CN102308474B - 功率放大器和功率放大方法 - Google Patents

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Abstract

公开了一种放大包括调幅分量和调相分量的调制信号的功率放大器。此功率放大器具有：第一电压源(21)，其输出通过放大调制信号的调幅分量的低频分量所获得的第一电压(VC_L)；第二电压源(22)，其输出通过放大调制信号的调幅分量的高频分量所获得的第二电压(VC_H)；电流源(24)，其输出通过放大调制信号的振幅分量所获得的电流；合成电路(23)，其通过合成第一电压(VC_L)、第二电压(VC_H)和电流(IM)来产生调制的电源信号(VOUT)，和RF放大器(30)，其递送通过放大其中调制信号叠加在载波上的信号并且使用调制的电源信号(VOUT)对放大的信号进行振幅调制所获得的输出。以这种方式，能够提高产生调制电源的电路的功率效率。

Description

功率放大器和功率放大方法
技术领域
本发明涉及一种功率放大器和功率放大方法，并且尤其涉及一种用于放大包括调幅分量和调相分量的调制信号的功率放大器和功率放大方法。
背景技术
在无线电通信设备中使用的传输功率放大器(功率放大器：PA)在通信设备中特别地消耗高功率。因此，改进功率放大器的功率效率是开发通信设备中最重要的问题。根据近来的通信标准，为了实现频谱效率，执行调幅已经变为主流。此调幅严格要求避免信号失真。因此，利用深回退(即低输入功率)状态来操作在通信设备中使用的功率放大器以便改进线性。然而，执行深回退操作导致功率放大中功率效率的降低。
为了在功率放大器中实现功率效率和线性的改进，近年来频繁提出极性调制技术。极性调制技术使用极性调制器、RF(射频)放大器和电源调制器。极性调制器提取调制信号(例如，传输信号数据)的调幅分量和调相分量。现在，极性调制技术包括ET(包络跟踪)系统和EER(包络消除和恢复)系统。在ET系统中，极性调制器输出RF(射频)调制信号，其中调幅分量和调相分量被上转换到载波频率。在EER系统中，极性调制器输出RF调制信号，其中提取的调制分量的调相分量被上转换到载波频率。此外，极性调制器向电源调制器输出提取的调制分量的调幅分量。电源调制器根据从极性调制器输入的调幅分量来调制被提供到RF放大器的功率。RF放大器放大从极性调制器输入的RF调制信号，并且调制并输出基于由电源调制器调制的电源放大的RF调制信号。
根据极性调制技术，根据被输入到RF放大器的RF调制信号的振幅来调制被提供到RF放大器的电源。因此，当通过RF放大器输出的电压为低电平时，极性调制技术减少了功率消耗。
然而，当使用极性调制技术执行调制信号的功率放大时，在电源调制器中要求高性能以便改进在最后一级输出的信号的准确性。例如，要求电源调制器满足如下特性：它准确地执行宽带(即高速)操作，由于其宽操作范围(即宽动态范围)导致输出高电压和具有低噪声的信号，并且同时实现高功率效率。在专利文献1到5中公开了用于满足这些特性的几种技术。
首先，图20示出了在专利文献1中公开的功率放大器100的框图。如图20中所示，功率放大器100包括误差校正单元113，其校正脉冲调制单元112的信号误差。脉冲调制单元112由具有高功率效率的开关放大器来实施。然后，脉冲调制单元112向RF放大器111提供电力。此时，功率放大器100在误差校正单元113中校正在脉冲调制单元112中产生的开关噪声。根据这种方式，功率放大器100抑制了给予RF放大器111的开关噪声的影响。简言之，功率放大器100通过实施具有高功率效率的脉冲调制单元112和误差校正单元113来实现功率效率和宽动态范围(即低噪声)特性的改进。
现在，将进一步详细地描述功率放大器100的脉冲调制单元112、误差校正单元113和低通滤波器114。图21示出了功率放大器100的脉冲调制单元112、误差校正单元113和低通滤波器114的框图。在图21中所示出的框图中，脉冲调制单元112包括脉冲调制器150、开关放大器124、衰减器125和积分器126，并且误差校正单元113包括误差放大器131、衰减器133和加法器132。
其中组合脉冲调制单元112和低通滤波器(LPF)114的部分中的每 一个以及误差放大器131能够被视为通过电压反馈输出想要电压的电压源。此外，加法器132由电容器实施，并且具有高通滤波器(HPF)特性。因此，能够认为其中组合脉冲调制单元112和LPF 114的部分用作用于低频分量的电压源，误差放大器131用作用于高频分量的电压源，并且加法器132用作高通滤波器。简言之，在图21中所示的电路向RF放大器提供了通过组合由用于低频分量的电压源产生的电压和由用于高频的电压源产生的电压获得的电压作为调制后的电源。
功率放大器100并联连接是其中组合脉冲调制单元112和低通滤波器114的部分的具有低输出阻抗的电压源和误差放大器131，这引起这些电压源之间的短路以及高的不必要的电流流动。在功率放大器100中，为了防止这样的问题，在电压源之间插入加法器(高通滤波器)132以防止电流在具有高功率密度的期望信号带(即低频率)中在电压源之间流动。此外，在功率放大器100中，加法器(高通滤波器)132允许带外电流(即高频电流)流动以抑制带外噪声(即高频噪声)。以这种方式，能够在期望信号带中在一定程度上抑制电压源之间的不必要的电流同时抑制带外噪声。然而，根据此系统，不能校正期望信号带(即低频率)中的信号失真。此外，当高通滤波器132的截止频率被设置为在期望带内以校正期望信号带(即低频率)内的信号失真时，电压源之间的不必要的电流增加，并且因此降低了功率效率。总之，在此系统中在信号准确性和功率效率之间存在权衡。
在专利文献2中提出了一种防止专利文献1中的问题的方法。图22示出了在专利文献2中公开的功率放大器200的框图。如图22中所示，在功率放大器200中，线性放大器202向负载211施加期望的电压。线性放大器202属于电压跟随器类型，从而它用作具有低输出阻抗的电压源。此外，从开关放大器242向负载211提供期望的电流。开关放大器242通过脉冲调制器236基于传感电阻器208处的检测的电流来执行脉冲调制控制，从而用作输出期望的电流的电流源。因此，在功率放大器200中，能够认为线性放大器202用作电压源并且开关放大器242用作 电流源。然后，功率放大器200通过并联的电压源和电流源向负载(即RF放大器)提供功率。此外，功率放大器200检测来自电压源的电流Ilin，以控制来自电流源的输出电流Isw。此外，功率放大器200使用具有相对于负载211的小的误差的线性放大器202作为电压源，从而能够抑制输出电压Vout的误差。此外，从具有高效率的开关放大器242提供大部分功率，从而实现高功率效率。此外，由于电流源的输出阻抗很高，所以由于在电压源和电流源之间的短路导致的不必要的功率不会流动。
在专利文献3和4中也公开了与专利文献2中公开的方法类似的方法。图23示出了在专利文献3中公开的功率放大器300。在功率放大器300中，包括缓冲放大器电路310和AB类放大器322的电路被用作电压源，并且包括电流传感器338、脉宽调制器340和DC/DC转换器324的电路被用作电流源。此外，图24示出了在专利文献4中公开的功率放大器400的框图。在功率放大器400中，模拟线性放大器405被用作电压源并且非线性放大器403被用作电流源。与功率放大器200类似，在功率放大器300和400中，从具有高效率的电流源中提供大部分功率，并且由具有高准确度的电压源来抑制输出电压Vout的误差，由此实现高信号准确性和高功率效率。
此外，专利文献5公开了一种功率放大器，其使用放大低频分量的调幅信号的线性调节器、放大高频分量的调幅信号的高通滤波器和高频信号放大器。在专利文献5中公开的功率放大器组合由线性调节器和高频信号放大器产生的信号，由此改进信号准确性。
引证列表
专利文献
专利文献1
日本未经审查的专利申请公开No.2007-215158
专利文献2
美国专利No.5905407
专利文献3
PCT国际申请进入日本国家阶段公开No.2003-533166
专利文献4
日本未经审查的专利申请公开No.2002-252524
专利文献5
日本未经审查的专利申请公开No.2007-318359
发明内容
技术问题
在专利文献2到4中，电源调制器中的电流源由具有高功率效率的开关放大器实施，并且产生被提供到RF放大器的高电流。然而，在应对高电流的开关放大器中高速开关操作是困难的，并且不能输出跟随电源调制器的输出信号的高频分量的电流。从而，应当从由具有低功率效率的线性放大器实施的电压源输出对应于高频分量的电流。这在专利文献2到4中公开的功率放大器的电源调制器中的电压源处引起了高功率消耗。此外，在专利文献5中，电源调制器中的线性调节器输出输出信号的低频分量，并且高频信号放大器输出高频分量。然而，功率效率低并且电源调制器的功率消耗在线性调节器和高频信号放大器中都增加。考虑到这种问题，本发明旨在减少功率放大器中的功率消耗。
问题的解决方案
根据本发明的功率放大器的示例性方面是放大包括调幅分量和调相分量的调制信号的功率放大器，该功率放大器包括：第一电压源，其放大调制信号的调幅分量的低频分量以输出第一电压；第二电压源，其放大调制信号的调幅分量的高频分量以输出第二电压；电流源，其放大调制信号的调幅分量以输出电流；组合器电路，其组合第一电压、第二电压和电流以产生调制的电源信号；和RF放大器，其放大通过将调制信号上转换到载波频率所获得的信号并且在通过调制的电源信号 来调制放大的信号的振幅之后输出放大的信号。
根据本发明的功率放大方法的示例性方面是放大包括调幅分量和调相分量的调制信号的功率放大方法，该方法包括：放大调制信号的调幅分量的低频分量以输出第一电压；放大调制信号的调幅分量的高频分量以输出第二电压；放大调制信号的调幅分量以输出电流；组合第一电压、第二电压和电流以产生调制的电源信号，并且放大通过将调制信号上转换到载波频率所获得的信号，并且在通过调制的电源信号来调制放大的信号的振幅之后输出放大的信号。
发明的有益效果
根据本发明的功率放大器和功率放大方法，能够在减少功率放大器中的功率消耗的同时提高信号准确性。
附图说明
图1是根据第一示例性实施例的功率放大器的框图；
图2是根据第一示例性实施例的功率放大器的框图；
图3是根据第一示例性实施例的电源调制器的框图；
图4是根据第一示例性实施例的电源调制器的电路图；
图5是根据第一示例性实施例的电源调制器的低频电压源的等效电路图；
图6是根据第一示例性实施例的电源调制器的高频电压源的等效电路图；
图7是用于描述根据第一示例性实施例的电源调制器的效果的电源调制器的比较示例；
图8是示出根据第一示例性实施例的电源调制器的输出电压波形的图；
图9是示出根据第一示例性实施例的电源调制器的比较示例的输出电压波形的图；
图10是示出根据第一示例性实施例的电源调制器的高频电压源的输出电压波形和输出电流波形的图；
图11是示出根据第一示例性实施例的电源调制器的低频电压源的输出电压波形和输出电流波形的图；
图12是示出根据第一示例性实施例的电源调制器的比较示例的输出电压波形和输出电流波形的图；
图13是示出根据第一示例性实施例的电源调制器的变形示例的电路图；
图14是根据第二示例性实施例的电源调制器的电路图；
图15是示出根据第二示例性实施例的电源调制器的变形示例的电路图；
图16是根据第三示例性实施例的电源调制器的电路图；
图17是示出根据第三示例性实施例的电流源的脉冲调制信号的图；
图18是示出从根据第三示例性实施例的电源调制器输出的调制的电源信号的图；
图19是示出根据第三示例性实施例的电源调制器的变形示例的电路图；
图20是在专利文献1中公开的功率放大器的框图；
图21是在专利文献1中公开的脉冲调制器、滤波器和误差校正电路的电路图；
图22是在专利文献2中公开的功率放大器的电路图；
图23是在专利文献3中公开的功率放大器的电路图；和
图24是在专利文献4中公开的功率放大器的电路图。
具体实施方式
第一示例性实施例
以下，将参考附图描述本发明的示例性实施例。图1示出了根据第一示例性实施例的功率放大器1的框图。图1中所示的功率放大器通过ET(包络跟踪)系统来执行功率放大。如图1中所示，功率放大器1包括极性调制器10、电源调制器20和RF(射频)放大器30。功率放大器1 进一步包括输入端子2、输出端子6和端子3到5。功率放大器1通过输入端子2接收要发送的调制信号(数据信号)，并且从输出端子6输出放大的调制信号。此外，极性调制器10和电源调制器20由端子3连接，极性调制器10和RF放大器30由端子4连接，并且电源调制器20和RF放大器30由端子5连接。
极性调制器10提取数据信号的调幅分量和调相分量。在ET系统中使用的极性调制器10a向电源调制器20(或端子3)输出调幅分量作为调幅信号，将调幅分量和调相分量上转换到载波频率以产生RF调制信号，并且向RF放大器30(或端子4)输出RF调制信号。极性调制器10在分开的时序输出被提供到RF放大器30的RF调制信号和被提供到电源调制器20的调幅分量信号。
电源调制器20产生通过基于从极性调制器10输出的调幅信号来调制电源而获得的调制的电源信号，以向RF放大器30提供调制的电源信号。稍后将描述电源调制器20的细节。
RF放大器30基于由电源调制器20产生的调制的电源信号来操作，放大从极性调制器10输出的RF调制信号，并且从输出端子6输出放大的信号。此时，RF放大器30通过调制的电源信号来调制RF调制信号。
注意，本发明还能够应用于通过EER(包络消除和恢复)系统执行功率放大的功率放大器。图2示出了使用EER系统的功率放大器1a的框图。如图2中所示，当使用EER系统时，使用极性调制器10a来代替极性调制器10。在EER系统中使用的极性调制器10a向电源调制器20(或端子3)提供调幅分量作为调幅信号，将调幅分量上转换到载波频率以产生RF调制信号，并且向RF放大器30(或端子4)提供RF调制信号。总之，在ET系统和EER系统之间只有通过极性调制器输出到RF放大器的信号是不同的，并且在这两个系统中可以公共地使用电源调制器和RF放大器。
接下来，将描述根据第一示例性实施例的电源调制器20的细节。图3示出了电源调制器20的框图。如图3中所示，电源调制器20包括第一电压源21、第二电压源22、组合器电路23和电流源24。
第一电压源21放大从极性调制器10接收的调幅信号的调幅分量的低频分量以输出第一电压(例如，低频调幅信号VC_L)。此外，第一电压源21输出对应于提供到RF放大器30的电流和从电流源24输出的电流之间的误差电流IC的低频分量的低频误差电流IC_L。在下面描述中，第一电压源21被称作低频电压源。第二电压源22放大从极性调制器10接收的调幅信号的调幅分量的高频分量以输出第二电压(例如，高频调幅信号VC_H)。此外，第二电压源22输出对应于提供到RF放大器30的电流和从电流源24输出的电流之间的误差电流IC的高频分量的高频误差电流IC_H。在下面描述中，第二电压源22被称作高频电压源。
组合器电路23组合低频调幅信号VC_L、高频调幅信号VC_H和从电流源24输出的电流IM以产生调制的电源信号VOUT，并且向RF放大器30(或端子5)输出调制的电源信号VOUT。组合器电路23包括低通滤波器(LPF)25和高通滤波器(HPF)26。在低通滤波器25和高通滤波器26中的每一个中设置确定通带宽度的截止频率。在第一示例性实施例中，这些截止频率被设置为低通滤波器25的通带不与高通滤波器26的通带重叠。
电流源24放大调幅信号、产生电流IM并且向组合器电路23输出电流IM。在第一示例性实施例中，电流源24检测通过利用组合器电路23组合低频调幅信号VC_L和高频调幅信号VC_H而获得的调幅信号VC的振幅电平，以根据检测到的电压电平来产生电流IM。此时，在组合器电路23中组合的调幅信号VC等于从极性调制器10输出的调幅信号。此外，根据第一示例性实施例，开关调节器用作电流源24。
根据以上描述，根据第一示例性实施例的在电源调制器20中提供电流源24的效果在于从低频电压源21和高频电压源22输出的电流仅是在RF放大器30中消耗的电流和从电流源24输出的电流IM之间的误差电流IC。因此，能够减少低频电压源21和高频电压源22中的功率消耗。此外，在根据第一示例性实施例的电源调制器20中，电压源包括其中要求高电压输出的低频电压源21以及其中要求低电压输出和高速操作的高频电压源22。现在，从电流源24输出的电流具有准确地跟随低频分量但是没有准确地跟随高频分量的特性。这是因为，由于开关调节器(电流源24)输出高电流所以其通过使用太大而不能执行高速开关操作的晶体管来形成。根据以上描述，误差电流IC的低频误差电流IC_L比高频误差电流IC_H小很多。因此，在根据第一示例性实施例的电源调制器20中，低频电压源21具有高输出电压和低输出电流，并且高频电压源22具有低输出电压和高输出电流。总之，在根据第一示例性实施例的电源调制器20中，由于不要求电压源具有高输出电压和高输出电流的特性，所以减少了功率消耗。
此外，根据第一示例性实施例的电源调制器20优选将低通滤波器25的截止频率设置为低于高通滤波器26的截止频率，并且将低通滤波器25的截止频率设置为接近于高通滤波器26的截止频率。因此，能够在组合之后减少调幅信号VC的失真同时防止短路电流在低频电压源21和高频电压源22之间流动。
将进一步详细地描述上述的电源调制器20。图4示出了电源调制器20的电路图。注意，对应于图3的框图的图4中示出的部分由与图3相同的附图标记来表示，并且将省略对块的功能的描述。此外，尽管延迟电路7插入到图4中的RF放大器30的前级中，不过此延迟电路7消除了电源调制器20的操作和RF调制信号之间的误差。可以在极性调制器10内部产生由延迟电路7引起的延迟。
低频电压源21包括低频信号源31。低频信号源31从极性调制器10 所输出的调幅信号中提取低频分量，并且输出低频调幅信号VC_L。此外，低频信号源31输出对应于误差电流IC的低频分量的低频误差电流IC_L。
高频电压源22包括高频信号源32和缓冲电路33。高频信号源32从极性调制器10所输出的调幅信号中提取高频分量，并且输出高频调幅信号VC_H。缓冲电路33输出从高频信号源32输出的高频调幅信号VC_H，并且输出对应于误差电流IC的高频分量的高频误差电流IC_H。
在第一示例性实施例中，在高频电压源22侧提供了由电压跟随器电路形成的缓冲电路33以减小高频带中的输出阻抗。
组合器电路23包括低通滤波器25、高通滤波器26和电阻器Rs。低通滤波器25连接在低频电压源21的输出和电压组合器节点ND1之间。低通滤波器25包括电感器L1、L2和电容器CL。电感器L1和L2串联连接在低频电压源21的输出和电压组合器节点ND1之间。电容器CL连接在接地端子和其中电感器L1和L2彼此连接的节点之间。低通滤波器25仅使得其带宽低于由电感器L1和L2以及电容器CL确定的截止频率的信号通过。
高通滤波器26包括电容器CH。在高频电压源22的缓冲电路33的输出和电压组合器节点ND1之间提供了电容器CH。由电容器CH的电容值和缓冲电路33的输出阻抗来确定高通滤波器26中的截止频率。高通滤波器26允许具有比截止频率高的频率的信号通过。
现在，在第一示例性实施例中，低通滤波器25的输出侧端子和高通滤波器26的输出端子连接到电压组合器节点ND1。然后，低通滤波器25的信号通带和高通滤波器26的信号通带被设置为它们彼此不重叠。以这种方式，在电压组合器节点ND1中，组合从低频电压源21输出的低频调幅信号VC_L和从高频电压源22输出的高频调幅信号VC_H，这产 生调幅信号VC。此外，在电压组合器节点ND1中，组合从低频电压源21输出的低频误差电流IC_L和从高频电压源22输出的高频误差电流IC_H，这产生误差电流IC。
在电压组合器节点ND1和电压电流组合器节点ND2之间提供了电阻器Rs。电阻器Rs允许从(电压组合器节点ND1侧的)一端输入的误差电流IC通过，并且组合误差电流IC和由(电压电流组合器节点ND2侧的)另一端子从电流源24提供的电流IM。然后通过端子5向RF放大器30提供组合的电流IRL。此外，在电压组合器节点ND1中组合的调幅信号VC被通过电阻器Rs输出到端子5。被输出到端子5的电压对应于图3的调制的电源信号VOUT。
电流源24由开关调节器组成。该开关调节器检测通过电阻器Rs的调幅信号VC的振幅所产生的误差电流IC的大小，并且产生对应于调幅信号VC的电流IM。更具体地，电流源24包括电阻器Rs、脉冲调制器34、低侧栅极驱动器35、高侧栅极驱动器36、第一开关元件(例如，PMOS晶体管P1)、第二开关元件(例如，NMOS晶体管N1)和电感器元件(例如，电感器L3)。
电阻器Rs与组合器电路23共同地使用，并且检测误差电流IC的大小。脉冲调制器34基于在电阻器Rs两端基于误差电流IC所产生的电压差来产生脉冲调制信号。低侧栅极驱动器35基于脉冲调制信号驱动NMOS晶体管N1。高侧栅极驱动器36基于脉冲调制信号驱动PMOS晶体管P1。PMOS晶体管P1和NMOS晶体管N1串联连接在直流电源端子VDD和接地端子之间。电感器L3的一端连接到其中PMOS晶体管P1和NMOS晶体管N1彼此连接的输出端子(或连接节点)。电感器L3的另一端连接到端子5。注意，直流电源连接到电源端子VDD。
NMOS晶体管N1和PMOS晶体管P1被控制为由低侧栅极驱动器35和高侧栅极驱动器36排他地导通。以这种方式，开关调节器向电感器 L3的一端输出通过放大脉冲调制信号所获得的信号。此外，开关调节器控制从直流电源端子向电感器L3输出的电流，以及从电感器L3引入接地端子中的电流。电感器L3用作平滑元件。电感器L3向端子5输出电流IM。此时，在开关调节器中，产生电流IM以借助通过电阻器Rs的反馈路径来减少电阻器Rs两端的电压差。总之，电流源24根据调幅信号VC的电压来改变电流IM的大小，以减少电流IM和被提供到RF放大器30的电流IRL之间的误差电流IC。此外，电流IM根据开关调节器的特性准确地跟踪调幅信号VC的低频分量。
现在，图5示出了连接到低频电压源21的电路的等效电路图，并且图6示出了连接到高频电压源22的电路的等效电路图。如图5中所示，RF放大器30连接到低频电压源21作为负载。然后，在从低频电压源21到负载的路径中由低通滤波器25的电感器L1和L2以及电容器CL以及高通滤波器26的电容器CH来提供两级低通滤波器。总之，通过两级低通滤波器向负载提供从低频电压源21输出的低频调幅信号VC_L。此外，如图6中所示，RF放大器30连接到高频电压源22作为负载。然后，在从高频电压源22到负载的路径中由高通滤波器26的电容器CH以及低通滤波器25的电感器L1和L2以及电容器CL来提供两级高通滤波器。总之，通过两级高通滤波器向负载施加从高频电压源22输出的高频调幅信号VC_H。简言之，根据第一示例性实施例的低通滤波器25和高通滤波器26根据构成这些滤波器的元件的连接状态形成具有少量元件的高阶滤波器。
低频信号源31和高频信号源32优选彼此同步，以将低频调幅信号VC_L、高频调幅信号VC_H和从脉冲调制器34输出的脉冲信号的输出时序设置为期望值。通过设置低频调幅信号VC_L、高频调幅信号VC_H和从脉冲调制器34输出的脉冲信号的输出时序以校正低通滤波器25和高通滤波器26之间的延迟差，能够抑制当通过节点ND1组合低频调幅信号VC_L和高频调幅信号VC_H时产生的波形误差。
随后，将描述根据第一示例性实施例的电源调制器20的减少功率消耗的效果。在开始说明之前，将示出其中电源调制器20包括一个电压源的比较示例。图7示出了作为比较示例的电源调制器20a的框图。
在图7中示出的比较示例中，提供电压源210来代替低频电压源21和高频电压源22。此外，由于在比较示例中只提供了一个电压源，所以没有提供低通滤波器25和高通滤波器26。电压源210包括信号源311和缓冲电路312。信号源311输出从极性调制器10接收的调幅信号VC。缓冲电路312输出从信号源311输出的调幅信号VC并且输出误差电流IC。缓冲电路312用作信号源311的阻抗转换器。
首先，比较根据第一示例性实施例的电源调制器20的输出电压波形和根据比较示例的电源调制器20a的输出电压波形。图8示出了根据第一示例性实施例的电源调制器20的输出电压波形的图，并且图9示出了根据比较示例的电源调制器20a的输出电压波形的图。在图8和9中示出的输出电压波形是当在相同的条件下操作电源调制器20和电源调制器20a时的仿真结果。图8和9示出了电源调制器20和电源调制器20a的输出电压波形准确地跟随理想电压波形。从而示出了即使当低通滤波器25和高通滤波器26插入到信号路径中时，也能够以与当滤波器等没有插入到根据第一示例性实施例的电源调制器20中时相同的准确性来获得调制的电源信号。这是由于能够通过使低通滤波器25的截止频率接近高通滤波器26的截止频率来减少组合后的调幅信号VC的失真。
随后，比较根据第一示例性实施例的电源调制器20的功率消耗和根据比较示例的电源调制器20a的功率消耗。图10示出了从根据第一示例性实施例的电源调制器20的高频电压源22输出的高频调幅信号VC_H和高频误差电流IC_H的图。图11示出了从根据第一示例性实施例的电源调制器20的低频电压源21输出的低频调幅信号VC_L和低频误差电流IC_L的图，并且图12示出了从根据比较示例的电压源210输出的误差电流IC和调幅信号VC的图。
如图10中所示，高频调幅信号VC_H的最大电压大约为5V并且高频误差电流IC_H的平均电流大约为200mA。根据此描述，高频电压源22中的功率消耗大约是353mW。此外，如图11中所示，低频调幅信号VC_L的最大电压大约为20V并且高频误差电流IC_H的平均电流大约为几mA。从而，低频电压源21的功率消耗大约为55mW。总之，在根据第一示例性实施例的电源调制器20中，低频电压源21的功率消耗和高频电压源22的功率消耗的和大约为408mW。
另一方面，如图12中所示，在比较示例中，调幅信号VC的最大电压大约为20V，并且误差电流IC的平均电流大约为200mA。因此，电压源210的功率消耗大约为3.63W。总之，比较示例需要消耗并输出根据第一示例性实施例的电源调制器20的电功率的九倍的电功率。
如上所述，根据第一示例性实施例的电源调制器20减少了电压源的输出功率，由此能够大大地减少电压源的功率消耗。这是因为，由于低频电压源21和高频电压源22在电源调制器20中是分离的，所以防止占误差电流IC很大比例的高频误差电流IC_H从输出高电压的低频电压源21输出。此外，由电流源24提供应当从低频电压源21输出的大部分低频电流作为电流IM，从而能够使从低频电压源21输出的低频误差电流IC_L的大小接近于零。总之，能够通过额外地提供电流源24和高频电压源22来大大地减少在现有技术中要求大的功率消耗的低频电压源21消耗的电流。
第一示例性实施例的变形示例
将描述根据图13中示出的第一示例性实施例的变形示例的电源调制器20b。使用电源调制器20b代替电源调制器20。电源调制器20b包括代替电源调制器20的电流源24使用的电流源24a。电流源24a包括脉冲信号源38来代替脉冲调制器34。脉冲调制器38具有预先计算并输出与从电源调制器20的脉冲调制器34输出的脉冲信号相同的脉冲信号VG的功 能。此外，脉冲信号源38具有通过与低频信号源31和高频信号源32同步来将低频调幅信号VC_L、高频调幅信号VC_H和脉冲信号VG的输出时序设置为期望值的功能。在电源调制器20b中，电阻器Rs可以被移除或短路，或者可以被实施。
以该方式，通过使用与低频信号源31和高频信号源32同步的脉冲信号源38来调整低频调幅信号VC_L、高频调幅信号VC_H和脉冲信号VG的输出时序，能够校正由于从电流源24a输出的电流IM和从组合器电路23输出的调幅信号VC之间的延迟导致的误差。通过抑制调幅信号VC和电流IM的误差，能够抑制误差电流IC并且能够减少低频电压源21和高频电压源22的功率消耗。
第二示例性实施例
将描述图14中示出的根据第二示例性实施例的电源调制器40。使用电源调制器40来代替电源调制器20。此外，电源调制器40包括电流源27来代替电源调制器20的电流源24。电流源27是使用变压器的开关调节器，其功能对应于电流源24。
电流源27包括电阻器Rs、脉冲调制器34、低侧栅极驱动器35、NMOS晶体管N1、变压器37、二极管D1和D2、电感器L3和直流电源PWR1。电阻器Rs与组合器电路23共同地使用，并且检测误差电流IC的大小。脉冲调制器34基于在电阻器Rs两端基于误差电流IC所产生的电压差来产生脉冲调制信号。低侧栅极驱动器35基于脉冲调制信号驱动NMOS晶体管N1。变压器37的初级侧线圈的一端连接到NMOS晶体管N1的漏极，并且初级侧线圈的另一端连接到直流电源PWR1。变压器37的次级侧线圈的一端连接到接地端子，并且次级侧线圈的另一端连接到二极管D1的阳极。二极管D1的阴极连接到电感器L3的一端。电感器L3的另一端连接到端子5。二极管D2的阳极连接到接地端子，并且其阴极被连接到电感器L3的一端和二极管D1的阴极的连接点。注意，直流电源PWR1输出直流电压V1。
如上所述，通过在开关调节器的功率放大单元中使用变压器37，能够消除在第一示例性实施例的电流源24中使用的高侧栅极驱动器36和PMOS晶体管P1。由于开关调节器输出高电压，所以高电压从直流电源施加到PMOS晶体管P1。然而，由于通过使用变压器37作为第二示例性实施例的电流源24而使施加有高电压的晶体管变得不必要，所以能够抑制由于晶体管的高电压操作导致的击穿的可能性。总之，与第一示例性实施例的电流源24相比，电流源27能够确保更高的可靠性。
第二示例性实施例的变形示例
将描述根据在图15中示出的第二示例性实施例的变形示例的电源调制器40a。使用电源调制器40a来代替电源调制器40。电源调制器40a包括代替电源调制器40的电流源27使用的电流源27a。电流源27a包括脉冲信号源38来代替脉冲调制器34。在电源调制器40a中，电阻器Rs可以被移除或短路，或者可以被实施。
在第二示例性实施例的变形示例中，与第一示例性实施例的变形示例类似，调整低频调幅信号VC_L、高频调幅信号VC_H和脉冲信号VG的输出时序，从而能够校正由电流IM和调幅信号VC的延迟导致的误差，并且抑制低频电压源21和高频电压源22的功率消耗。
第三示例性实施例
将描述图16中示出的根据第三示例性实施例的电源调制器50。使用电源调制器50来代替电源调制器20。此外，电源调制器50包括电流源28来代替电源调制器20的电流源24。电流源28是使用变压器的开关调节器，与根据第二示例性实施例的电流源27类似，并且电流源28的功能对应于电流源24的功能。
电流源27包括电阻器Rs、脉冲调制器34、低侧栅极驱动器35、NMOS晶体管N1、变压器37、二极管D1和D2、电感器L3、第一直流电 源PWR1和第二直流电源PWR2。电阻器Rs与组合器电路23共同地使用，并且检测误差电流IC的大小。脉冲调制器34基于在电阻器Rs两端基于误差电流IC所产生的电压差来产生脉冲调制信号。低侧栅极驱动器35基于脉冲调制信号驱动NMOS晶体管N1。变压器37的初级侧线圈的一端连接到NMOS晶体管N1的漏极，并且初级侧线圈的另一端连接到第一直流电源PWR1。变压器37的次级侧线圈的一端连接到第二直流电源PWR2，并且次级侧线圈的另一端连接到二极管D1的阳极。二极管D1的阴极连接到电感器L3的一端。电感器L3的另一端连接到端子5。二极管D2的阳极连接到第二直流电源PWR2，并且其阴极连接在电感器L3的一端和二极管D1的阴极之间。注意，第一直流电源PWR1输出直流电压V1，并且第二直流电源PWR2输出直流电压V2。
在电流源28中，二极管D1和D2将从第二直流电源PWR2输出的直流电压V2添加到从变压器37的次级侧线圈输出的信号S1以向电感器L3输出计算结果。总之，二极管D1和D2用作组合器电路以将从第二直流电源PWR2输出的直流电压V2添加到信号S2以输出计算结果。注意，输入到电感器L3的信号S2如图17中示出的波形中所示。
电感器L3平滑被提供作为信号S2的脉冲信号，移除寄生(spurious)分量，并且向RF放大器30提供电流IM。
如图18中所示，根据第三示例性实施例的功率放大器以与从第一直流电源PWR1输出的直流电压V1成正比的增益放大调幅信号VC，并且将从第二直流电源PWR2输出的直流电压V2添加到放大的信号，以产生调制的电源信号VOUT。该调制的电源信号VOUT被提供到RF放大器30的电源端子5。因此，通过调制的电源信号VOUT来调制RF放大器30的输出信号的振幅。
现在，作为电源电压被提供到RF放大器30的调制的电源信号VOUT是被限制为不低于从第二直流电源PWR2输出的直流电压V2的 信号，这抑制了在减小调制的电源信号VOUT的电压时在RF放大器30的输出信号处产生的失真。
电源调制器50中功率损失的主要因素是NMOS晶体管N1和二极管D1和D2中的开关损耗。NMOS晶体管N1的开关损耗LSW由公式(1)来表示：
LSW = 1 6 R fsw × Δt × V 1 2 . . . ( 1 )
其中R是RF放大器30的负载的阻抗，fsw是从脉冲调制器34输出的脉冲调制信号的平均开关频率，并且Δt是在导通(ON)和截止(OFF)时的总开关时间。
此外，二极管D1的开关损耗Ld1由公式(2)来表示。
Ld 1 = 1 6 R fsw × Δt × V 1 ( V 1 + V 2 ) . . . ( 2 )
同时，二极管D2的开关损耗Ld2由公式(3)来表示。
Ld 1 = 1 6 R fsw × Δt × V 1 × V 2 . . . ( 3 )
据此，电源调制器410的总功率损耗L由以下公式(4)示出。
Ltotal = 1 3 R fsw × Δt × V 1 ( V 1 + V 2 ) . . . ( 4 )
同时，从电源调制器410输出的功率Pout由以下公式(5)示出：
Pout = d ( V 1 + V 2 ) 2 R + ( 1 - d ) V 1 2 R . . . ( 5 )
其中d是脉冲调制信号的平均占空。
因此，由公式(5)示出的电源调制器50的输出功率Pout与由公式(4)示出的功率损耗Ltotal的比率Pout/Ltotal由公式(6)来表示：
Pout Ltotal = 3 fsw × Δt [ ( 2 d + 1 ) r + 1 - d r + 1 - 1 ] . . . ( 6 )
其中r＝V2/V1(＞0)。
如从公式(6)中可以看出，Pout/Ltotal是与r的值成比例单调增加的函数。此外，如公式(7)所示，功率效率η是与Pout/Ltotal的值成比例单调增加的函数。因此，功率效率η是与r的值成比例单调增加的函数。
η = Pout Pout + Ltotal = 1 1 + ( Pout / Ltotal ) - 1 . . . ( 7 )
总之，根据第三示例性实施例的功率放大器具有其中通过从第二直流电源PWR2向二极管D1和D2提供直流电压V2来增加r的值的构造。因此，根据第三示例性实施例的功率放大器能够提高功率效率η。
例如，通过实验验证了当不存在第二直流电源PWR2(V2＝0V)时(第二示例性实施例)电源调制器40的功率效率是50到70％，并且当使用第二直流电源PWR2(V2＝5V到10V)时的电源调制器50的功率效率提高为85到95％。
注意，根据第三示例性实施例的整个功率放大器的功率效率主要取决于电源调制器50的功率效率和RF放大器30的功率效率，并且由(电源调制器50的功率效率)×(RF放大器30的功率效率)。如上所述，当第二直流电源PWR2的输出电压V2是0V时，电源调制器50的功率效率是50到70％，并且当V2被设置为5到10V时，电源调制器50的功率效率提高为85到95％。同时，RF放大器30的功率效率通常随着增加第二直流电源PWR2的输出电压V2的值而减小。因此，在根据第三示例性实施例的功率放大器中，从第二直流电源PWR2输出的直流电压V2的值被 设置为通过电源调制器50提高的功率效率变得高于通过RF放大器30减少的功率效率，从而能够提高整个功率放大器的功率效率。 
第三示例性实施例的变形示例
将描述根据图19中示出的第三示例性实施例的变形示例的电源调制器50a。使用电源调制器50a来代替电源调制器50。电源调制器50a包括电流源28a来代替在电源调制器50中使用的电流源28。电流源28a包括脉冲信号源38来代替脉冲调制器34。电阻器Rs可以在电源调制器50a中被移除和短路，或者可以被实施。
同样，在根据第三示例性实施例的变形示例中，与第一示例性实施例的变形示例类似地调整低频调幅信号VC_L、高频调幅信号VC_H和脉冲信号VG的输出时序，从而能够校正由于电流IM和调幅信号VC的延迟导致的误差，并且能够抑制低频电压源21和高频电压源22的功率消耗。
注意，本发明不限于上述示例性实施例，而是在不脱离本发明精神的情况下能够适当地进行改变。例如，虽然上述示例性实施例能够通过使用开关调节器作为电源调制器的电流源来提高功率效率，但是即使当使用线性调节器作为电流源时也不会削弱电压源(包括低频电压源21和高频电压源22)的功率效率的提高的效果。
本申请要求优先权的权益，并且通过引用将在2009年2月5日提出的以下日本专利申请No.2009-024691整体并入这里。
工业实用性
本发明适用于无线电通信设备所使用的发送功率放大器。
附图标记列表
1，1A 功率放大器
2    输入端子
3-5  端子
6    输出端子
7    延迟电路
10，10A  极性调制器
20，20A，20B，40，40A，50，50A  电源调制器
21   低频电压源
22   高频电压源
23   组合器电路
24，24A，27，27A，28，28A    电流源
25   低通滤波器
26   高通滤波器
30   RF放大器
31   低频信号源
32   高频信号源
33   缓冲电路
34   脉冲调制器
35   低侧栅极驱动器
36   高侧栅极驱动器
37   变压器
38   脉冲信号源
210  电压源
311  信号源
312  缓冲电路
CH，CL  电容器
D1，D2  二极管
L1到L3  电感器
N1   NMOS晶体管
ND1  电压组合器节点
ND2  电压电流组合器节点
P1    PMOS晶体管
PWR1，PWR2  直流电源
RS    电阻器
VDD   直流电源端子
V1，V2直流电压
IC    误差电流
IC_H  高频误差电流
IC_L  低频误差电流
IM    电流
IRL   电流
VC    调幅信号
VC_H  高频调幅信号
VC_L  低频调幅信号
VOUT  调制的电源信号

Claims (16)

1.一种功率放大器，所述功率放大器放大包括调幅分量和调相分量的调制信号，所述功率放大器包括：
第一电压源，所述第一电压源放大所述调制信号的所述调幅分量的低频分量以输出第一电压；
第二电压源，所述第二电压源放大所述调制信号的所述调幅分量的高频分量以输出第二电压；
电流源，所述电流源放大所述调制信号的所述调幅分量以输出电流；
组合器电路，所述组合器电路组合所述第一电压、所述第二电压和所述电流以产生调制的电源信号；和
RF放大器，所述RF放大器放大通过将所述调制信号上转换到载波频率所获得的信号并且在通过所述调制的电源信号来调制所述放大的信号的振幅之后输出所述放大的信号。
2.如权利要求1所述的功率放大器，其中所述组合器电路包括：
低通滤波器，所述低通滤波器连接到所述第一电压源的输出端子并且移除所述第一电压源的高频噪声；和
高通滤波器，所述高通滤波器连接到所述第二电压源的输出端子并且移除所述第二电压源的低频噪声，并且
所述低通滤波器的截止频率被设置为低于所述高通滤波器的截止频率。
3.如权利要求1所述的功率放大器，其中所述第一电压源和所述第二电压源同步输出所述第一电压和所述第二电压的时序。
4.如权利要求2所述的功率放大器，其中所述电流源是反馈放大器，检测所述低通滤波器和所述高通滤波器之间提供的电阻器和所述电流源的输出之间的电压差，并且输出电流使得减小所述电压差。
5.如权利要求1所述的功率放大器，其中所述电流源包括：
脉冲调制器，所述脉冲调制器将所述组合器电路的输出电流的检测值转换为脉冲调制信号；
开关放大器，所述开关放大器放大所述脉冲调制信号；和
平滑滤波器，所述平滑滤波器平滑所述开关放大器的输出信号以输出电流。
6.如权利要求1所述的功率放大器，其中所述电流源包括：
脉冲信号源，所述脉冲信号源输出脉冲调制信号；
开关放大器，所述开关放大器放大所述脉冲调制信号；和
平滑滤波器，所述平滑滤波器平滑所述开关放大器的输出信号以输出电流。
7.如权利要求6所述的功率放大器，其中所述脉冲信号源输出与所述第一电压和所述第二电压中的至少一个同步的所述脉冲调制信号。
8.如权利要求5所述的功率放大器，其中所述开关放大器包括：
第一和第二开关元件，所述第一和第二开关元件串联连接在直流电源和接地端子之间；和
输出端子，所述输出端子设置在所述第一开关元件的一端和所述第二开关元件的一端互相连接的连接点，
其中所述开关放大器通过所述第一和第二开关元件来控制从所述直流电源输出到所述输出端子的电流和从所述输出端子引到所述接地端子的电流，以放大所述脉冲调制信号。
9.如权利要求5所述的功率放大器，其中所述开关放大器包括：
变压器；
直流电源，所述直流电源连接到所述变压器的初级侧线圈的一端；
开关元件，所述开关元件连接到所述变压器的所述初级侧线圈的另一端；
接地端子，所述接地端子连接到所述变压器的次级侧线圈的一端；
第一整流元件，所述第一整流元件连接到所述变压器的所述次级侧线圈的另一端；和
第二整流元件，所述第二整流元件连接在所述接地端子和所述第一整流元件的输出侧端子之间，其中
所述开关放大器通过所述脉冲调制信号来控制所述开关元件，以控制从所述直流电源流过所述变压器的所述初级侧线圈的电流以放大所述脉冲调制信号，并且
所述开关放大器通过所述变压器和所述第一和第二整流元件向所述第二整流元件的输出端子输出所述放大的脉冲调制信号。
10.如权利要求5所述的功率放大器，其中
所述开关放大器包括：
变压器；
第一直流电源，所述第一直流电源连接到所述变压器的初级侧线圈的一端；
开关元件，所述开关元件连接到所述变压器的所述初级侧线圈的另一端；
第二直流电源，所述第二直流电源连接到所述变压器的次级侧线圈的一端；
第一整流元件，所述第一整流元件连接到所述变压器的所述次级侧线圈的另一端；和
第二整流元件，所述第二整流元件连接在所述第二直流电源和所述第一整流元件的输出侧端子之间，其中
所述开关放大器通过所述脉冲调制信号来控制所述开关元件，以控制从所述第二直流电源流过所述变压器的所述次级侧线圈的电流以放大所述脉冲调制信号，并且
所述开关放大器通过所述变压器和所述第一和第二整流元件向所述第二整流元件的输出端子输出所述放大的脉冲调制信号。
11.如权利要求5所述的功率放大器，其中所述平滑滤波器是电感器元件并且用作低通滤波器。
12.如权利要求1所述的功率放大器，其中由极性调制器从所述调制信号中提取所述调制信号的所述调幅分量。
13.一种功率放大器，所述功率放大器放大作为发送信号的包括调幅分量和调相分量的调制信号，所述功率放大器包括：
第一电压源，所述第一电压源放大所述调制信号的所述调幅分量的低频分量以输出第一电压；
第二电压源，所述第二电压源放大所述调制信号的所述调幅分量的高频分量以输出第二电压；
电流源，所述电流源放大所述调制信号的所述调幅分量以输出电流；
组合器电路，所述组合器电路组合所述第一电压、所述第二电压和所述电流以产生调制的电源信号；和
RF放大器，所述RF放大器放大通过将所述调相分量上转换到载波频率所获得的信号并且在通过所述调制的电源信号来调制所述放大的信号的振幅之后输出所述放大的信号。
14.一种功率放大方法，所述方法放大包括调幅分量和调相分量的调制信号，所述方法包括：
放大所述调制信号的所述调幅分量的低频分量以输出第一电压；
放大所述调制信号的所述调幅分量的高频分量以输出第二电压；
放大所述调制信号的所述调幅分量以输出电流；
组合所述第一电压、所述第二电压和所述电流以产生调制的电源信号，并且
放大通过将所述调制信号上转换到载波频率所获得的信号并且在通过所述调制的电源信号来调制所述放大的信号的振幅之后输出所述放大的信号。
15.如权利要求14所述的功率放大方法，其中通过极性调制器从所述调制信号中提取所述调制信号的所述调幅分量。
16.一种功率放大方法，所述方法放大包括调幅分量和调相分量的调制信号，所述方法包括：
放大所述调制信号的所述调幅分量的低频分量以输出第一电压；
放大所述调制信号的所述调幅分量的高频分量以输出第二电压；
放大所述调制信号的所述调幅分量以输出电流；
组合所述第一电压、所述第二电压和所述电流以产生调制的电源信号；并且
放大通过将所述调相分量上转换到载波频率所获得的信号并且在通过所述调制的电源信号来调制所述放大的信号的振幅之后输出所述放大的信号。
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