉ_ＳＷを制御するＩ_ＳＷ制御ループ（Ｖ_ＩＮ）にＶ_ＣＡＣオフセットを導入する。Ｖ_ＣＡＣオフセットに応答して、スイッチトコンバータ５３０は、負荷電流Ｉ_ＳＷを相応に調節して、リニアアンプ５１０は、その出力電流Ｉ_ＬＡを非ゼロ平均電流まで調節するようにする。その結果、カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上の電圧は、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介してノードＰＡ_ＯＵＴに至る平均電流に基づいて変化し、ＤＣ平均電圧Ｖ_ＣＡＣを維持するようにカップリングコンデンサＣ_ＡＣを充電／放電する。

スイッチングコントローラ５５０は、２つの信号入力、（ａ）目標電圧Ｖ_ＩＮに基づくＩ_ＳＷ制御信号であって、リニアアンプ５１０にも入力されるＩ_ＳＷ制御信号、及び、（ｂ）カップリングコンデンＣ_ＡＣの両端の電圧に基づくＶ_ＣＡＣ制御ループ５５５からのＶ_ＣＡＣ制御信号、を受け取るコンバイナ５５１を含む。

Ｉ_ＳＷ制御信号の場合、目標電圧Ｖ_ＩＮは、ローパスフィルタ５５３によって平均化され、リニアアンプ５１０によって設定される負荷電圧Ｖ_ＰＡに対応するＩ_ＳＷ制御入力をスイッチトコンバータ５３０に提供する。スイッチトコンバータ５３０へのＩ_ＳＷ制御入力は、降圧出力コンデンサ５３２上の供給電圧を制御するように動作して、その結果の、出力インダクタ５３９を通る負荷電流Ｉ_ＳＷがリニアアンプに（定常状態の）ゼロ平均出力電流Ｉ_ＬＡを出力させるようにする。出力電流Ｉ_ＬＡは、リニアアンプ５１０によって供給される必要がある負荷電流Ｉ_ＯＰとして、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介して加算ノードＰＡ_ＯＵＴに結合される。

Ｖ_ＣＡＣ制御ループ５５５は、電圧アンプ５５７及び後続の補償回路網５５９を備えて実装される。得られるＶ_ＣＡＣ制御信号は、所定のカップリングコンデンサ電圧Ｖ_ＣＡＣに対応するＶ_ＣＡＣ充電制御オフセット信号を導入する。アンプ５５７からの出力は、Ｖ_ＣＡＣ：［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］と参照されるＣ_ＡＣの両端の電圧に比例する。すなわち、Ｖ_ＣＡＣ制御ループによって導入されるＶ_ＣＡＣオフセット制御信号は、（ａ）ＰＡ負荷電圧Ｖ_ＰＡと、（ｂ）リニアアンプ出力電圧Ｖ_ＬＡに所定のカップリングコンデンサ電圧Ｖ_ＣＡＣを加えたものである（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）との差に対応する。これらの入力をローパスフィルタリングすることにより、高周波数共通モード排除に対する要件が緩和される。

カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上の電圧が所定のＶ_ＣＡＣから逸脱すると、Ｖ_ＣＡＣ制御ループ５５５からのＶ_ＣＡＣオフセット制御信号［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］は非ゼロになる。得られるＩ_ＳＷ制御信号及びＶ_ＣＡＣオフセット制御信号は、コンバイナ５５１によって合成され、スイッチトコンバータ５３０を駆動して負荷電流Ｉ_ＳＷを調節し、それによって、リニアアンプ５１０に、［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］に対応する非ゼロ平均電流Ｉ_ＬＡを出力させる。この非ゼロ平均電流Ｉ_ＬＡは、負荷電流Ｉ_ＯＰを提供することに加えて、Ｖ_ＣＡＣまで、即ち、［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］がゼロになるまで、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを充電／放電する。この時点で、Ｉ_ＳＷ制御信号は（ローパスフィルタリングされた目標電圧Ｖ_ＩＮに対応して）、リニアアンプ５１０からの負荷電流Ｉ_ＯＰを最小にする負荷電流Ｉ_ＳＷを供給するようにスイッチトコンバータ５３０を駆動する際の定常状態動作を継続する。リニアアンプは、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介して加算ノードＰＡ_ＯＵＴに、負荷電流Ｉ_ＯＰに対応するゼロ平均電流Ｉ_ＬＡを出力する。

図５Ｂは、図５Ａに示したＳＭＡＬレギュレータ５００の実施形態のＡＣ等価回路を示す。図５Ｂでは、スイッチトモードコンバータ（降圧型）５３０を電圧制御型電圧供給源に近似している。制御ループの伝達関数は下記によって与えられる。
図５Ｂには、カップリングコンデンサＣ_ＡＣのＥＳＲであるＲ_Ｃ（伝達関数ではＣと表す）及びＬのＥＳＬであるＲ_Ｌを除いて、すべての量が示されている。極及びゼロは、Ｐ１＝０、Ｐ２＝−ＲＬ／Ｌ、Ｐ３＝−２πｆ３ｄＢ、Ｐ４＝−１／Ｃ１Ｒ１１、Ｚ１＝−１ＣＲＣ、Ｚ２＝−１／（Ｃ１（Ｒ１２＋Ｒ１１））である。例えば、（Ｐ２）１００ｍΩのＥＳＲ及び１００μＨのＬと仮定すると、この極は１６０Ｈｚに位置し得る。（Ｐ３）この極は、リニアアンプ電流によって生じるコンデンサＣの両端のいかなる高周波数ノイズもフィルタリング除去するための付加的な自由度を提供する。（Ｐ４）この極は、リニアアンプ電流によって生じるコンデンサＣの両端のいかなる高周波数ノイズもフィルタリングして除去するための付加的な自由度を提供する。（Ｚ１）２０ｍΩのＥＳＲ及び５０μＦのＣと仮定すると、このゼロは１６６Ｈｚ（極めて高い周波数極）に位置し得る。（Ｚ２）このゼロは、ループを安定化させるように及び位相マージンを大きくするように設定され得る。

図６は、容量性充電制御がリニアアンプ段において実装される、ＡＣカップリングを用いる代替のＳＭＡＬレギュレータアーキテクチャ６００の例示の実施形態を示す。具体的には、リニアアンプ段６１０が、Ｖ_ＣＡＣ（充電）制御トランジスタＭ３及び関連するＶ_ＣＡＣ制御回路６６０を含む。この例示の実施形態では、Ｖ_ＣＡＣ制御トランジスタＭ３は、容量性充電制御を提供するように線形領域で動作する動作モードトランジスタである。本開示の主題ではない別の動作モードにおいて、Ｖ_ＣＡＣ制御トランジスタＭ３は、カップリングコンデンサを（リニアアンプをイナクティブにして）接地するように用いられる。

ＳＭＡＬレギュレータ６００は、降圧型電流供給として実装されるスイッチトコンバータ６３０を含む。降圧型スイッチトコンバータ６３０は、降圧インダクタ６３１を介してノードＰＡ_ＯＵＴに結合される。

スイッチングコントローラ６５０が、リニアアンプ６１０によって供給される必要がある負荷電流Ｉ_ＯＰを最小にする負荷電流Ｉ_ＳＷを供給するようにスイッチトコンバータ６３０を制御するように構成される。スイッチングコントローラ６５０は、Ｉ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウを定義するヒステリシス電流コンパレータ６５１を含む。ヒステリシス電流コンパレータ６５１は、リニアアンプ６１０によって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰに対応する電流Ｉ_ＯＰ／Ｎに基づいてＩ_ＳＷ制御ループから導出されるＩ_ＯＰ／Ｎ入力を受け取る。このＩ_ＯＰ／Ｎ入力は、負荷電流Ｉ_ＯＰ（ＡＣ結合される実装形態ではゼロ）のＤＣ平均に対応するゼロ基準と比較される。Ｉ_ＳＷ制御ループは、Ｉ_ＳＷ／Ｉ_ＯＰヒステリシスウィンドウ内で（ローパスフィルタリングされた）Ｉ_ＯＰ／Ｎを維持することによってリニアアンプからの負荷電流Ｉ_ＯＰを最小にするために負荷電流Ｉ_ＳＷを供給するようにスイッチトコンバータ６３０を駆動するように動作する。その結果、リニアアンプ６１０は、カップリングコンデンサＣ_ＡＣを介して加算ノードＰＡ_ＯＵＴに結合される（定常状態の）ゼロ平均出力電流Ｉ_ＬＡを、リニアアンプ６１０によって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰとして出力する。

Ｖ_ＣＡＣ制御ループ６６０は、カップリングコンデンサＣ_ＡＣの両端の電圧に基づいてＶ_ＣＡＣ制御を実装するように構成されるカスケード差動アンプ６６１及び６６２を含む。アンプ６６２の出力は、Ｍ５制御ゲートにＶ_ＣＡＣ制御信号を提供する。

Ｖ_ＣＡＣ制御ループ６６０は、［Ｖ_ＰＡ−（Ｖ_ＬＡ＋Ｖ_ＣＡＣ）］、又は、図６の構成では［（Ｖ_ＰＡ−Ｖ_ＬＡ）−Ｖ_ＣＡＣ］と表され得る。すなわち、アンプ６６１／６６２は、所定のＤＣ平均電圧Ｖ_ＣＡＣに対して、カップリングコンデンサの両端の電圧（Ｖ_ＰＡ−Ｖ_ＬＡ）に対応するＶ_ＣＡＣ制御信号を生成する。特に、フィードバックにより、アンプ６６２の負入力に印加されるＶ_ＣＡＣがカップリングコンデンサＣ_ＡＣの両端に現れることが保証され、それによって、カップリングコンデンサ電圧Ｖ_ＣＡＣの精確な制御が可能になる。

カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上の電圧が所定のＶ_ＣＡＣ（非ゼロ［（Ｖ_ＰＡ−Ｖ_ＬＡ）−Ｖ_ＣＡＣ］）から逸脱すると、Ｖ_ＣＡＣ制御ループ６６０（アンプ６６２）からのＶ_ＣＡＣ制御信号は、［（Ｖ_ＰＡ−Ｖ_ＬＡ）−Ｖ_ＣＡＣ］がゼロになるまで、カップリングコンデンサＣ_ＡＣの充電／放電を実施するようにＭ３を制御する。別個のＩ_ＳＷ制御ループ６５０が定常状態動作を継続し、リニアアンプ６１０によって供給される必要がある負荷電流Ｉ_ＯＰを最小にする負荷電流Ｉ_ＳＷを供給するようにスイッチトコンバータ６３０を駆動する。この定常状態動作（カップリングコンデンサＣ_ＡＣ上の電圧がＶ_ＣＡＣ）では、リニアアンプ６１０は、Ｃ_ＡＣを介して加算ノードＰＡ_ＯＵＴにゼロ平均電流Ｉ_ＬＡを負荷電流Ｉ_ＯＰとして出力する。

出力インピーダンスと信号経路帯域幅のデカップリング
図７Ａ及び図７Ｂは、パワーアンプ７０１（図１Ａ／図１Ｂに示すＲＦトランスミッタシステムで使用するものなど）を備えたシステム構成におけるＳＭＡＬレギュレータ７００の例示の実施形態を示す。ＳＭＡＬレギュレータ７００は、ＰＡ７０１への出力ノードＰＡ_ＯＵＴにおいて並列に結合される、リニアアンプ７１０及びスイッチトモードコンバータ７３０を含む。スイッチトモードコンバータの制御は、スイッチトモードコンバータに統合され、個別には示していない（例えば、図２のコントローラ２５０と比較されたい）。

図に示すように、ＳＭＡＬレギュレータ７００の例示の実施形態は、ＤＣカップリング（図２にも示すものなど）を適切に改変したものを備えて構成され、これらの実施形態に関連する説明は、ＡＣカップリングの実施形態／実装にも適用され得る。

図に示すように、リニアアンプ７１０及びスイッチトコンバータ７３０は、個別の集積回路（ＩＣ）として実装され、本開示に従ったＳＭＡＬレギュレータが単一ＩＣ実装に適合され得る。システム相互接続は、高周波数での動作に影響を及ぼし得る（図７Ｂの実施形態に関連して説明する）トレースインダクタンスを含む必要がある。

ＳＭＡＬレギュレータ７００は、レギュレートされた電圧Ｖ_ＰＡ及び電流Ｉ_ＰＡをＰＡ（ＰＡ_ＯＵＴ）に供給する。本開示に従って、（ａ）ＰＡ負荷電圧Ｖ_ＰＡは、リニアアンプ７１０によって動的に設定され、（ｂ）ＰＡ負荷電流Ｉ_ＰＡはリニアアンプ７１０によって供給され、主電流アシストがスイッチトコンバータ７３０によって提供される。スイッチトコンバータ７３０は、低周波数の負荷電流Ｉ_ＳＷを供給するように構成され、リニアアンプ７１０は、スイッチトコンバータによって供給されない負荷電流Ｉ_ＯＰを供給する（すなわち、スイッチトコンバータによって供給されないＰＡ負荷電流Ｉ_ＰＡを供給／降下する）ように構成される。Ｉ_ＳＷ及びＩ_ＯＰは、供給ノードＰＡ_ＯＵＴで合算される。

リニアアンプ７１０は、電圧Ｖ_ＬＡ及び電流Ｉ_ＬＡを出力する。例示のＤＣ結合の実装では、出力電圧Ｖ_ＬＡは、ＰＡ ７０１に供給されるレギュレートされた負荷電圧Ｖ_ＰＡに対応し、出力電流Ｉ_ＬＡは、リニアアンプによって供給される負荷電流Ｉ_ＯＰに対応する。例示のＩＣ実装では、Ｖ_ＬＡ及びＩ_ＬＡは、出力ピンＯＵＴ＿ＰＡにおいて利用可能である。

リニアアンプ設計７１０は、出力インピーダンスと信号経路帯域幅をデカップリングして、信号経路帯域幅が出力インピーダンス帯域幅とは比較的独立して確立されるように構成され得る。リニアアンプは、出力インピーダンス帯域幅を制御するように構成されるローカル／内部（より高速な）フィードバックループと、信号経路帯域幅を独立して確立するように構成可能なグローバル／外部フィードバックネットワークとを含む。本開示において用いられるように、出力インピーダンス帯域幅とは、対象の周波数及び負荷に対して、ＳＭＡＬレギュレータの出力インピーダンスが低いままである帯域幅を指す。

図８は、閉ループ出力インピーダンス（Ｚ_ＯＵＴ）と周波数（Ｈｚ）の関係を示す。この説明は、本開示に従ったＳＭＡＬレギュレータで用いられるようなリニアアンプに関連する点で対応するネガティブフィードバックオペアンプの文脈でなされる。閉ループ出力インピーダンスＺ_ＯＵＴは、アンプが大きなループ利得を有するより低い周波数における低抵抗Ｒ_ＤＣによって特徴付けられる。より高い周波数では、アンプループ利得は減少し、出力インピーダンスＺ_ＯＵＴは増加する。設計パラメータは、システム出力インピーダンスがゼロｄＢ−Ω（非ｄＢ単位では１Ω）まで上昇する周波数として定義されるゼロデシベル交差周波数ｆ０ｄＢ（ＺＣＦ）である。

例示のＲＦ応用例の文脈において、リニアアンプの出力インピーダンスに対するＺＣＦが高いほど、出力インピーダンス帯域幅が高くなり、パワーアンプにおける受信帯域ノイズが小さくなる。すなわち、対象のＲＦ周波数に対してＺＣＦが高いリニアアンプが、スイッチトモードコンバータによってＳＭＡＬレギュレータの内部で生じるか、又は、動的ＰＡ負荷（ＰＡ供給ピンからのノイズ出力）から外部的に生じる、高周波数電圧障害を能動的に排除する際に有利である。そのため、出力インピーダンス帯域幅を広く（ＺＣＦを大きく）して受信帯域ノイズを減少させることが有利であり得る。しかし、効率を上げるために信号経路帯域幅を狭めること（すなわち、信号経路帯域幅をエンベロープ追従のための帯域幅要件に制限すること）、及び／又は（例えば、設計の複雑さを低減することにより）設計自由度を大きくすることが設計上のトレードオフとなり得る。

図７Ａ及び図７Ｂは、信号経路帯域幅から出力インピーダンス帯域幅をデカップリングすることを含めて、リニアアンプ設計７１０のハイレベル機能を示すものを含む。本開示に従ったＳＭＡＬレギュレータで用いるためのリニアアンプの具体的な実装は設計上の選択を表し、異なる動作条件の下での異なる応用例に対して効率を改善するための設計代替例及び／又はトレードオフを実装することを含め、他のアンプアーキテクチャを本開示に従ったリニアアンプとして適合することが可能である。

図７Ａを参照すると、リニアアンプ７１０は、ＲＦＩＣなどから差動エンベロープ追従信号（ＶＣＯＮ＋／−）を受け取る（この差動信号は、図２、図４、図５Ａ、図５Ｂ、及び図６のＶ_ＩＮに対応する）。応答して、リニアアンプ７１０は、レギュレートされたシングルエンド負荷電圧Ｖ_ＰＡ（Ｖ_ＬＡ）をＰＡ７０１に供給する。

リニアアンプ７１０は、対象の周波数での出力インピーダンスを小さくするように構成される内部（より高速の）フィードバックループ７１１と、信号経路帯域幅を確立するように構成される外部（より低速の）フィードバックネットワーク７１３とを含む。図示するＩＣ実装では、外部フィードバックネットワーク７１３は、ＦＢ及びＯＵＴ＿ＰＡピンの間で、ＰＡ_ＯＵＴに接続される。

ローカル／内部（より高速の）フィードバックループ７１１は、出力インピーダンス帯域幅を広くし得る。内部フィードバックループ７１１は、高周波数での出力インピーダンスを小さくしてゼロ交差周波数（図８のＺＣＦ）を高くし、それによって、出力インピーダンス帯域幅を広くする。リニアアンプ７１０への反転入力ＶＣＯＮ−における容量性分周器ネットワーク７１５が、高周波数でのさらなる制御を提供するために用いられ得る。

グローバル／外部フィードバックネットワーク７１３は、信号経路帯域幅を狭くして効率を高めるためにＳＭＡＬレギュレータ７００を最適化することを含めて、信号経路帯域幅を確立するように構成され得る。例えば、外部フィードバックループ７１３に比較的大きな抵抗値を用いると、対象の周波数に対する出力インピーダンス帯域幅に明らかな影響を及ぼすことなく、フィードバックループが遅くなり、信号経路帯域幅が狭くなる。また、並列抵抗７１７が、ＯＵＴ＿ＰＡとＦＢピンの間のフィードバックループにおける（トレース）インダクタンスを小さくすることによって、高周波数で外部フィードバックループ７１３を安定化するために用いられ得、それによって、位相マージンを改善する。

図７Ｂは、図７ＡのＳＭＡＬレギュレータ７００の例示の代替実施形態を示し、この実施例において、スイッチトコンバータ７３０がリニアアンプ７１０の出力に接続されて、ローカル／内部フィードバックループ７１１において効果的に、スイッチトコンバータ７３０とリニアアンプ７１０の間の寄生トレースインダクタンスを低減する。例示のＩＣ実装では、スイッチトコンバータ７３０は、リニアアンプ７１０の個別ピンＩＮ＿ＳＷに接続する。このシステム相互接続構成では、ノードＰＡ_ＯＵＴが効果的にリニアアンプのところにあり、トレースインダクタンスの影響（スイッチング及びリップルノイズによって生じる歪）を低減する。

スイッチトモードアシストリニアアンプ／レギュレータアーキテクチャの例示の実施形態を、ＲＦパワーアンプのためのエンベロープ変調（又は追従）電源としての例示の応用例の文脈で説明してきた。本開示に従ったＳＭＡＬアンプ／レギュレータアーキテクチャの他の応用例には、オーディオ電源、オーディオアンプ（統合電力を備える）、及び電力線通信が含まれる。

本発明の特許請求の範囲内で、説明した例示の実施形態を改変することができ、また、多くの他の実施形態が可能であることが当業者には理解されよう。

Claims (11)

1. レギュレートされた負荷電圧及び関連する負荷電流を信号帯域幅によって特徴付けられる動的負荷に供給するための回路であって、
   前記負荷に結合される供給ノードにおいて並列に結合されるアンプ回路とスイッチトモードコンバータ（スイッチャ）回路とを含むスイッチトモードアシストリニア（ＳＭＡＬ）レギュレータであって、前記アンプ回路がカップリングコンデンサを介して前記供給ノードに結合される、前記ＳＭＡＬレギュレータ、
   を含み、
   前記ＳＭＡＬレギュレータが、信号経路帯域幅に基づいて前記レギュレートされた負荷電圧と負荷電流とを供給するように構成され、
   前記アンプ回路が、動的入力信号に応答して、対応する前記レギュレートされた負荷電圧を前記信号経路帯域幅に基づいて供給し、
   前記スイッチャ回路が、前記信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、前記スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流を供給し、
   前記アンプ回路が、前記カップリングコンデンサを介して、前記スイッチャ負荷電流によって供給されない前記負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給し、
   前記スイッチャ回路が、
   前記スイッチャ負荷電流を供給するように前記スイッチャ回路を制御するため前記スイッチング制御信号を提供するように構成される電流制御ループと、
   前記カップリングコンデンサの両端の電圧と所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧との間の差に対応するオフセットを前記電流制御ループに導入するように構成される入れ子充電制御ループと、
   を含んで、
   非ゼロオフセットに応答して、対応する調節されたスイッチング制御信号を前記電流制御ループが提供するように、及び
   前記調節されたスイッチング制御信号に応答して、対応する調節されたスイッチャ負荷電流を前記スイッチャ回路が供給して、前記非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均値を有する調節されたアンプ負荷電流を前記アンプ回路に出力させ、それによって、前記カップリングコンデンサ上の前記電圧を前記所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧に調節するようにする、回路。
2. 請求項１に記載の回路であって、
   前記電流制御ループが、前記アンプ負荷電流を最小化するように、前記スイッチャ負荷電流を最大化するように更に構成される、回路。
3. 請求項１に記載の回路であって、
   前記信号経路帯域幅が前記信号帯域幅より狭い、回路。
4. 請求項１に記載の回路であって、
   前記電流制御ループが、所定のヒステリシスウィンドウを用いてヒステリシス制御を実装し、
   前記充電制御ループが、前記所定のカップリングコンデンサ電圧に対応して前記ヒステリシスウィンドウにオフセットを導入するように構成される、回路。
5. 請求項１に記載の回路であって、
   前記スイッチャ回路が、前記スイッチング制御信号を提供するように構成されるスイッチング制御回路要素を含み、
   前記スイッチング制御回路要素が、
   ヒステリシスウィンドウとして確立するように構成されるヒステリシスコンパレータであって、（ｉ）前記アンプ負荷電流に対応する電流制御信号と（ｉｉ）オフセット信号とを受け取るように結合される、前記ヒステリシスコンパレータと、
   前記電流制御ループを確立するように及び前記電流制御信号を生成するように構成される電流制御回路要素と、
   前記充電制御ループを確立するように及び前記オフセット信号を生成するように構成される充電制御回路要素と、
   を含み、
   前記アンプ回路と前記スイッチャ回路とが、前記ヒステリシスウィンドウ内で前記電流制御信号を維持するように動作可能であり、
   前記ヒステリシスコンパレータが、対応するオフセットを前記ヒステリシスウィンドウに導入するように前記オフセット信号に応答する、回路。
6. 請求項１に記載の回路であって、
   前記スイッチャ回路が、
   制御された電圧を蓄積する出力コンデンサと、
   前記出力コンデンサと前記供給ノードの間に結合されて、前記出力コンデンサ上の前記制御された電圧が、前記スイッチャ回路によって前記供給ノードに供給される前記スイッチャ負荷電流に変換されるようにする、出力インダクタと、
   を含む、電圧供給源として構成される、回路。
7. システムであって、
   或る信号帯域幅を有する動的入力信号を受け取るように結合され、前記入力信号に対応する増幅信号を出力するように構成されるパワーアンプであって、供給入力を含む、前記パワーアンプと、
   供給ノードにおいて並列に結合されるアンプとスイッチトモードコンバータ（スイッチャ）とを含むスイッチトモードアシストリニア（ＳＭＡＬ）レギュレータであって、前記アンプがカップリングコンデンサを介して前記供給ノードに結合され、前記供給ノードが前記パワーアンプの前記供給入力に結合される、前記ＳＭＡＬレギュレータと、
   を含み、
   前記ＳＭＡＬレギュレータが、信号経路帯域幅に基づいてレギュレートされた負荷電圧と関連する負荷電流とを前記パワーアンプに供給するように構成され、
   前記アンプが、前記入力信号に応答して、対応する前記レギュレートされた負荷電圧を前記信号経路帯域幅に基づいて供給し、
   前記スイッチャが、前記信号経路帯域幅より狭いスイッチャ帯域幅を有するスイッチング制御信号に応答して、前記スイッチャ帯域幅に基づくスイッチャ負荷電流を供給し、
   前記アンプが、前記スイッチャ負荷電流によって供給されない前記負荷電流に対応するアンプ負荷電流を供給し、
   前記スイッチャが、
   前記スイッチャ負荷電流を供給するように前記スイッチャを制御するため前記スイッチング制御信号を提供するように構成される電流制御ループと、
   前記カップリングコンデンサの両端の電圧と所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧との間の差に対応するオフセットを前記電流制御ループに導入するように構成される入れ子充電制御ループと、
   を含んで、
   非ゼロオフセットに応答して、対応する調節されたスイッチング制御信号を前記電流制御ループが提供するように、及び
   前記調節されたスイッチング制御信号に応答して、対応する調節されたスイッチャ負荷電流を前記スイッチャが供給して、前記非ゼロオフセットに対応する非ゼロ平均値を有する調節されたアンプ負荷電流を前記アンプに出力させ、それによって、前記カップリングコンデンサ上の前記電圧を前記所定のＤＣ平均カップリングコンデンサ電圧に調節するようにする、システム。
8. 請求項７に記載のシステムであって、
   前記電流制御ループが、前記アンプ負荷電流を最小化するように、前記スイッチャ負荷電流を最大化するように更に構成される、回路。
9. 請求項７に記載のシステムであって、
   前記信号経路帯域幅が前記信号帯域幅より狭い、システム。
10. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記電流制御ループが、所定のヒステリシスウィンドウを用いてヒステリシス制御を実装し、
    前記充電制御ループが、前記所定のカップリングコンデンサ電圧に対応して前記ヒステリシスウィンドウにオフセットを導入するように構成される、回路。
11. 請求項７に記載のシステムであって、
    前記スイッチャが、前記スイッチング制御信号を提供するように構成されるスイッチング制御回路要素を含み、
    前記スイッチング制御回路要素が、
    ヒステリシスウィンドウとして確立するように構成されるヒステリシスコンパレータであって、（ｉ）前記アンプ負荷電流に対応する電流制御信号と（ｉｉ）オフセット信号とを受け取るように結合される、前記ヒステリシスコンパレータと、
    前記電流制御ループを確立するように及び前記電流制御信号を生成するように構成される電流制御回路要素と、
    前記充電制御ループを確立するように及び前記オフセット信号を生成するように構成される充電制御回路要素と、
    を含み、
    前記アンプと前記スイッチャとが、前記ヒステリシスウィンドウ内で前記電流制御信号を維持するように動作可能であり、
    前記ヒステリシスコンパレータが、対応するオフセットを前記ヒステリシスウィンドウに導入するように前記オフセット信号に応答する、システム。