JP4199181B2 - 送信装置及び無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、出力を可変に制御可能な送信装置およびこの送信装置を用いた無線通信装置に関する。

出力を可変に制御可能な送信装置は、装置の性能を図る指標として、送信機能における電力効率および線形性が評価されている。この送信機能における電力効率および線形性は、特に、携帯電話等の高周波変調送信機器において、装置の性能を表す上で最も重要な指標となっている。

このような高周波変調送信機器の最終段の増幅器としては、いわゆるＡ級動作の増幅器が広く用いられている。このＡ級増幅器は、歪みが少ない、すなわち線形性には優れている反面、常時直流バイアス成分に伴う電力を消費するため電力効率は小さくなってしまうものである。

そこで、電力増幅器を高効率動作させる方法として、トランジスタの入出力電力特性の飽和領域を用いて、ドレイン電圧またはコレクタ電圧（電源電圧）をベースバンド信号の振幅成分に応じて変化させて増幅する方法が考案されている。例えば、平均出力電力を変化させる時には、前述の電源電圧を所望の平均出力電力に比例して変化させるものである。この種の装置として、例えば、特許第３０４４０５７号公報（特許文献１）に開示された出力可変送信装置がある。

図１１は、従来例の出力可変送信装置の構成を示すブロック図である。この出力可変送信装置は、変調入力端子１０１，１０２と、搬送波発振器１０４と、変調入力端子１０１，１０２の出力を搬送波発振器１０４の出力周波数にて直交変調する直交変調器１０３と、高周波電力増幅器１０５と、送信出力端子１０６と、変調入力端子１０１，１０２の出力から包絡線を生成する包絡線生成回路１０７と、指定信号入力端子１１２と、指定信号入力端子１１２からの電力増幅器１０５の平均出力レベルを設定する信号を入力としその入力値に対応する直流信号を発生する多値直流信号発生回路１０８と、多値直流信号発生回路１０８の出力を包絡線生成回路１０７の出力包絡線に乗算する乗算回路１０９と、乗算回路１０９の出力に応じて電力増幅器１０５のドレイン電圧を制御する電圧制御回路１１０と、電源端子１１１とを備えた構成となっている。

直交変調器１０３は、変調入力端子１０１，１０２から入力されるＩ信号とこのＩ信号に直交するＱ信号とにより、搬送波発振器１０４から供給された搬送波を変調する。包絡線生成回路１０７は、前記Ｉ，Ｑ信号の振幅信号Ｒを算出する。指定信号入力端子１１２には、送信出力端子１０６に出力しようとする送信出力レベルに対応する出力レベル指定信号が入力される。多値直流信号発生回路１０８は、指定信号入力端子１１２からの出力レベル指定信号に従って直流信号を発生する。

乗算回路１０９は、包絡線生成回路１０７の出力と多値直流信号発生回路１０８の出力とを乗算する。これにより、乗算回路１０９の出力には変調波の包絡線に比例した信号が得られ、しかもその平均値が送信出力に応じて変化する。電圧制御回路１１０は、乗算回路１０９の出力に応じて、電力増幅器１０５のドレイン電圧Ｖｏを変化させる。この結果、電力増幅器１０５のドレイン電圧は、変調波の包絡線に比例し、かつ平均値が送信出力に応じて変化する。したがって、上記のような極座標変調方式の構成を用いることによって、電力増幅器１０５は高効率の飽和状態を保ちながら線形増幅を行うことができ、しかも送信出力を可変にすることができる。

しかしながら、図１１に示す従来例の出力可変送信装置においては、振幅変調及び送信出力制御の両方を常に一括してドレイン電圧制御で行うため、電力増幅器１０５の特性により送信電力の出力制御可変幅が制限されてしまう。このような従来例の出力可変送信装置を実際の携帯電話装置に搭載した場合、有限の制御電圧範囲（例えば０．３Ｖ〜３．０Ｖ）と電力増幅器利得可変幅（例えば２０ｄＢ／ｄｅｃ）しか確保できない。このため、最近の携帯電話規格のように広い出力制御可変幅（例えば、欧州携帯電話規格であるＥＧＰＲＳでは約４３ｄＢ＋α）が要求される通信装置では、必要な送信出力レベルの範囲を十分に確保することができないという事情があった。

また、携帯電話装置は最大送信出力で動作する頻度が比較的低い。これは干渉を避けセル利用効率を高めるために、基地局の指令により送信電力が低く設定されることに起因する。よって、携帯電話装置の通話可能時間を長くするためには、最大送信出力時だけでなく、低送信出力時における消費電力を抑えることが重要課題となっている。

特許第３０４４０５７号（第１−２０頁、図１） 特開２００３−１８０２６号公報 特開２００３−５１７５１号公報 特開２００４−１０４１９４号公報 特開２００４−１７３２４９号公報 特開平３−２７６９２３号公報

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、高効率であるとともに広い出力制御可変幅を得ることのできる送信装置及び無線通信装置を提供することを目的とする。

本発明の送信装置は、入力変調信号の同相成分及び直交成分を入力して直交変調を行う直交変調手段と、前記直交変調手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制御される可変利得増幅手段と、前記可変利得増幅手段の出力の電力増幅を行う電力増幅手段とを備え、前記電力増幅手段は、入出力電力特性における線形動作領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性における飽和動作領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有し、送信出力電力が所定値以上の場合に、前記可変利得増幅手段の出力レベルを調整して前記電力増幅手段を飽和モードで動作させ、前記電力増幅手段の出力制御用入力端に前記入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調された送信出力制御信号を入力して極座標変調を行い、前記送信出力電力が所定値未満の場合に、前記可変利得増幅手段の出力レベルを調整して前記電力増幅手段を線形モードで動作させ、前記出力制御用入力端に前記送信出力電力に応じた所定レベルの送信出力制御信号を入力して線形増幅を行うものである。

この構成により、送信出力電力が所定値以上では高効率な極座標変調を行い、これよりも小さい送信出力電力では線形増幅を行うことができ、これら２種類の動作によって出力制御可変幅を広くできる。したがって、極座標変調における振幅変調と送信電力制御とを分離して制御することが可能であり、極座標変調方式におけるダイナミックレンジ不足を解消でき、高効率であるとともに広い出力制御可変幅を得ることが可能となる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電力増幅手段は、送信出力電力が最大出力レベルまたはその近傍である場合に前記極座標変調を行い、この送信出力電力よりも小さい場合に前記線形増幅を行うものも含まれる。

この構成により、送信出力電力が最大出力レベル付近では高効率な極座標変調を行い、これより小さい送信出力電力では線形増幅を行うことによって、最大出力レベル付近において極座標変調による高効率な増幅が可能であるとともに、出力レベルが小さい場合は線形増幅によって広範囲な出力レベルにおいて送信出力制御が可能である。このため、例えば、電力増幅手段における利得可変幅を超えるような広い範囲での送信電力制御も容易に可能である。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電力増幅手段は、前記出力制御用入力端として用いられる電源端子を有し、前記所定レベルの信号または前記入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調された信号の電流容量を増加させ、前記電源端子に対し前記送信出力制御信号として電源供給を行う電源ドライバを備えるものも含まれる。

この構成により、電源ドライバによって入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調された信号の電流容量を強化し、電力増幅手段の電源端子に送信出力制御信号として供給することによって、送信出力電力が所定値以上の場合に高効率な極座標変調を行うことが可能である。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電力増幅手段は、電源端子と、前記出力制御用入力端として用いられる増幅回路のバイアス端子とを有し、前記電源端子には固定電源を入力し、前記バイアス端子に前記送信出力制御信号を入力するものも含まれる。

この構成により、電力増幅手段の電源端子には固定電源を入力し、入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調された信号を送信出力制御信号としてバイアス端子に入力することによって、送信出力電力が所定値以上の場合に高効率な極座標変調を行うことが可能である。また、この構成では、電力増幅手段への電源を振幅変調する場合に比べて、電流容量を強化するための電源ドライバが不要となり、装置構成を簡易化できる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記送信出力制御信号を入力する送信出力制御信号入力部にディジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータを備え、このＤＡコンバータは、動作クロックを変更可能であり、前記電力増幅手段にて極座標変調を行うときのみ前記線形増幅を行うときより高い動作クロックで動作させる動作クロック切替機能を有するものも含まれる。

この構成により、送信出力制御信号入力部のＤＡコンバータを、電力増幅手段にて極座標変調を行うときのみ高い動作クロックで動作させることによって、極座標変調動作時のみ動作電流を増加させて適切な振幅変調を可能とし、線形増幅動作時には動作電流を低減することができ、全体の消費電力を削減できる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電源ドライバの入力部に波形整形用のオペアンプを有し、このオペアンプは、動作電流を変更可能であり、前記電力増幅手段にて極座標変調を行うときのみ前記線形増幅を行うときより動作電流を増加させる動作電流切替機能を有するものも含まれる。

この構成により、電源ドライバの入力部のオペアンプを、電力増幅手段にて極座標変調を行うときのみ動作電流を増加させることによって、極座標変調動作時には大きな動作電流で適切な振幅変調を可能とし、線形増幅動作時には動作電流を低減することができ、全体の消費電力を削減できる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電源ドライバとしてリニアレギュレータを用いるものも含まれる。
また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電源ドライバとしてスイッチングレギュレータを用いるものも含まれる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電源ドライバが、前記送信出力制御信号を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群とを有して構成されるものも含まれる。

また、本発明の一態様として、上記の送信装置であって、前記電力増幅手段の出力を復調する復調部と、前記復調部より得られる復調信号の情報に基づいて、前記電力増幅手段にて極座標変調を行うときの振幅変調のタイミングを調整する制御部とを備えるものも含まれる。

この構成により、電力増幅手段の出力を復調して得られた情報（例えば、ＥＶＭ（エラーベクトル振幅（変調精度を示す値））など）に基づいて、極座標変調時の振幅情報と位相情報のタイミング調整が可能となり、送信装置の出力の歪を低減することが可能となる。

また、本発明は、上記いずれかの送信装置を備えた無線通信装置を提供する。このような構成の無線通信装置では、大きな送信出力電力での高効率な増幅が可能であるとともに、幅広いレベルにおいて送信電力制御が可能であり、携帯電話装置などの小型で移動型の無線通信装置などに適用した場合により効果的である。

本発明によれば、高効率であるとともに広い出力制御可変幅を得ることが可能な送信装置及び無線通信装置を提供できる。

本実施形態では、送信装置を含む無線通信装置の一例として、携帯電話装置に適用した場合の構成例を示す。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。第１の実施形態の送信装置を構成する送信部１０は、線形変調器１１と、この線形変調器１１より出力される送信信号の電力増幅を行う大電力増幅器１２と、この大電力増幅器１２に供給する電源を生成する振幅変調部１３とを有して構成される。

線形変調器１１は、固定周波数の動作クロックよりディジタル−アナログ変換を行う固定クロック入力ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）１４，１５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１６，１７と、ローパスフィルタ１６，１７の出力を局部発振器２０の出力周波数にて直交変調してＲＦ帯域への周波数変換を行う直交変調器（ＭＯＤ）１８と、直交変調器１８の出力の増幅を行う中電力増幅器１９とを有して構成される。

振幅変調部１３は、固定クロック入力ＤＡコンバータ２１と、ローパスフィルタ２２と、入力部に波形整形用の高速オペアンプ（ＯＰＡＭＰ）２３を備える電源ドライバ２４とを有して構成される。上記固定クロック入力ＤＡコンバータ２１及びローパスフィルタ２２は、後述する送信出力制御信号を入力する送信出力制御信号入力部となる。

送信部１０は、同相成分入力端子であるＩ入力端子３１と、直交成分入力端子であるＱ入力端子３２と、制御目標の送信出力電力を指示するための送信出力制御信号を入力するＲ入力端子３３と、中電力増幅器１９の増幅利得を制御するためのゲイン制御信号を入力するゲイン制御端子３４と、電力増幅された送信信号を出力する出力端子３５とを有している。制御部３０は、これらの端子と接続され、送信変調信号の出力、各種制御信号の出力等を行い、無線通信動作を制御する。制御部３０は、Ｉ，Ｑ信号による入力変調信号の振幅成分を算出する振幅算出部３０２と、動作モードを選択するために、一定レベルの送信出力制御信号３０１と振幅算出部３０２により算出された入力変調信号の振幅成分とのいずれかを選択するモード選択部３００とを備える。

この送信部１０において、送信すべきベースバンド帯域の直交変調ディジタル信号のうち、Ｉ入力端子３１には同相包絡線成分（Ｉ信号）が、Ｑ入力端子３２には直交包絡線成分（Ｑ信号）がそれぞれ入力される。Ｉ入力端子３１に入力された同相成分のＩ信号は、ＤＡコンバータ１４によりアナログ電圧に変換され、ローパスフィルタ１６により不要な高調波成分を除去された後、直交変調器１８に入力される。また、Ｑ入力端子３２に入力された直交成分のＱ信号は、同様にＤＡコンバータ１５によりアナログ電圧に変換され、ローパスフィルタ１７により不要な高調波成分を除去された後、直交変調器１８に入力される。

直交変調器１８は、直交変調手段の一例に相当するもので、入力されたＩ，Ｑ信号によって局部発振器２０から供給される高周波信号を直交変調することで、Ｉ，Ｑ信号から位相変調されたＲＦ帯域の高周波信号を生成して出力する。中電力増幅器１９は、可変利得増幅手段の一例に相当するもので、ゲイン制御端子３４より入力されるゲイン制御信号のレベルに応じて所定利得で直交変調器１８の出力信号を増幅する。この中電力増幅器１９の出力が線形変調器１１の出力となり、大電力増幅器１２に送信用変調信号として入力される。

Ｒ入力端子３３には、制御部３０より送信出力制御用のディジタル信号が入力される。このＲ入力端子３３に入力された送信出力制御信号は、ＤＡコンバータ２１によりアナログ電圧に変換され、ローパスフィルタ２２により不要な高調波成分を除去された後、電源ドライバ２４によって電流容量が増加されて強化される。この電源ドライバ２４の出力が振幅変調部１３の出力となり、大電力増幅器１２に対し電圧変化可能な電源として供給される。

大電力増幅器１２は、電力増幅手段の一例に相当するもので、例えば図示するように複数段の増幅回路からなり、出力制御用入力端となる電源端子２５の入力レベルに応じて出力が制御される電力増幅器である。大電力増幅器１２は、線形変調器１１から出力された送信用変調信号を、後述する線形モードでの線形増幅、または飽和モードで振幅変調（極座標変調）することで電力増幅を行い、送信信号として出力端子３５より出力する。

本実施形態では、送信出力電力が所定値未満の低出力の場合、例えば最大送信電力よりも小さい出力で使用する場合には、モード選択部３００によりＲ入力端子３３に一定レベルの送信出力制御信号３０１を選択して入力し、線形変調器１１及び大電力増幅器１２を線形モードで動作させることで、Ｉ，Ｑ信号による入力変調信号の振幅成分のダイナミックレンジと無関係に送信電力制御を行う。一方、送信出力電力が所定値以上の高出力の場合、例えば最大送信電力近辺（例えば最大送信電力より−２〜４ｄＢ以内、あるいは−６ｄＢ以内など）で使用する場合には、大電力増幅器１２を飽和モードで動作させ、モード選択部３００によりＲ入力端子３３に振幅算出部３０２により算出されたＩ，Ｑ信号による入力変調信号の振幅成分を選択して入力し、大電力増幅器１２において極座標変調を行う。すなわち、本実施形態の送信部１０は、直交変調後に線形増幅を行う線形変調器１１と、通常の線形増幅または極座標変調を用いた飽和状態での増幅を行う大電力増幅器１２との二段構成の増幅手段を備えて構成される。これらの増幅手段を制御部３０からの制御信号によって制御する。

次に、上記のように構成された送信部１０の動作を詳細に説明する。ここでは、欧州携帯電話規格である９００ＭＨｚ帯ＥＧＰＲＳ方式を例に挙げて説明する。

図２は欧州携帯電話規格である９００ＭＨｚ帯ＥＧＰＲＳ方式における送信電力制御規格を示す図である。まず、この図２に示す各電力制御レベルにおける電力制御動作について説明する。９００ＭＨｚ帯ＥＧＰＲＳ方式では、最大送信電力の規定の中でＣｌａｓｓＥ２と呼ばれるものは、電力制御レベル８〜１９まで２ｄＢ間隔で可変する必要がある。無線通信装置の端末（移動局）は、送信を開始する前に基地局からの指示を考慮して、ベースバンド制御部がその電力制御レベルの制御値を１２段階で送信部に通知する。なお、図２の例では、図１に示した送信部の出力端子３５からアンテナ端子までの間においてアンテナスイッチ等の損失が１ｄＢあると仮定している。

図２における電力制御レベル８（＋２８ｄＢｍ）からレベル１０（＋２４ｄＢｍ）までは、ゲイン制御端子３４より入力するゲイン制御信号によって中電力増幅器１９の出力レベルを＋５ｄＢｍに固定し、大電力増幅器１２の入力レベルを飽和動作領域に保つことで、大電力増幅器１２を飽和モード（極座標変調方式）で動作させる。このとき、Ｒ入力端子３３には前記電力制御レベルに応じてシフトさせたレベル範囲で変調信号の振幅成分の電圧値を入力して、電源ドライバ２４を介して大電力増幅器１２へ電源供給し、大電力増幅器１２の電源端子２５の電圧（電源電圧ＶＤＤ）に対し振幅変調をかけることで、高効率の極座標変調を行う。

また、上記より低い電力制御レベル１１（＋２２ｄＢｍ）では、Ｒ入力端子３３に所定の制御電圧値を入力して大電力増幅器１２の電源端子２５の電源電圧ＶＤＤを０．９９Ｖに固定するとともに、ゲイン制御端子３４より入力するゲイン制御信号によって中電力増幅器１９の出力レベルを−４ｄＢｍに減少させることで、大電力増幅器１２を線形モード（直交変調方式）で動作させる。このように、電力制御レベル１１（＋２２ｄＢｍ）からレベル１９（＋６ｄＢｍ）までは、ゲイン制御端子３４より入力するゲイン制御信号によって中電力増幅器１９の出力レベル、すなわち大電力増幅器１２の入力レベルを−４ｄＢｍとし、大電力増幅器１２の入力レベルを線形動作領域に保つことで、大電力増幅器１２を線形モードで動作させる。このとき、Ｒ入力端子３３には前記電力制御レベルに応じた制御電圧値を入力し、電力制御レベルに応じて電源端子２５の電源電圧ＶＤＤを可変することで、送信電力制御を行う。

以下、図３及び図４を参照して大電力増幅器１２における線形モード及び飽和モードの動作について説明する。図３は電源端子２５に印加される電源電圧ＶＤＤをパラメータとした大電力増幅器１２の入出力特性（Ｐin−Ｐout 特性）を示す図、図４は大電力増幅器１２の電力入力レベルを＋５ｄＢｍ固定とした場合における電源電圧ＶＤＤ対出力電力Ｐout の特性図である。

図３において、複数の曲線は、それぞれ異なる電源電圧ＶＤＤに対する大電力増幅器１２の入出力特性（Ｐin−Ｐout 特性）を示すものである。図３のように、各々の電源電圧ＶＤＤのいずれに対しても、入力電力Ｐinが小さい場合は、入力電力Ｐinが増加するにつれて出力電力Ｐout は線形に増加するが（線形動作領域）、入力電力Ｐinがある値以上の場合では、各々の電源電圧ＶＤＤに応じた出力電力Ｐｏにおいて飽和する（飽和動作領域）。ここで、この飽和出力電力Ｐｏ（Ｗ）は、電源電圧ＶＤＤの２乗に比例する。大電力増幅器１２が線形モードで動作するか、若しくは飽和モードで動作するかは、大電力増幅器１２の入力レベル、すなわち、中電力増幅器１９の出力レベルによって決定される。

図３の入出力特性において、例えば、大電力増幅器１２の入力レベルを＋５ｄＢｍにすると、大電力増幅器１２は飽和動作領域で動作する。このとき、Ｒ入力端子３３には電力制御レベルに応じてシフトさせたレベル範囲で変調信号の振幅成分の電圧値を入力することによって、電源端子２５の電源電圧ＶＤＤに対し振幅変調をかけて極座標変調を行い、送信電力を制御しつつ高効率の電力増幅を行う。

この場合、例えば、電圧制御レベル８では、大電力増幅器１２の入力レベルを＋５ｄＢｍに固定し、電源端子２５の電源電圧ＶＤＤを０．３１Ｖ〜１．９６Ｖの範囲で変化させて振幅変調をかけると、大電力増幅器１２の出力レベルとして約＋１５ｄＢｍ〜＋３１ｄＢｍに変化する変調増幅信号が得られる。このように大電力増幅器１２を飽和動作領域で動作させて極座標変調を行うことで、入力変調信号を高効率で増幅することができる。この飽和モードにおける電源電圧ＶＤＤの制御範囲は、電圧制御レベル８では０．３１Ｖ〜１．９６Ｖ、電圧制御レベル９では０．２５Ｖ〜１．５６Ｖ、レベル１０では０．２０Ｖ〜１．２４Ｖとなり、それぞれ変調信号の振幅ダイナミックレンジ（約１６ｄＢ）とほぼ等しい。

一方、図３の入出力特性において、例えば、大電力増幅器１２の入力レベルを−４ｄＢｍにすると、大電力増幅器１２は線形動作領域で動作する。このとき、例えば、電力制御レベル１１では、電源端子２５の電源電圧ＶＤＤを０．９９Ｖに固定し、直交変調器１８及び中電力増幅器１９を経た直交変調信号を入力すると、大電力増幅器１２から平均出力レベルが約２２ｄＢｍの増幅信号が得られる。このように大電力増幅器１２を線形動作させ、電力制御レベルに応じて電源端子２５の電源電圧ＶＤＤを可変することで、変調信号の振幅ダイナミックレンジ（約１６ｄＢ）と無関係に送信電力制御を行うことができる。

なお、上記の説明では、線形モードで動作させる場合の送信電力制御をＲ入力端子３３より入力する送信出力制御信号で行うものとしたが、ゲイン制御端子３４より入力するゲイン制御信号を送信出力制御信号として行ってもよい。

また、図３及び図４の入出力特性を持つ大電力増幅器は、利得可変幅が約２０ｄＢしかなく、ＥＧＰＲＳ方式の変調信号の振幅ダイナミックレンジが約１６ｄＢであることから、最大送信電力から４ｄＢ低いレベルで飽和モードと線形モードの切替を行うようにしたが、これに限るものではない。この最大送信電力−４ｄＢという値は、大電力増幅器の利得可変幅が大きい場合は４ｄＢ以上としたり、小さい場合は４ｄＢ以下としてもよい。

また、図１では大電力増幅器の３段全ての電源が一点に接続されており図３に示したように線形領域で電源電圧に応じて小信号利得が変化する場合の例を示したが、最終段または最終２段の電源電圧のみを変化させる場合においては、電源電圧が変化した場合に小信号利得が変化しない。このような場合においては、線形モードにおける利得制御は中電力増幅器の出力を制御することで行ってもよい。

このように、第１の実施形態では、送信部の高周波電力増幅器において、最も消費電力の大きい最大出力付近で高効率な極座標変調を行い、これより低い出力レベルでは線形増幅を行うことにより、出力制御可変幅を広くできる。上記例のように、大電力増幅器における利得可変幅を超えるような広い範囲での送信電力制御も容易に可能である。したがって、最大送信電力付近で使用するときのみ極座標変調を行うことにより、極座標変調と送信電力制御とを分離して行うことができ、極座標変調方式におけるダイナミックレンジ不足を解消でき、広範囲な出力レベルをカバーすることができる。

（第２の実施形態）
図５は本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。第２の実施形態の送信部４０は、第１の実施形態の構成と一部が異なり、振幅変調部の構成を変更してクロック切替端子３６を設け、ＤＡコンバータの動作クロックの変更によって動作電流を制御可能としたものである。

振幅変調部４１は、クロック切替端子３６からの切替信号により動作クロックを変更可能な可変クロック入力ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）４２を送信出力制御信号入力部に備えている。その他の構成は第１の実施形態と同様であり、同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

可変クロック入力ＤＡコンバータ４２は、動作クロック切替機能を有し、制御部３０よりクロック切替端子３６への切替信号の入力に応じて動作クロックを変更し、この動作クロックの周波数に応じて動作電流を変更できるように構成される。

一般に、送信電力制御速度は、変調信号の振幅変化速度に対して遅いため、ＤＡコンバータ４２は、線形モードで直交変調及び線形増幅を行うときには高い動作クロックは必要ない。このため、極座標変調を行うときのみＤＡコンバータ４２を高い動作クロックで動作させればよい。したがって、大電力増幅器１２を飽和モードで動作させて極座標変調を行うときには、可変クロック入力ＤＡコンバータ４２の動作電流を増加するとともに動作クロックを上昇させる。一方、大電力増幅器１２を線形モードで動作させて直交変調及び線形増幅を行うときには、可変クロック入力ＤＡコンバータ４２の動作電流を減少させるとともに動作クロックを低下させる。

このように、第２の実施形態によれば、極座標変調を行うときのみ、可変クロック入力ＤＡコンバータの動作クロックを高くして動作電流を増加することにより、第１の実施形態の効果に加え、線形モード動作時の動作電流を低減することができ、全体の消費電力を削減できる。

（第３の実施形態）
図６は本発明の第３の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。第３の実施形態の送信部５０は、第２の実施形態の構成と一部が異なり、振幅変調部の構成を変更して電流切替端子３７を設け、電源ドライバの高速オペアンプの動作電流を制御可能としたものである。

振幅変調部５１は、電流切替端子３７からの切替信号により動作電流を変更可能な高速オペアンプ（ＯＰＡＭＰ）５２を入力部に備える電源ドライバ５３を有して構成される。その他の構成は第１及び第２の実施形態と同様であり、同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

高速オペアンプ５２は、動作電流切替機能を有し、制御部３０より電流切替端子３７への切替信号の入力に応じて動作電流を可変できるように構成される。

一般に、送信電力制御速度は、変調信号の振幅変化速度に対して遅いため、電源ドライバ５３入力段の波形整形用の高速オペアンプ５２は、線形モードで直交変調及び線形増幅を行うときには大きな動作電流は必要ない。このため、極座標変調を行うときのみ高速オペアンプ５２を大きな動作電流で動作させればよい。したがって、大電力増幅器１２を飽和モードで動作させて極座標変調を行うときには、高速オペアンプ５２の動作電流を増加し、大電力増幅器１２を線形モードで動作させて直交変調及び線形増幅を行うときには、高速オペアンプ５２の動作電流を減少させる。

このように、第３の実施形態によれば、極座標変調を行うときのみ、高速オペアンプの動作電流を増加することにより、第２の実施形態よりも更に、線形モード動作時の動作電流を低減することができ、全体の消費電力を削減できる。

（第４の実施形態）
図７は本発明の第４の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。第４の実施形態の送信部６０は、第２の実施形態の構成と一部が異なり、振幅変調部及び大電力増幅器の構成を変更して大電力増幅器の出力制御を電源電圧の代わりにバイアス調整により行うものである。

振幅変調部６１は、可変クロック入力ＤＡコンバータ４２とローパスフィルタ２２とを有して構成される。大電力増幅器６２は、固定電源６５からの電源電圧を入力する電源端子６３と、振幅変調部６１から出力される送信出力制御信号（利得制御信号）を入力するバイアス端子６４とを有して構成される。本実施形態では、大電力増幅器６２におけるバイアス端子６４が出力制御用入力端となる。その他の構成は第１及び第２の実施形態と同様であり、同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

この大電力増幅器６２において、増幅素子のドレインまたはコレクタが電源端子６３となり、ゲートまたはベースがバイアス端子６４となる。この構成では、極座標変調を行うときの送信電力制御をバイアス端子６４へ入力する利得制御信号によって行うため、電源端子６３へ入力する電源によって直接送信電力制御を行う場合と比較して、振幅変調部６１の内部に電源電流容量を強化するための電源ドライバが不要となる。

大電力増幅器６２は、線形変調器１１からの入力変調信号を増幅する際、電源端子６３に固定電源６５より固定された電源電圧が供給され、バイアス端子６４に振幅変調部６１からの変調信号または固定レベルによる利得制御信号が入力されて、出力レベルが調整される。

なお、上記の例では、振幅変調部６１入力段のＤＡコンバータ４２はクロック切替端子３６からの切替信号により動作クロック及び動作電流を可変できるようにしたが、第１の実施形態と同様に固定クロック入力ＤＡコンバータ２１を設け、固定の動作クロックで動作させる構成としてもよい。

このように、第４の実施形態によれば、送信電力制御を大電力増幅器のバイアス調整により行う構成とすることにより、振幅変調部において電源電流容量を強化するための電源ドライバを不要にでき、第１〜第３の実施形態よりも更に回路を簡易化できる。

（第５の実施形態）
図８は本発明の第５の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。第５の実施形態の無線通信装置は、第３の実施形態と同様の送信部５０と、受信部７０と、制御部８０と、アンテナスイッチ８１と、アンテナ８２とを有して構成される。

受信部７０は、復調部を含んで構成され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７１と、バンドパスフィルタ７１の出力レベルを調整する低雑音増幅器７２と、低雑音増幅器７２の出力を局部発振器２０の高周波信号を用いて直交復調してベースバンド帯域への周波数変換を行う直交復調器（ＤＥＭ）７３と、直交復調器７３の出力の同相成分及び直交成分をそれぞれ増幅するベースバンドアンプ（ＢＢＡＭＰ）７４，７５と、ローパスフィルタ７６，７７と、アナログ−ディジタル変換を行うＡＤコンバータ７８，７９とを備えている。

この受信部７０は、同相成分出力端子であるＩ出力端子９１と、直交成分出力端子であるＱ出力端子９２と、低雑音増幅器７２の増幅利得を制御するためのゲイン制御信号を入力するゲイン制御端子９３とを有している。

制御部８０は、送信部５０のＩ入力端子３１、Ｑ入力端子３２、Ｒ入力端子３３、ゲイン制御端子３４、クロック切替端子３６、電流切替端子３７、及び受信部７０のＩ出力端子９１、Ｑ出力端子９２、ゲイン制御端子９３と接続され、送信変調信号の出力、受信復調信号の入力、各種制御信号の出力等を行い、無線通信動作を制御する。

この第５の実施形態は、受信部７０によって送信部５０の出力のモニタを行い、復調信号より得られる情報に基づいて、極座標変調時の振幅情報と位相情報のタイミング調整を行う構成となっている。このため、送受同時動作のないＴＤＭＡ方式の場合でも送受同時動作できるような動作モードを用意しておく。

アンテナスイッチ８１を切り替えてアンテナ８２を受信部７０に接続し、送信部５０の出力をアンテナスイッチ８１のアイソレーション特性（通常２０ｄＢ程度）により減衰し、バンドパスフィルタ７１に伝達する。バンドパスフィルタ７１では、送受同一周波数を用いるＴＤＤシステムと送受別周波数を用いるＦＤＤシステムとで減衰量に大きな差が出るが、送信部５０からの出力が更に減衰される。低雑音増幅器７２では、ゲイン制御端子９３からのゲイン制御信号により利得が調整され、直交復調器７３が歪まないレベルまでバンドパスフィルタ７１の出力が減衰される。そして、直交復調器７３において、送信部５０と同一の局部発振器２０より入力された高周波信号を用いて低雑音増幅器７２の出力信号が直交復調され、ベースバンドアンプ７４，７５により、直交復調器７３の出力信号の同相成分（Ｉ信号）及び直交成分（Ｑ信号）がそれぞれ増幅される。このＩ，Ｑ信号はそれぞれローパスフィルタ７６，７７により不要な高調波成分を除去された後、ＡＤコンバータ７８，７９によりディジタル信号に変換されて出力される。

制御部８０は、Ｉ出力端子９１からのＩ信号及びＱ出力端子９２からのＱ信号より得られる復調信号の情報に基づき、送信部５０において適切な出力特性が得られるように各信号を制御する。例えば、ＥＶＭ（エラーベクトル振幅（変調精度を示す値））が最小となるように、Ｒ入力端子３３に入力する送信出力制御信号とＩ入力端子３１、Ｑ入力端子３２に入力するＩ，Ｑ信号のタイミングを調整する。これにより、大電力増幅器１２において極座標変調を行うときの振幅変調のタイミングを調整することができる。

なお、上記の例では、局部発振器２０は送受共通としたが、Ｗ−ＣＤＭＡ方式等の送受別々で同一基準信号源を有する局部発振器が必要なシステムに適用する場合、回路を共通とする必要はなく、発振周波数を同一とできればよい。

このように、第５の実施形態によれば、アンテナスイッチ８１を介して送信部５０の出力を受信部７０に接続し、送信部５０の出力を復調することにより、得られた復調信号の情報によって極座標変調時の振幅情報と位相情報のタイミング調整が可能となり、第３の実施形態と比較して、更に送信部における歪を少なくすることができる。

（第６の実施形態）
図９は本発明の第６の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。第６の実施形態の無線通信装置は、第４の実施形態と同様の送信部６０と、受信部７０と、制御部８０と、アンテナスイッチ８１と、アンテナ８２とを有して構成される。すなわち、前述した第５の実施形態における送信部を、第４の実施形態のような大電力増幅器の出力制御をバイアス調整により行う送信部６０に変更したものである。受信部７０及び制御部８０の構成及び動作は第５の実施形態と同様であり、ここでは説明を省略する。

この送信部６０では、極座標変調を行うときの送信電力制御をバイアス端子６４へ入力する利得制御信号によって行うため、電源端子６３へ入力する電源によって直接送信電力制御を行う場合と比較して、振幅変調部６１の内部に電源電流容量を強化するための電源ドライバが不要となる。

なお、上記の例では、振幅変調部６１入力段のＤＡコンバータ４２はクロック切替端子３６からの切替信号により動作クロック及び動作電流を可変できるようにしたが、第１の実施形態と同様に固定クロック入力ＤＡコンバータ２１を設け、固定の動作クロックで動作させる構成としてもよい。

このように、第６の実施形態によれば、送信電力制御を大電力増幅器のバイアス調整により行う構成とすることにより、振幅変調部において電源電流容量を強化するための電源ドライバを不要にでき、第５の実施形態の効果に加えて、更に回路を簡易化できる。

（第７の実施形態）
図１０は本発明の第７の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図である。第７の実施形態の送信部２００は、第１の実施形態の構成と一部が異なり、振幅変調部２０１の電源ドライバ２０３の構成を変更したものである。電源ドライバ２０３は、送信出力制御信号を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段２０４と、リニアレギュレータ２０７と、電圧源２１０と、電圧源２１０の電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータ２０８、２０９と、前記複数のスイッチングレギュレータ２０８、２０９の出力電圧のいずれか一つを選択するスイッチ群２０５、２０６とを備えて構成されるものである。その他の構成は第１の実施形態と同様であり、同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

ローパスフィルタ２２の出力は２分岐され、振幅スライス手段２０４及びリニアレギュレータ２０７にそれぞれ入力される。振幅スライス手段２０４は、ローパスフィルタ２２の出力を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスし、ＤＣ−ＤＣコンバータ等で構成されるスイッチングレギュレータ２０８、２０９は、電圧源２１０の電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する。リニアレギュレータ２０７は、電圧源２１０の出力とローパスフィルタ２２の出力との差が損失となるが、ローパスフィルタ２２の出力が低い場合には、その出力より高く、かつ最も近い出力電圧のスイッチングレギュレータをスイッチ群２０５、２０６で選択することにより、損失を最小限に抑えることができる。

このように、第７の実施形態によれば、電源ドライバとして複数のスイッチングレギュレータとリニアレギュレータとを組み合わせたものを用いることで、第１の実施形態よりも更に極座標変調時の動作電流を低減することができ、全体の消費電力を削減できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、送信電力制御と独立して最も消費電力の大きい最大出力付近で高効率な極座標変調をかけることが可能である。また、最大送信電力付近で使用するときのみ極座標変調を行うことにより、極座標変調方式による高効率の出力電力増幅を行いながらも、電力増幅器の性能により制限されるダイナミックレンジ不足を解消でき、出力制御可変幅を広くすることができる。

上述した実施形態では、欧州携帯電話規格である９００ＭＨｚ帯ＥＧＰＲＳ方式の携帯電話装置に適用した場合の例を示したが、これに限らず、ＧＳＭ方式やＷ−ＣＤＭＡ方式等の各種携帯電話装置、その他の無線端末装置、無線基地局装置、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、８０２．１１ｂ方式等の各種無線ＬＡＮ用の無線通信装置などの送信部にも同様に適用可能である。

本発明は、高効率であるとともに広い出力制御可変幅を得ることが可能な送信部を提供できる効果を有し、出力を可変に制御可能な送信装置およびこの送信装置を用いた無線通信装置等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図 欧州携帯電話規格である９００ＭＨｚ帯ＥＧＰＲＳ方式における送信電力制御規格を示す図 本実施形態における大電力増幅器の入出力特性を示す図 本実施形態における大電力増幅器の電源電圧対電力出力レベル特性図 本発明の第２の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図 本発明の第５の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の第６の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 本発明の第７の実施形態に係る送信装置の構成を示すブロック図 従来例の出力可変送信装置の構成を示すブロック図

符号の説明

１０，４０，５０，６０，２００ 送信部
１１ 線形変調器
１２，６２ 大電力増幅器
１３，４１，５１，６１，２０１ 振幅変調部
１４，１５，２１ 固定クロック入力ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）
１６，１７，２２，７６，７７ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１８ 直交変調器
１９ 中電力増幅器
２０ 局部発振器
２３，５２ 高速オペアンプ
２４，５３，２０３ 電源ドライバ
２５，６３ 電源端子
３０，８０ 制御部
３１ Ｉ入力端子
３２ Ｑ入力端子
３３ Ｒ入力端子
３４，９３ ゲイン制御端子
３５ 出力端子
３６ クロック切替端子
３７ 電流切替端子
４２ 可変クロック入力ＤＡコンバータ
６４ バイアス端子
６５ 固定電源
７０ 受信部
７１ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
７２ 低雑音増幅器
７３ 直交復調器
７４，７５ ベースバンドアンプ
７８，７９ ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）
８１ アンテナスイッチ
８２ アンテナ
９１ Ｉ出力端子
９２ Ｑ出力端子
２０４ 振幅スライス手段
２０５，２０６ スイッチ
２０７ リニアレギュレータ
２０８，２０９ スイッチングレギュレータ
２１０ 電圧源
３００ モード選択部
３０１ 送信出力制御信号
３０２ 振幅算出部

Claims (11)

1. 入力変調信号の同相成分及び直交成分を入力して直交変調を行う直交変調手段と、
   前記直交変調手段の出力を増幅するもので、ゲイン制御信号に基づいて利得が制御される可変利得増幅手段と、
   前記可変利得増幅手段の出力の電力増幅を行う電力増幅手段とを備え、
   前記電力増幅手段は、入出力電力特性における線形動作領域を用いて電力増幅を行う線形モードと、前記入出力電力特性における飽和動作領域を用いて電力増幅を行う飽和モードを有し、
   送信出力電力が所定値以上の場合に、前記可変利得増幅手段の出力レベルを調整して前記電力増幅手段を飽和モードで動作させ、前記電力増幅手段の出力制御用入力端に前記入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調された送信出力制御信号を入力して極座標変調を行い、前記送信出力電力が所定値未満の場合に、前記可変利得増幅手段の出力レベルを調整して前記電力増幅手段を線形モードで動作させ、前記出力制御用入力端に前記送信出力電力に応じた所定レベルの送信出力制御信号を入力して線形増幅を行う送信装置。
2. 請求項１に記載の送信装置であって、
   前記電力増幅手段は、送信出力電力が最大出力レベルまたはその近傍である場合に前記極座標変調を行い、この送信出力電力よりも小さい場合に前記線形増幅を行う送信装置。
3. 請求項１または２に記載の送信装置であって、
   前記電力増幅手段は、前記出力制御用入力端として用いられる電源端子を有し、
   前記所定レベルの信号または前記入力変調信号の振幅成分に基づく振幅変調された信号の電流容量を増加させ、前記電源端子に対し前記送信出力制御信号として電源供給を行う電源ドライバを備える送信装置。
4. 請求項１または２に記載の送信装置であって、
   前記電力増幅手段は、電源端子と、前記出力制御用入力端として用いられる増幅回路のバイアス端子とを有し、前記電源端子には固定電源を入力し、前記バイアス端子に前記送信出力制御信号を入力する送信装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載の送信装置であって、
   前記送信出力制御信号を入力する送信出力制御信号入力部にディジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータを備え、このＤＡコンバータは、動作クロックを変更可能であり、前記電力増幅手段にて極座標変調を行うときのみ前記線形増幅を行うときより高い動作クロックで動作させる動作クロック切替機能を有する送信装置。
6. 請求項３または５に記載の送信装置であって、
   前記電源ドライバの入力部に波形整形用のオペアンプを有し、このオペアンプは、動作電流を変更可能であり、前記電力増幅手段にて極座標変調を行うときのみ前記線形増幅を行うときより動作電流を増加させる動作電流切替機能を有する送信装置。
7. 請求項３または５に記載の送信装置であって、
   前記電源ドライバが、リニアレギュレータであることを特徴とする送信装置。
8. 請求項３または５に記載の送信装置であって、
   前記電源ドライバが、スイッチングレギュレータであることを特徴とする送信装置。
9. 請求項３または５に記載の送信装置であって、
   前記電源ドライバが、前記送信出力制御信号を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群とを有して構成される送信装置。
10. 請求項１〜９のいずれか一項に記載の送信装置であって、
    前記電力増幅手段の出力を復調する復調部と、
    前記復調部より得られる復調信号の情報に基づいて、前記電力増幅手段にて極座標変調を行うときの振幅変調のタイミングを調整する制御部とを備える送信装置。
11. 請求項１〜１０のいずれか一項に記載の送信装置を備えた無線通信装置。

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