WO2010089971A1

WO2010089971A1 - 電力増幅器及び電力増幅方法

Info

Publication number: WO2010089971A1
Application number: PCT/JP2010/000457
Authority: WO
Inventors: 山之内慎吾; 國弘和明; 椎熊一実
Original assignee: 日本電気株式会社
Priority date: 2009-02-05
Filing date: 2010-01-27
Publication date: 2010-08-12
Also published as: CN102308474B; EP2395655A1; CN102308474A; EP2395655A4; JPWO2010089971A1; JP5516423B2; US20110279180A1; US8620240B2

Abstract

　本発明にかかる電力増幅器の一態様は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅器であって、変調信号の振幅変調成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧ＶＣ＿Ｌを出力する第１の電圧源２１と、変調信号の振幅変調成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧ＶＣ＿Ｈを出力する第２の電圧源２２と、変調信号の振幅成分を増幅して電流を出力する電流源２４と、第１の電圧ＶＣ＿Ｌ、第２の電圧ＶＣ＿Ｈ及び電流ＩＭを合成して変調電源信号ＶＯＵＴを生成する合成回路２３と、変調信号を搬送波に重畳した信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を変調電源信号ＶＯＵＴにより振幅変調して出力するＲＦアンプ３０と、を有する。これにより、変調電源を生成する回路の電力効率を高めることができる。

Description

電力増幅器及び電力増幅方法

　本発明は電力増幅器及び電力増幅方法に関し、特に振幅変調成分と位相変調成分とを含む変調信号を増幅する電力増幅器及び電力増幅方法に関する。

　無線通信機に用いられる送信用電力増幅器(Power Amplifier：ＰＡ)は、通信機の中でも特に電力を消費する。そのため、電力増幅器の電力効率改善が通信機開発の重要課題とされている。近年の通信規格は、スペクトル効率改善のため振幅変調が主流になっている。この振幅変調は信号歪に対する要求が厳しい。そのため、通信機に用いる電力増幅器は、線形性を向上させるために高バックオフ(低入力電力)状態で動作させる。しかし、高バックオフ動作を行う場合、電力増幅の電力効率が低下するという問題がある。

　そこで、このような電力増幅器の電力効率と線形性の両立の問題を解決するため、ポーラ変調技術が近年盛んに提案されている。ポーラ変調技術では、ポーラ変調器、ＲＦ（Radio Frequency）アンプ、電源変調器を用いる。ポーラ変調器は、変調信号（例えば、送信信号データ）の振幅変調成分及び位相変調成分を抽出する。ここで、ポーラ変調技術では、ＥＴ（Envelope Tracking）方式とＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式がある。ＥＴ方式では、ポーラ変調器は、振幅変調成分及び位相変調成分を搬送波に重畳したＲＦ（Radio Frequency）変調信号を出力する。ＥＥＲ方式では、ポーラ変調器は、抽出された変調成分のうち位相変調成分を搬送波に重畳したＲＦ変調信号を出力する。また、ポーラ変調器は、抽出した変調成分のうち振幅変調成分を電源変調器に出力する。電源変調器は、ポーラ変調器から入力された振幅変調成分に応じてＲＦアンプに供給する電源を変調する。ＲＦアンプは、ポーラ変調器から入力されたＲＦ変調信号を増幅し、かつ、電源変調器において変調された電源に基づき増幅されたＲＦ変調信号を変調して出力する。

　ポーラ変調技術では、ＲＦアンプに入力されるＲＦ変調信号の振幅に合わせてＲＦアンプに供給される電源を変調する。これにより、ポーラ変調技術では、ＲＦアンプが出力する電圧が低レベルである場合の消費電力を削減する。

　しかしながら、ポーラ変調技術を用いて変調信号の電力増幅を行う場合、最終的に出力される信号の精度を高めるために電源変調器に高い性能が要求される。例えば、電源変調器には、広帯域（高速）動作を精度よく行うこと、広い動作範囲（広ダイナミックレンジ）により大電圧かつ低ノイズの信号を出力できること、電力効率が高いこと、などの特性を同時に満たすことが求められる。そこで、これらの特性を満たすための技術が特許文献１～５に記載されている。

　まず、特許文献１に開示されている電力増幅器１００のブロック図を図２０に示す。図２０に示すように、電力増幅器１００は、パルス変調部１１２の信号誤差を補正する誤差補正部１１３を有する。パルス変調部１１２は高電力効率のスイッチングアンプで実装される。そして、パルス変調部１１２は、電力をＲＦアンプ１１１に供給する。このとき、電力増幅器１００では、パルス変調部１１２において発生するスイッチングノイズを誤差補正部１１３において補正する。これにより、電力増幅器１００では、ＲＦアンプ１１１へのスイッチングノイズの影響を抑制する。つまり、電力増幅器１００は、高電力効率のパルス変調部１１２と誤差補正部１１３を実装することにより、電力効率の向上と広ダイナミックレンジ（低ノイズ）特性とを実現している。

　ここで、電力増幅器１００のパルス変調部１１２、誤差補正部１１３及び低域通過フィルタ１１４についてより詳細に説明する。電力増幅器１００のパルス変調部１１２、誤差補正部１１３及び低域通過フィルタ１１４のブロック図を図２１に示す。図２１に示すブロック図では、パルス変調部１１２は、パルス変調器１５０、スイッチングアンプ１２４、減衰器１２５及び積分器１２６により構成され、誤差補正部１１３は、誤差アンプ１３１と、減衰器１３３及び加算器１３２により構成される。

　パルス変調部１１２と低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１１４を組み合わせた部分と、誤差アンプ１３１は、それぞれ電圧フィードバックで所望電圧を出力する電圧源と見なすことができる。また、加算器１３２は容量で実装され、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）特性を有する。従って、パルス変調部１１２とＬＰＦ１１４を組み合わせた部分は低周波成分用電圧源として動作し、誤差アンプ１３１は高周波成分用電圧源として動作し、加算器１３２を高域通過フィルタとして動作すると考えることができる。つまり、図２１に示す回路は、低周波成分用電圧源により生成される電圧と高周波用電圧源により生成される電圧を合成した電圧を変調電源としてＲＦアンプに供給する。

　電力増幅器１００では、出力インピーダンスが低い電圧源、すなわちパルス変調部１１２と低域通過フィルタ１１４を組み合わせた部分及び誤差アンプ１３１を並列に接続しているため、これらの電圧源の間で短絡が生じ大きな不要電流が流れるという問題がある。電力増幅器１００では、この問題を回避するため、電圧源の間に加算器（高域通過フィルタ）１３２を挿入し、電力密度の高い所望信号帯域内（低周波）で電圧源間に電流が流れることを防止している。また、電力増幅器１００では、加算器（高域通過フィルタ）１３２によりノイズの多い所望信号帯域外（高周波）で電流が流れるようにしている。これにより、所望信号帯域外（高周波）でノイズを低減しつつ、電圧源間の不要電流をある程度抑制できる。しかしながら、この方式では所望信号帯域内（低周波）の信号歪を補正できない問題が生じる。また、所望信号帯域内（低周波）の信号歪を補正できるように高域通過フィルタ１３２のカットオフ周波数を所望帯域内にまで下げると、電圧源間で不要電流が流れ、電力効率が低下する。このように、この方式では誤差低減量と電力効率の間にトレードオフがあり、信号精度と電力効率の両立が困難という問題点があった。

　そこで、特許文献１における問題点を回避する手法が特許文献２で提案されている。特許文献２に開示されている電力増幅器２００のブロック図を図２２に示す。図２２に示すように、電力増幅器２００では、リニアアンプ２０２により負荷２１１に所望電圧を印加する。リニアアンプ２０２はボルテージフォロワ型に構成することで、低出力インピーダンスの電圧源として動作させている。また、スイッチングアンプ２４２から負荷２１１に所望電流を供給する。スイッチングアンプ２４２は、センス抵抗２０８における検知電流に基づいたパルス変調制御をパルス変調器２３６で行うことで、所望電流を出力する電流源として動作する。従って、電力増幅器２００では、リニアアンプ２０２を電圧源として用い、スイッチングアンプ２４２を電流源として用いたものと見なすことができる。そして、電力増幅器２００は、並列に接続されて電圧源及び電流源により負荷（ＲＦアンプ）に電力を供給する。また、電圧源からの電流Ｉｌｉｎを検出して、電流源からの出力電流Ｉｓｗの制御を行っている。また、負荷２１１に対して誤差の小さなリニアアンプ２０２を電圧源として用いることで、出力電圧Ｖｏｕｔの誤差を抑制できる。また、電力の大部分は高効率のスイッチングアンプ２４２から供給されるため、高い電力効率が得られる。さらに、電流源の出力は高インピーダンスなため電圧源と電流源との間の短絡による不要電力が流れることがない。

　特許文献２と同等の手法は特許文献３、４にも開示されている。特許文献３に記載の電力増幅器３００を図２３に示す。電力増幅器３００では、バッファ増幅器回路３１０とＡＢ級増幅３２２とで構成される回路を電圧源として用い、電流センサ３３８とパルス幅変調器３４０とＤＣ／ＤＣ変換器３２４とで構成される回路を電流源として用いている。また、特許文献４に記載の電力増幅器４００のブロック図を図２４に示す。電力増幅器４００では、アナログ線形増幅器４０５を電圧源として用い、非線形増幅器４０３を電流源として用いる。電力増幅器３００、４００は、いずれも電力増幅器２００と同じく、電力の大部分は高効率の電流源から供給し、高精度の電圧源によって出力電圧Ｖｏｕｔの誤差を抑制し、誤差低減量と電力効率の両立を図っている。

　また、特許文献５には、低周波成分の振幅変調信号を増幅するリニアレギュレータと高周波成分の振幅変調信号を増幅する高域通過フィルタ及び高周波信号増幅器を用いた電力増幅器が開示されている。特許文献５に記載の電力増幅器では、リニアレギュレータと高周波信号増幅器とにより生成された信号を合成することで、信号精度を向上させる。

特開２００７－２１５１５８号公報米国特許第５９０５４０７号公報特開２００３－５３３１６６号公報特開２００２－２５２５２４号公報特開２００７－３１８３５９号公報

　特許文献２～４において、電源変調器内の電流源は、高電力効率のスイッチングアンプで実装され、この電流源からＲＦアンプに供給する大電流を生成する。しかしながら、大電流に対応したスイッチングアンプでは高速スイッチング動作が困難であり、電源変調器の出力信号の高周波成分に追従した電流の出力を行なう事ができない。そのため、高周波成分に対応した電流は、低電力効率のリニアアンプで実装された電圧源から出力されなければならない。そのため、特許文献２～４に記載の電力増幅器において、電源変調器内の電圧源における消費電力が高くなる問題がある。また特許文献５において、電源変調器の出力信号のうち低周波成分はリニアレギュレータで出力し、高周波成分は高周波信号増幅器で出力する。しかしながら、リニアレギュレータと高周波信号増幅器のいずれも電力効率が低く、電源変調器の消費電力が高くなる問題がある。このような課題に鑑み、本発明では電力増幅器の消費電力を削減することを目的とする。

　本発明にかかる電力増幅器の一態様は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅器であって、前記変調信号の振幅変調成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧を出力する第１の電圧源と、前記変調信号の振幅変調成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧を出力する第２の電圧源と、前記変調信号の振幅成分を増幅して電流を出力する電流源と、前記第１の電圧、前記第２の電圧及び前記電流を合成して変調電源信号を生成する合成回路と、前記変調信号を搬送波に重畳した信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記変調電源により振幅変調して出力するＲＦアンプと、を有する。

　本発明にかかる電力増幅方法の一態様は、振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅方法であって、前記変調信号の振幅成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧を出力し、前記変調信号の振幅成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧を出力し、前記変調信号の振幅成分を増幅して電流を出力し、前記第１の電圧、前記第２の電圧及び前記電流を合成して変調電源信号を生成し、前記変調信号を搬送波に重畳した信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記変調電源により振幅変調して出力する。

　本発明にかかる電力増幅器及び電力増幅方法によれば、信号精度を向上させながら電力増幅器における消費電力を削減することができる。

実施の形態１にかかる電力増幅器のブロック図である。実施の形態１にかかる電力増幅器のブロック図である。実施の形態１にかかる電源変調器のブロック図である。実施の形態１にかかる電源変調器の回路図である。実施の形態１にかかる電源変調器の低周波電圧源の等価回路図である。実施の形態１にかかる電源変調器の高周波電圧源の等価回路図である。実施の形態１にかかる電源変調器の効果を説明するための電源変調器の比較例である。実施の形態１にかかる電源変調器の出力電圧波形を示すグラフである。実施の形態１にかかる電源変調器の比較例の出力電圧波形を示すグラフである。実施の形態１にかかる電源変調器の高周波電圧源の出力電圧波形及び出力電流波形を示すグラフである。実施の形態１にかかる電源変調器の低周波電圧源の出力電圧波形及び出力電流波形を示すグラフである。実施の形態１にかかる電源変調器の比較例の出力電圧波形及び出力電流波形を示すグラフである。実施の形態１にかかる電源変調器の変形例を示す回路図である。実施の形態２にかかる電源変調器の回路図である。実施の形態２にかかる電源変調器の変形例を示す回路図である。実施の形態３にかかる電源変調器の回路図である。実施の形態３にかかる電流源のパルス変調信号を示すグラフである。実施の形態３にかかる電源変調器が出力する変調電源信号を示すグラフである。実施の形態３にかかる電源変調器の変形例を示す回路図である。特許文献１に記載の電力増幅器のブロック図である。特許文献１に記載のパルス変調部、フィルタ、及び誤差補正部の回路図である。特許文献２に記載の電力増幅器の回路図である。特許文献３に記載の電力増幅器の回路図である。特許文献４に記載の電力増幅器の回路図である。

　実施の形態１
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１に本実施の形態にかかる電力増幅器１のブロック図を示す。図１に示す電力増幅器は、ＥＴ（Envelope Tracking）方式により電力増幅を行う。図１に示すように、電力増幅器１は、ポーラ変調器１０、電源変調器２０、ＲＦ（Radio Frequency）アンプ３０を有する。また、電力増幅器１は、入力端子２、出力端子６、端子３～５を有する。そして、電力増幅器１は、入力端子２により送信すべき変調信号（データ信号）を受信し、増幅後の変調信号を出力端子６から出力する。また、ポーラ変調器１０と電源変調器２０は端子３により接続され、ポーラ変調器１０とＲＦアンプ３０は端子４により接続され、電源変調器２０とＲＦアンプ３０は、端子５により接続される。

　ポーラ変調器１０は、データ信号の振幅変調成分と位相変調成分を抽出する。そして、ＥＴ方式で用いられるポーラ変調器１０ａは、振幅変調成分を振幅変調信号として電源変調器２０（又は端子３）に出力し、かつ、振幅変調成分及び位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ変調信号を生成し、ＲＦ変調信号をＲＦアンプ３０（又は端子４）に出力する。また、ポーラ変調器１０は、ＲＦアンプ３０に出力するＲＦ変調信号と電源変調器２０に出力する振幅変調成分信号とを個別のタイミングで出力する。

　電源変調器２０は、ポーラ変調器１０から出力される振幅変調信号に基づき電源を変調した変調電源信号を生成し、変調電源信号をＲＦアンプ３０に供給する。この電源変調器２０の詳細については後述する。

　ＲＦアンプ３０は、電源変調器２０により生成された変調電源信号に基づき動作し、ポーラ変調器１０が出力したＲＦ変調信号を増幅して出力端子６から出力する。このとき、ＲＦアンプ３０はＲＦ変調信号を変調電源信号により変調する。

　なお、本発明は、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式により電力増幅を行う電力増幅器についても適用することができる。そこで、ＥＥＲ方式を採用した電力増幅器１ａのブロック図を図２に示す。図２に示すように、ＥＥＲ方式を採用した場合、ポーラ変調器１０に代えてポーラ変調器１０ａを用いる。ＥＥＲ方式で用いられるポーラ変調器１０ａは、振幅変調成分を振幅変調信号として電源変調器２０（又は端子３）に出力し、かつ、位相変調成分を搬送波に重畳してＲＦ変調信号を生成し、ＲＦ変調信号をＲＦアンプ３０（又は端子４）に出力する。つまり、ＥＴ方式とＥＥＲ方式では、ポーラ変調器がＲＦアンプに出力信号が異なるのみであり、電源変調器及びＲＦアンプは両方式で共通のものを用いることができる。

　次に、本実施の形態にかかる電源変調器２０の詳細について説明する。電源変調器２０のブロック図を図３に示す。図３に示すように、電源変調器２０は、第１の電圧源２１、第２の電圧源２２、合成回路２３、電流源２４を有する。

　第１の電圧源２１は、ポーラ変調器１０から受信した振幅変調信号の振幅変調成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧（例えば、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌ）を出力する。また、第１の電圧源２１は、ＲＦアンプ３０に供給される電流と電流源２４が出力する電流との誤差電流ＩＣのうち低周波成分に対応した低周波誤差電流ＩＣ＿Ｌを出力する。そこで、以下の説明では、第１の電圧源２１を低周波電圧源と称す。第２の電圧源２２は、ポーラ変調器１０から受信した振幅変調信号の振幅変調成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧（例えば、高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈ）を出力する。また、第２の電圧源２２は、ＲＦアンプ３０に供給される電流と電流源２４が出力する電流との誤差電流ＩＣのうち高周波成分に対応した高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈを出力する。そこで、以下の説明では、第２の電圧源２２を高周波電圧源と称す。

　合成回路２３は、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈと電流源２４が出力する電流ＩＭとを合成して変調電源信号ＶＯＵＴを生成し、変調電源信号ＶＯＵＴをＲＦアンプ３０（又は端子５）に出力する。合成回路２３は、低周波通過フィルタ（ローパスフィルタ：ＬＰＦ）２５、高域通過フィルタ（ハイパスフィルタ：ＨＰＦ）２６を有する。低域通過フィルタ２５と高域通過フィルタ２６は、通過帯域幅を決定するカットオフ周波数がそれぞれ設定されるが、本実施の形態では、低域通過フィルタ２５の通過帯域と高域通過フィルタ２６の通過帯域がオーバーラップしないように、これらのカットオフ周波数が設定されている。

　電流源２４は、振幅変調信号を増幅して電流ＩＭを生成して合成回路２３に出力する。本実施の形態では、電流源２４は、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとを合成回路２３において合成することで得られる振幅変調信号ＶＣの振幅レベルを検知して、検知した電圧レベルに応じた電流ＩＭを生成する。このとき、合成回路２３において合成される振幅変調信号ＶＣは、ポーラ変調器１０が出力する振幅変調信号と同等のものである。また、本実施の形態にかかる電流源２４は、スイッチングレギュレータが用いられる。

　上記説明より、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、電流源２４を設けることで、低周波電圧源２１及び高周波電圧源２２から出力される電流をＲＦアンプ３０において消費される電流と電流源２４が出力する電流ＩＭとの誤差電流ＩＣのみとすることができる。これにより、低周波電圧源２１及び高周波電圧源２２の消費電力が削減される。さらに、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、高電圧を出力することが要求される低周波電圧源２１と、低電圧出力かつ高速動作が要求される高周波電圧源２２と、により電圧源を構成する。ここで、電流源２４が出力する電流は、低周波成分に精度よく追従し、高周波成分に対しては追従精度が高くない特性を有する。これは、スイッチングレギュレータ（電流源２４）が大電流を出力するために、高速切り換え動作を行うことが困難なサイズの大きなトランジスタを用いて構成するためである。このようなことから、誤差電流ＩＣのうち低周波誤差電流ＩＣ＿Ｌは高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈに比べ非常に小さくなる。従って、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、低周波電圧源２１は、高出力電圧かつ低出力電流となり、高周波電圧源２２は、低出力電圧かつ高出力電流となる。つまり、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、電圧源に高出力電圧かつ高出力電流である特性が必要とされないため、消費電力が低減される。

　また、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、低域通過フィルタ２５のカットオフ周波数を高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数の下に設定し、かつ低域通過フィルタ２５のカットオフ周波数と高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数を近くに取る事が望ましい実施の形態である。これにより、低周波電圧源２１と高周波電圧源２２との間に短絡電流が流れる事を防ぎつつ、合成後の振幅変調信号ＶＣの歪みを低減できる。

　上記電源変調器２０についてさらに詳細に説明する。図４に電源変調器２０の回路図を示す。なお、図４では、図３のブロック図に対応する部分には図３と同じ符号を付し、ブロックの機能の説明については省略する。また、図４では、ＲＦアンプ３０の前段に遅延回路７が挿入されるが、この遅延回路７は電源変調器２０の動作とＲＦ変調信号との誤差を解消するものである。この遅延回路７により生じる遅延はポーラ変調器１０の内部において生成されるものであっても構わない。

　低周波電圧源２１は、低周波信号源３１を有する。低周波信号源３１は、ポーラ変調器１０が出力する振幅変調信号から低周波成分を抽出し、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌを出力する。また、低周波信号源３１は、誤差電流ＩＣのうち低周波成分に対応する低周波誤差電流ＩＣ＿Ｌを出力する。

　高周波電圧源２２は、高周波信号源３２、バッファ回路３３を有する。高周波信号源３２は、ポーラ変調器１０が出力する振幅変調信号から高周波成分を抽出し、高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈを出力する。バッファ回路３３は、高周波信号源３２が出力した高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈを出力すると共に、誤差電流ＩＣのうち高周波成分に対応した高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈを出力する。

　本実施の形態では、高周波帯における出力インピーダンスを低減するために、高周波電圧源２２側に電圧フォロワ回路で構成したバッファ回路３３を設けている。

　合成回路２３は、低域通過フィルタ２５、高域通過フィルタ２６、抵抗Ｒｓを有する。低域通過フィルタ２５は、低周波電圧源２１の出力と電圧合成ノードＮＤ１との間に接続される。低域通過フィルタ２５は、インダクタＬ１、Ｌ２、コンデンサＣＬを有する。インダクタＬ１、Ｌ２は低周波電圧源２１の出力と電圧合成ノードＮＤ１との間に直列に接続される。コンデンサＣＬはインダクタＬ１、Ｌ２が互いに接続されるノードと接地電源端子との間に接続される。そして、低域通過フィルタ２５はインダクタＬ１、Ｌ２及びコンデンサＣＬにより決定されるカットオフ周波数よりも低い帯域の信号のみを通過させる。

　高域通過フィルタ２６は、コンデンサＣＨを有する。コンデンサＣＨは、高周波電圧源２２のバッファ回路３３の出力と電圧合成ノードＮＤ１との間に設けられる。高域通過フィルタ２６は、コンデンサＣＨの容量値とバッファ回路３３の出力インピーダンスとによりカットオフ周波数が決定される。そして、高域通過フィルタ２６は、このカットオフ周波数よりも高い周波数の信号を通過させる。

　ここで、本実施の形態では、電圧合成ノードＮＤ１に低域通過フィルタ２５の出力側端子と高域通過フィルタ２６の出力端子が接続される。そして、低域通過フィルタ２５と高域通過フィルタ２６の信号通過帯域がオーバーラップしないように設定される。これにより、電圧合成ノードＮＤ１では、低周波電圧源２１から出力される低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波電圧源２２から出力される高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとが合成されて振幅変調信号ＶＣが生成される。また、電圧合成ノードＮＤ１では、低周波電圧源２１から出力された低周波誤差電流ＩＣ＿Ｌと高周波電圧源２２から出力された高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈが合成されることで誤差電流ＩＣが生成される。

　抵抗Ｒｓは、電圧合成ノードＮＤ１と電圧電流合成ノードＮＤ２との間に設けられる。抵抗Ｒｓは、一方の端子（電圧合成ノードＮＤ１側）から入力される誤差電流ＩＣを通過させ、他方の端子（電圧電流合成ノードＮＤ２側）において電流源２４から出力される電流ＩＭと誤差電流ＩＣを合成する。そして、合成された電流ＩＲＬは、端子５を介してＲＦアンプ３０に供給される。また、電圧合成ノードＮＤ１において合成された振幅変調信号ＶＣは、抵抗Ｒｓを介して端子５に出力される。端子５に出力される電圧は、図３の変調電源信号ＶＯＵＴに対応するものである。

　電流源２４は、スイッチングレギュレータにより構成される。このスイッチングレギュレータは、抵抗Ｒｓにより振幅変調信号ＶＣの振幅により生じた誤差電流ＩＣの大きさを検知し、振幅変調信号ＶＣに応じた電流ＩＭを生成する。より具体的には、電流源２４は、抵抗Ｒｓ、パルス変調器３４、ローサイドゲートドライバ３５、ハイサイドゲートドライバ３６、第１のスイッチング素子（例えば、ＰＭＯＳトランジスタＰ１）、第２のスイッチング素子（例えば、ＮＭＯＳトランジスタＮ１）、インダクタ素子（例えば、インダクタＬ３）を有する。

　抵抗Ｒｓは、合成回路２３と共通に用いられるものであり、誤差電流ＩＣの大きさを検出する。パルス変調器３４は、誤差電流ＩＣに基づき抵抗Ｒｓの両端に発生する電圧差に基づきパルス変調信号を生成する。ローサイドゲートドライバ３５は、パルス変調信号に基づきＮＭＯＳトランジスタＮ１を駆動する。ハイサイドゲートドライバ３６は、パルス変調信号に基づきＰＭＯＳトランジスタＰ１を駆動する。ＰＭＯＳトランジスタＰ１とＮＭＯＳトランジスタＮ１は、直流電源端子ＶＤＤと接地電源端子との間に直列に接続される。ＰＭＯＳトランジスタＰ１とＮＭＯＳトランジスタＮ１とが互いに接続される出力端子（又は接続ノード）にはインダクタＬ３の一端が接続される。インダクタＬ３の他方の端子は、端子５に接続される。なお、接地電源端子には直流電源が接続される。

　ＮＭＯＳトランジスタＮ１及びＰＭＯＳトランジスタＰ１は、ローサイドゲートドライバ３５及びハイサイドゲートドライバ３６により排他的に導通するように制御される。これにより、スイッチングレギュレータは、パルス変調信号を増幅した信号をインダクタＬ３の一方の端子に出力する。また、スイッチングレギュレータは、直流電源端子からインダクタＬ３に対して吐き出される電流の制御、及び、インダクタＬ３から接地端子に引き込まれる電流の制御を行う。インダクタＬ３は、平滑素子として機能する。そして、インダクタＬ３は、端子５に対して電流ＩＭを出力する。このとき、スイッチングレギュレータでは、抵抗Ｒｓを介した帰還経路により、抵抗Ｒｓの両端の電圧差が小さくなるように電流ＩＭを生成する。つまり、電流源２４は、振幅変調信号ＶＣの電圧に応じて電流ＩＭの大きさを変動させて、電流ＩＭとＲＦアンプ３０に供給される電流ＩＲＬとの誤差電流ＩＣを小さくする。また、スイッチングレギュレータの特性により、電流ＩＭは振幅変調信号ＶＣの低周波成分には高い追従性を有する。

　ここで、低周波電圧源２１に接続される回路の等価回路図を図５に示し、高周波電圧源２２に接続される回路の等価回路図を図６に示す。図５に示すように、低周波電圧源２１には、負荷としてＲＦアンプ３０が接続される。そして、低周波電圧源２１から負荷に至る経路には、低域通過フィルタ２５のインダクタＬ１、Ｌ２、コンデンサＣＬ及び高域通過フィルタ２６のコンデンサＣＨにより２段の低域通過フィルタが構成される。つまり、低周波電圧源２１から出力される低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌは、この２段の低域通過フィルタを介して負荷に印加される。また、図６に示すように、高周波電圧源２２には負荷としてＲＦアンプ３０が接続される。そして、高周波電圧源２２から負荷に至る経路には、高域通過フィルタ２６のコンデンサＣＨ及び低域通過フィルタ２５のインダクタＬ１、Ｌ２、コンデンサＣＬにより２段の高域通過フィルタが構成される。つまり、高周波電圧源２２から出力される高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈは、この２段の高域通過フィルタを介して負荷に印加される。つまり、本実施の形態にかかる低域通過フィルタ２５及び高域通過フィルタ２６は、これらのフィルタを構成する素子の接続形態によって少ない素子で高次のフィルタを構成する。

　低周波信号源３１および高周波信号源３２は互いに同期を取り、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとパルス変調器３４が出力するパルス信号の出力タイミングを所望の値に設定する事が望ましい実施の形態である。低域通過フィルタ２５と高域通過フィルタ２６の遅延差を補正するように、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとパルス変調器３４が出力するパルス信号の出力タイミングを設定する事で、ノードＮＤ1で低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈを合成した際の波形誤差を抑制する事ができる。

　続いて、本実施の形態にかかる電源変調器２０の消費電力削減効果について説明する。この説明を行うに当たり、まず、電源変調器２０を１つの電圧源により構成した比較例を示す。この比較例となる電源変調器２０ａのブロック図を図７に示す。

　図７に示す比較例では、低周波電圧源２１及び高周波電圧源２２に代えて電圧源２１０が設けられる。また、比較例では、電圧源が１つであるため、低域通過フィルタ２５及び高域通過フィルタ２６は設けられない。電圧源２１０は、信号源３１１とバッファ回路３１２を有する。信号源３１１は、ポーラ変調器１０から受信した振幅変調信号ＶＣを出力する。バッファ回路３１２は、信号源３１１が出力した振幅変調信号ＶＣを出力すると共に誤差電流ＩＣを出力する。バッファ回路３１２は、信号源３１１のインピーダンス変換器として機能する。

　まず、本実施の形態にかかる電源変調器２０の出力電圧波形と比較例にかかる電源変調器２０ａの出力電圧波形とを比較する。そこで、図８に本実施の形態にかかる電源変調器２０の出力電圧波形のグラフを示し、図９に比較例にかかる電源変調器２０ａの出力電圧波形のグラフを示す。図８、図９に示す出力電圧波形は、電源変調器２０と電源変調器２０ａとを同一条件で動作させた場合のシミュレーション結果である。図８、図９に示すように、電源変調器２０及び電源変調器２０ａのいずれの出力電圧波形も理想の電圧波形に精度よく追従していることがわかる。このことより、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、低域通過フィルタ２５及び高域通過フィルタ２６を信号経路に挿入してもフィルタ等を挿入しない場合と同等の精度で変調電源信号を得ることができることがわかる。これは、低域通過フィルタ２５のカットオフ周波数と高域通過フィルタ２６のカットオフ周波数を近くに取る事で、合成後の振幅変調信号ＶＣの歪みを低減できることに起因する。

　続いて、本実施の形態にかかる電源変調器２０の消費電力と比較例にかかる電源変調器２０ａの消費電力とを比較する。そこで、図１０に本実施の形態にかかる電源変調器２０の高周波電圧源２２が出力する高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈ及び高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈのグラフを示し、図１１に本実施の形態にかかる電源変調器２０の低周波電圧源２１が出力する低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌ及び低周波誤差電流ＩＣ＿Ｌのグラフを示し、図１２に比較例にかかる電圧源２１０が出力する振幅変調信号ＶＣ及び誤差電流ＩＣのグラフを示す。

　図１０に示すように、高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈの最大電圧は約５Ｖであって、高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈの平均電流は約２００ｍＡである。このことから、高周波電圧源２２の消費電力は３５３ｍＷ程度となる。また、図１１に示すように、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌの最大電圧は約２０Ｖであって、高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈの平均電流は数ｍＡである。このことから、低周波電圧源２１の消費電力は５５ｍＷ程度となる。つまり、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、低周波電圧源２１の消費電力と高周波電圧源２２の消費電力の和は４０８ｍＷ程度となる。

　一方、比較例では図１２に示すように、振幅変調信号ＶＣの最大電圧は約２０Ｖであって、誤差電流ＩＣの平均電流は約２００ｍＡである。このことから、電圧源２１０の消費電力は３．６３Ｗ程度となる。つまり、比較例では、本実施の形態にかかる電源変調器２０の９倍もの電力を消費出力する必要がある。

　このように、本実施の形態にかかる電源変調器２０では、電圧源の出力電力を低減することで、電圧源の消費電力を大きく削減することができる。これは、電源変調器２０では、低周波電圧源２１と高周波電圧源２２を分離することで、誤差電流ＩＣのうち大きな比率を占める高周波誤差電流ＩＣ＿Ｈが高い電圧を出力する低周波電圧源２１から出力されること回避したためである。また、低周波電圧源２１から出力されるべき低周波電流のほとんどは電流源２４が電流ＩＭとして供給するため、低周波電圧源２１から出力される低周波誤差電流ＩＣ＿Ｌの大きさは限りなくゼロに近くすることができる。つまり、従来では大きな消費電力を必要とした低周波電圧源２１の消費電流は、電流源２４及び高周波電圧源２２を別途設けることで大幅に削減される。

　実施の形態１の変形例
　図１３に示す実施の形態１の変形例にかかる電源変調器２０ｂについて説明する。電源変調器２０ｂは、電源変調器２０に代えて用いられるものである。電源変調器２０ｂは、電源変調器２０の電流源２４に代えて用いられる電流源２４ａを有する。電流源２４ａは、パルス変調器３４に代えてパルス信号源３８を有する。パルス変調器３８は、電源変調器２０のパルス変調器３４が出力するパルス信号と同じパルス信号ＶＧを事前に計算し出力する機能を有する。また、パルス信号源３８は、低周波信号源３１および高周波信号源３２と同期を取り、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとパルス信号ＶＧの出力タイミングを所望の値に設定できる機能を有する。電源変調器２０ｂにおいて抵抗Ｒｓは除去して短絡しても良く、もしくは設置しても良い。

　このように、低周波信号源３１および高周波信号源３２と同期を取ったパルス信号源３８を用い、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとパルス信号ＶＧの出力タイミングを調整する事で、電流源２４ａから出力される電流ＩＭと合成回路２３から出力される振幅変調信号ＶＣとの遅延に起因する誤差を補正する事ができる。電流ＩＭと振幅変調信号ＶＣの誤差を抑制する事により、誤差電流ＩＣを抑制し、低周波電圧源２１と高周波電圧源２２の消費電力を抑制する事ができる。

　実施の形態２
　図１４に示す実施の形態２にかかる電源変調器４０について説明する。電源変調器４０は、電源変調器２０に代えて用いられるものである。また、電源変調器４０は、電源変調器２０の電流源２４に代えて電流源２７を有する。電流源２７は、トランスを用いたスイッチングレギュレータであり、その機能は電流源２４に相当する。

　電流源２７は、抵抗Ｒｓ、パルス変調器３４、ローサイドゲートドライバ３５、ＮＭＯＳトランジスタＮ１、トランス３７、ダイオードＤ１、Ｄ２、インダクタＬ３、直流電源ＰＷＲ１を有する。抵抗Ｒｓは、合成回路２３と共通に用いられるものであり、誤差電流ＩＣの大きさを検出する。パルス変調器３４は、誤差電流ＩＣに基づき抵抗Ｒｓの両端に発生する電圧差に基づきパルス変調信号を生成する。ローサイドゲートドライバ３５は、パルス変調信号に基づきＮＭＯＳトランジスタＮ１を駆動する。トランス３７の一次側コイルの一方の端子はＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続され、一次側コイルの他方の端子は直流電源ＰＷＲ１に接続される。トランス３７の二次側コイルの一方の端子は接地端子に接続され、二次側コイルの他方の端子は、ダイオードＤ１のアノードに接続される。ダイオードＤ１のカソードはインダクタＬ３の一方の端子に接続される。インダクタＬ３の他方の端子は、端子５に接続される。ダイオードＤ２のアノードは接地端子に接続され、カソードはインダクタＬ３の一方の端子とダイオードＤ１のカソードとの接続点に接続される。なお、直流電源ＰＷＲ１は直流電圧Ｖ１を出力する。

　このように、スイッチングレギュレータの電力増幅部にトランス３７を用いることで、実施の形態１の電流源２４で用いられていたハイサイドゲートドライバ３６及びＰＭＯＳトランジスタＰ１が不要になる。スイッチングレギュレータでは、高電圧を出力するために、高い電圧が直流電源からＰＭＯＳトランジスタＰ１に印加される。しかし、実施の形態２の電流源２４のように、トランス３７を用いることで、高電圧が印加されるトランジスタが不要になるため、トランジスタの高電圧動作に起因する破壊の可能性を抑制することができる。つまり、電流源２７は、実施の形態１の電流源２４よりも高い信頼性を確保することができる。

　実施の形態２の変形例
　図１５に示す実施の形態２の変形例にかかる電源変調器４０ａについて説明する。電源変調器４０ａは、電源変調器４０に代えて用いられるものである。電源変調器４０ａは、電源変調器４０の電流源２７に代えて用いられる電流源２７ａを有する。電流源２７ａはパルス変調器３４に代えてパルス信号源３８を有する。電源変調器４０ａにおいて抵抗Ｒｓは除去して短絡しても良く、もしくは設置しても良い。

　実施の形態２の変形例においても、実施の形態１の変形例と同じく、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとパルス信号ＶＧの出力タイミングを調整する事で、電流ＩＭと振幅変調信号ＶＣとの遅延に起因する誤差を補正し、低周波電圧源２１と高周波電圧源２２の消費電力を抑制する事ができる。

　実施の形態３
　図１６に示す実施の形態３にかかる電源変調器５０について説明する。電源変調器５０は、電源変調器２０に代えて用いられるものである。また、電源変調器５０は、電源変調器２０の電流源２４に代えて電流源２８を有する。電流源２８は、実施の形態２の電流源２７と同様にトランスを用いたスイッチングレギュレータであり、その機能は電流源２４に相当する。

　電流源２７は、抵抗Ｒｓ、パルス変調器３４、ローサイドゲートドライバ３５、ＮＭＯＳトランジスタＮ１、トランス３７、ダイオードＤ１、Ｄ２、インダクタＬ３、第１の直流電源ＰＷＲ１、第２の直流電源ＰＷＲ２を有する。抵抗Ｒｓは、合成回路２３と共通に用いられるものであり、誤差電流ＩＣの大きさを検出する。パルス変調器３４は、誤差電流ＩＣに基づき抵抗Ｒｓの両端に発生する電圧差に基づきパルス変調信号を生成する。ローサイドゲートドライバ３５は、パルス変調信号に基づきＮＭＯＳトランジスタＮ１を駆動する。トランス３７の一次側コイルの一方の端子はＮＭＯＳトランジスタＮ１のドレインに接続され、一次側コイルの他方の端子は第１の直流電源ＰＷＲ１に接続される。トランス３７の二次側コイルの一方の端子は第２の直流電源ＰＷＲ２に接続され、二次側コイルの他方の端子は、ダイオードＤ１のアノードに接続される。ダイオードＤ１のカソードはインダクタＬ３の一方の端子に接続される。インダクタＬ３の他方の端子は、端子５に接続される。ダイオードＤ２のアノードは第２の直流電源ＰＷＲ２に接続され、カソードはインダクタＬ３の一方の端子とダイオードＤ１のカソードとの接続点に接続される。なお、第１の直流電源ＰＷＲ１は直流電圧Ｖ１を出力し、第２の直流電源ＰＷＲ２は直流電圧Ｖ２を出力する。

　電流源２８では、ダイオードＤ１、Ｄ２は、トランス３７の二次側コイルから出力された信号Ｓ１に第２の直流電源ＰＷＲ２から出力された直流電圧Ｖ２を加算してインダクタＬ３に出力する。つまり、ダイオードＤ１、Ｄ２は、信号Ｓ２に第２の直流電源ＰＷＲ２から出力された直流電圧Ｖ２を加算して出力する合成回路として動作する。ここで、インダクタＬ３に入力される信号Ｓ２は、図１７で示す波形のようになる。

　インダクタＬ３は、信号Ｓ２として与えられたパルス信号を平滑化し、スプリアス成分を除去してＲＦアンプ３０に電流ＩＭを供給する。

　第３の実施の形態の電力増幅器では、図１８で示すように、振幅変調信号ＶＣを第１の直流電源ＰＷＲ１から出力される直流電圧Ｖ１に比例する利得で増幅し、さらに増幅後の信号に第２の直流電源ＰＷＲ２から出力される直流電圧Ｖ２を加算して変調電源信号ＶＯＵＴを生成する。この変調電源信号ＶＯＵＴは、ＲＦアンプ３０の電源端子５に供給される。そのため、ＲＦアンプ３０の出力信号は、変調電源信号ＶＯＵＴによって振幅変調される。

　ここで、ＲＦアンプ３０に電源電圧として供給される変調電源信号ＶＯＵＴは、第２の直流電源ＰＷＲ２が出力する直流電圧Ｖ２よりも低くならないように制限された信号であるため、変調電源信号ＶＯＵＴの電圧が低下したときにＲＦアンプ３０の出力信号で発生する歪が抑制される。

　ところで、電源変調器５０の電力損失は、ＮＭＯＳトランジスタＮ１並びにダイオードＤ１、Ｄ２のスイッチング損失が主な要因となる。ＮＭＯＳトランジスタＮ１のスイッチング損失ＬＳＷは、式（１）で示される。

　但し、ＲはＲＦアンプ３０の負荷のインピーダンス、ｆｓｗはパルス変調器３４が出力するパルス変調信号の平均スイッチング周波数、Δｔはオン時及びオフ時のスイッチング時間の合計である。

　また、ダイオードＤ１のスイッチング損失Ｌｄ１は、式（２）で示される。

　一方、ダイオードＤ２のスイッチング損失Ｌｄ２は、式（３）で示される。

　従って、電源変調器４１０の電力損失の合計Ｌｔｏｔａｌは、下記式（４）で示される。

　一方、電源変調器４１０から出力される電力Ｐｏｕｔは、式（５）で示される。

　但し、ｄはパルス変調信号の平均デューティである。

　従って、式（５）で示す電源変調器５０の出力電力Ｐｏｕｔと、式（４）で示す電力損失Ｌｔｏｔａｌの比Ｐｏｕｔ/Ｌｔｏｔａｌは、式（６）で示される。

　但し、ｒ＝Ｖ２/Ｖ１（＞０）である。

　式（６）からわかるように、Ｐｏｕｔ/Ｌｔｏｔａｌはｒの値に比例して単調に増加する関数である。また、式（７）で示すように、電力効率ηはｏｕｔ/Ｌｔｏｔａｌの値に比例して単調に増加する関数である。そのため、電力効率ηはｒの値に比例して単調に増加する関数となる。

　すなわち、実施の形態３にかかる電力増幅器は、第２の直流電源ＰＷＲ２からダイオードＤ１、Ｄ２に直流電圧Ｖ２を供給することで、ｒの値を大きくした構成である。従って、実施の形態３の電力増幅器では、電力効率ηを向上させることができる。

　例えば、第２の直流電源ＰＷＲ２がないとき（Ｖ２＝０Ｖ）の電源変調器４０（実施の形態２）の電力効率が５０～７０％であり、第２の直流電源ＰＷＲ２を用いたとき（Ｖ２＝５Ｖ～１０Ｖ）の電源変調器５０の電力効率が８５～９５％に改善されることが実験で確認されている。

　なお、実施の形態３の電力増幅器全体の電力効率は、主として電源変調器５０の電力効率とＲＦアンプ３０の電力効率とに依存し、（電源変調器５０の電力効率）×（ＲＦアンプ３０の電力効率）で示される。電源変調器５０の電力効率は、上述したように第２の直流電源ＰＷＲ２の出力電圧Ｖ２＝０Ｖのとき、５０～７０％であり、Ｖ２＝５～１０Ｖに設定すると８５～９５％に改善する。一方、ＲＦアンプ３０の電力効率は、一般に、第２の直流電源ＰＷＲ２の出力電圧Ｖ２の値を高くするほど低下する。従って、実施の形態３の電力増幅器では、ＲＦアンプ３０で低下する電力効率よりも電源変調器５０で向上する電力効率のほうが大きくなるように、第２の直流電源ＰＷＲ２が出力する直流電圧Ｖ２の値を設定すれば、電力増幅器全体の電力効率を改善できる。

　実施の形態３の変形例
　図１９に示す実施の形態３の変形例にかかる電源変調器５０ａについて説明する。電源変調器５０ａは、電源変調器５０に代えて用いられるものである。電源変調器５０ａは、電源変調器５０の電流源２８に代えて電流源２８ａを有する。電流源２８ａは、パルス変調器３４に代えてパルス信号源３８を有する。電源変調器５０ａにおいて抵抗Ｒｓは除去して短絡しても良く、もしくは設置しても良い。

　実施の形態３の変形例においても、実施の形態１の変形例と同じく、低周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｌと高周波振幅変調信号ＶＣ＿Ｈとパルス信号ＶＧの出力タイミングを調整する事で、電流ＩＭと振幅変調信号ＶＣとの遅延に起因する誤差を補正し、低周波電圧源２１と高周波電圧源２２の消費電力を抑制する事ができる。

　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上記実施の形態では電源変調器の電流源としてスイッチングレギュレータを用いることで電力効率を改善することができるが、電流源としてリニアレギュレータを用いたとしても電圧源（低周波電圧源２１及び高周波電圧源２２を含む）の電力効率の改善の効果は損なわれない。

　この出願は、２００９年２月５日に出願された日本出願特願２００９－０２４６９１を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

　本発明は、無線通信機に用いられる送信用電力増幅器に利用することができる。

１、１ａ　電力増幅器
２　入力端子
３－５　端子
６　出力端子
７　遅延回路
１０、１０ａ　ポーラ変調器
２０、２０ａ、２０ｂ、４０、４０ａ、５０、５０ａ　電源変調器
２１　低周波電圧源
２２　高周波電圧源
２３　合成回路
２４、２４ａ、２７、２７ａ、２８、２８ａ　電流源
２５　低域通過フィルタ
２６　高域通過フィルタ
３０　ＲＦアンプ
３１　低周波信号源
３２　高周波信号源
３３　バッファ回路
３４　パルス変調器
３５　ローサイドゲートドライバ
３６　ハイサイドゲートドライバ
３７　トランス
３８　パルス信号源
２１０　電圧源
３１１　信号源
３１２　バッファ回路
ＣＨ、ＣＬ　コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２　ダイオード
Ｌ１～Ｌ３　インダクタ
Ｎ１　ＮＭＯＳトランジスタ
ＮＤ１　電圧合成ノード
ＮＤ２　電圧電流合成ノード
Ｐ１　ＰＭＯＳトランジスタ
ＰＷＲ１、ＰＷＲ２　直流電源
Ｒｓ　抵抗
ＶＤＤ　直流電源端子
Ｖ１、Ｖ２　直流電圧
ＩＣ　誤差電流
ＩＣ＿Ｈ　高周波誤差電流
ＩＣ＿Ｌ　低周波誤差電流
ＩＭ　電流
ＩＲＬ　電流
ＶＣ　振幅変調信号
ＶＣ＿Ｈ　高周波振幅変調信号
ＶＣ＿Ｌ　低周波振幅変調信号
ＶＯＵＴ　変調電源信号

Claims

　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅器であって、
　前記変調信号の振幅変調成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧を出力する第１の電圧源と、
　前記変調信号の振幅変調成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧を出力する第２の電圧源と、
　前記変調信号の振幅成分を増幅して電流を出力する電流源と、
　前記第１の電圧、前記第２の電圧及び前記電流を合成して変調電源信号を生成する合成回路と、
　前記変調信号を搬送波に重畳した信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記変調電源により振幅変調して出力するＲＦアンプと、
　を有する電力増幅器。
　送信信号として振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅器であって、
　前記変調信号の振幅成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧を出力する第１の電圧源と、
　前記変調信号の振幅成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧を出力する第２の電圧源と、
　前記変調信号の振幅成分を増幅して電流を出力する電流源と、
　前記第１の電圧、前記第２の電圧及び前記電流を合成して変調電源信号を生成する合成回路と、
　前記位相変調成分を搬送波に重畳した信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記変調電源信号により振幅変調して出力するＲＦアンプと、
を有する電力増幅器。
　合成回路は、
　前記第１の電圧源の出力端子に接続され、前記第１の電圧源の高周波ノイズを除去する低域通過フィルタと、
　前記第２の電圧源の出力端子に接続され、前記第２の電圧源の低周波ノイズを除去する広域通過フィルタと、を有し、
　前記低域通過フィルタのカットオフ周波数は、前記広域通過フィルタのカットオフ周波数よりも小さく設定される請求項１又は２に記載の電力増幅器。
　前記第１の電圧源と前記第２の電圧源は、前記第１の電圧と前記第２の電圧との出力タイミングを同期させる請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記電流源は、帰還増幅器であり、前記電流源の出力と前記低域通過フィルタ及び前記広域通過フィルタとの間に備えた抵抗の電圧差を検知し、前記電圧差が小さくなるように前記電流を出力する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記電流源は、
　前記合成回路の出力電流の検出値をパルス変調信号に変換するパルス変調器と、
　前記パルス変調信号を増幅するスイッチングアンプと、
　前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化して電流を出力する平滑フィルタと、
を有する請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記電流源は、
　パルス変調信号を出力するパルス信号源と、
　前記パルス変調信号を増幅するスイッチングアンプと、
　前記スイッチングアンプの出力信号を平滑化して電流を出力する平滑フィルタと、
を有する請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記パルス信号源は、前記第１の電圧又は前記第２の電圧の少なくとも一方と同期した前記パルス信号を出力する請求項７に記載の電力増幅器。
　前記スイッチングアンプは、
　直流電源と接地電源との間に直列に接続される第１、第２のスイッチング素子と、
　前記第１、第２のスイッチング素子の一端が互いに接続される接続点に設けられる出力端子と、を有し、
　前記第１、第２のスイッチング素子により、前記直流電源から前記出力端子に出力される電流の制御及び前記出力端子から前記接地電源に引き込まれる電流の制御を行い、前記パルス変調信号を増幅する請求項６乃至８のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記スイッチングアンプは、
　トランスと、
　前記トランスの一次側コイルの一端に接続された直流電源端子と、
　前記トランスの一次側コイルの他端に接続されたスイッチング素子と、
　前記トランスの二次側コイルの一端に接続された接地電源端子と、
　前記トランスの二次側コイルの他端に接続された第１の整流素子と、
　前記第２の直流電源と前記第１の整流素子の出力側端子との間に接続された第２の整流素子と、を有し、
　前記パルス変調信号により前記スイッチング素子を制御することで前記直流電源端子から前記トランスの一次側コイルに流れる電流を制御して前記パルス変調信号を増幅し、
　前記トランスと前記第１、第２の整流素子を介して前記第２の整流素子の出力端子に増幅した前記パルス変調信号を出力する請求項６乃至８のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記スイッチングアンプは、
　トランスと、
　前記トランスの一次側コイルの一端に接続された第１の直流電源端子と、
　前記トランスの一次側コイルの他端に接続されたスイッチング素子と、
　前記トランスの二次側コイルの一端に接続された第２の電源端子と、
　前記トランスの二次側コイルの他端に接続された第１の整流素子と、
　前記第２の直流電源と前記第１の整流素子の出力側端子との間に接続された第２の整流素子と、を有し、
　前記パルス変調信号により前記スイッチング素子を制御することで前記第２の直流電源端子から前記トランスの二次側コイルに流れる電流を制御して前記パルス変調信号を増幅し、
　前記トランスと前記第１、第２の整流素子を介して前記第２の整流素子の出力端子に増幅した前記パルス変調信号を出力する請求項６乃至８のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記平滑フィルタは、インダクタ素子であって、低域通過フィルタとして機能する請求項６乃至１１のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　前記変調信号の前記振幅変調成分は、ポーラ変調器が前記変調信号から抽出したものである請求項１乃至１２のいずれか１項に記載の電力増幅器。
　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅方法であって、
　前記変調信号の振幅成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧を出力し、
　前記変調信号の振幅成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧を出力し、
　前記変調信号の振幅成分を増幅して電流を出力し、
　前記第１の電圧、前記第２の電圧及び前記電流を合成して変調電源信号を生成し、
　前記変調信号を搬送波に重畳した信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記変調電源により振幅変調して出力する電力増幅方法。
　振幅変調成分及び位相変調成分を含む変調信号を増幅する電力増幅方法であって、
　前記変調信号の振幅成分のうち低周波成分を増幅して第１の電圧を出力し、
　前記変調信号の振幅成分のうち高周波成分を増幅して第２の電圧を出力し、
　前記変調信号の振幅成分を増幅して電流を出力し、
　前記第１の電圧、前記第２の電圧及び前記電流を合成して変調電源信号を生成し、
　前記位相変調信号を搬送波に重畳した信号を増幅すると共に、該増幅後の信号を前記変調電源により振幅変調して出力する電力増幅方法。
　前記変調信号の前記振幅変調成分は、ポーラ変調器が前記変調信号から抽出したものである請求項１４又は１５に記載の電力増幅方法。