JP5273056B2 - 電力増幅器 - Google Patents

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［関連出願の記載］
本発明は、日本国特許出願：特願２００８−０３３３０６号（２００８年２月１４日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。

本発明は、電力増幅器に関し、特に無線通信で使用される送信用電力増幅器に関する。

無線通信機に用いられる送信用電力増幅器は、通信機の中でも特に電力を消費する。そのため、電力増幅器の電力効率改善が通信機開発の重要課題とされている。近年の通信規格は、スペクトル効率改善のため振幅変調が主流になっている。この振幅変調は信号歪に対する要求が厳しいため、電力増幅器は線形性が良好になる高バックオフ（低入力電力）状態で動作させる。しかし高バックオフ動作を行なう場合、電力増幅の電力効率が低下するという問題があった。

このような電力増幅器の電力効率と線形性の両立の問題を解決するため、図３４に示すようなポーラ変調技術を用いた電力増幅器が近年盛んに研究されている。図３４の電力増幅器では、ポーラ変調器１０２の入力端子１０１に送信信号データを入力し、ポーラ変調器１０２の出力端子１０３に送信信号の振幅成分信号１０５を出力し、ポーラ変調器１０２の出力端子１０４に送信信号データの振幅成分及び位相成分を搬送波に載せた変調信号１０６もしくは送信信号の位相成分を搬送波に載せた位相変調信号１０７を出力する。ポーラ変調器１０２は、振幅成分信号１０５と、変調信号１０６もしくは位相変調信号１０７の出力タイミングを個別に所望値に設定できる機能も備えている。

電源変調器１０９は、振幅成分信号１０５を増幅した振幅成分信号１１０を出力し、振幅成分信号１１０によって電力増幅器１０８の電源端子１１１の変調を行う。また、電源変調器１０９は、出力検出端子１１４とフィードバック端子１１５を備えており、電源変調器１０９から出力される振幅成分信号１１０の情報を出力検出端子１１４から出力してフィードバック端子１１５に入力し、このフィードバック端子１１５に入力された信号に基づいて振幅成分信号１１０の精度を改善する機能を備えている。

ポーラ変調器１０２の出力端子１０４に出力された変調信号１０６もしくは位相変調信号１０７は、電力増幅器１０８に入力される。電力増幅器１０８の出力端子１１２には、送信信号データの振幅成分及び位相成分が搬送波に載り且つ増幅された変調信号１１３が出力される。

上記のポーラ変調技術を用いた電力増幅器では、出力変調信号１１３の振幅に合わせて電力増幅器１０８の電源端子１１１の電圧を制御する。特に変調信号１１３が低出力電力である場合は、電力増幅器１０８の電源端子１１１の電圧を低下させているので、低出力時に電源変調器１０９から電力増幅器１０８への供給電力を必要最低限の量に抑制し、無駄な消費電力を抑制することができる。

次に、図３４の電力増幅器における電源変調器１０９の詳細について図３５に基づいて説明する。電源変調器１０９は、パルス変調器１２１と、スイッチングアンプ１２２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１６と、減衰器１１７とで構成される。電源変調器１０９には振幅成分信号１０５が入力され、振幅成分信号１０５は、パルス変調器１２１でパルス信号に変換され、電力効率の高いスイッチングアンプ１２２でパルス信号１１８に増幅される。そして、パルス信号１１８は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１６に入力され不要な高周波成分を除去されることで増幅された振幅成分信号１１０に変換される。電源変調器１０９は、減衰器１１７を経由して振幅成分信号１１０の情報を出力検出端子１１４から出力し、フィードバック端子１１５を経由して出力検出端子１１４の信号をパルス変調器１２１へフィードバックする。このような構成とすることで、振幅成分信号１１０の精度を改善することが可能である。図３５の電力増幅器では、電源変調器１０９に高電力効率のスイッチアンプを使用し、且つ電力増幅器１０８の電源端子１１１の電圧制御を行うことで、全体として高電力効率を実現している。

ところで、図３５の電力増幅器において、パルス変調器１２１及びスイッチングアンプ１２２から発生するスイッチングノイズなどに起因する誤差成分（不要波成分）１１９が振幅成分信号１１０に混入するという問題がある。この誤差成分１１９は、電力増幅器１０８における電源変調で搬送波の周波数帯ｆｃに周波数変換され、誤差成分１２０として出力変調信号１１３に混入してしまう。この誤差成分１２０は、隣接チャネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）の要因となり、ＷＣＤＭＡなどの通信規格で定められた信号精度を達成できないという問題を引き起こす。

上記のポーラ変調技術で問題になる誤差成分１１９を抑制するため、スイッチングアンプ１２２の代わりに低ノイズのリニアレギュレータを用いるという手段もある。しかしながら、リニアレギュレータはスイッチングアンプに比べて電力効率が低く、これを使用した場合、ポーラ変調技術の目的である高電力効率の実現が困難になる。

一方、電源変調器の誤差成分１１９を抑制する別の手法が特許文献１で開示されている。特許文献１における手法では図３６に示すように、図３５に示した電力増幅器に、誤差補正用アンプ１２３と、減衰器１２４を介するフィードバック回路を設けている。この回路では、誤差補正用アンプ１２３から出力される補正信号をＬＰＦ１１６の出力に注入することで、スイッチングアンプ１２２から発生する誤差成分１１９を抑制する。

また、電源変調器の誤差成分１１９に起因する誤差成分１２０を抑制する別の手法が特許文献２で開示されている。特許文献２における手法では図３７で示すように、電源変調器１０９ａから電源端子１１１ａの変調を受けている電力増幅器１１１ａと、電源変調器１０９ｂから電源端子１１１ｂの変調を受けている電力増幅器１１１ｂとを、分配合成器１３１及び１３２を用いて並列合成している。パルス変調器１２１ａ及び１２１ｂは、エラーアンプ１３５ａ及び１３５ｂと、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式のパルス変調器１３６ａ及び１３６ｂとでそれぞれ構成され、パルス変調器１２１ａ及び１２１ｂの制御端子１３３ａ及び１３３ｂには、それぞれ三角波クロック信号１３４ａ及び１３４ｂが入力される。ここで三角波クロック信号１３４ａと１３４ｂは、互いに逆相であるように設定される。これにより、電源変調器１０９ａ及び１０９ｂから出力される誤差成分１１９ａ及び１１９ｂも互いに逆相になる。さらに、誤差成分１１９ａ及び１１９ｂが電源変調で搬送波の周波数帯ｆｃに周波数変換され電力増幅器１０８ａ及び１０８ｂの出力で発生する誤差成分１２０ａ及び１２０ｂも互いに逆相になる。電力増幅器１０８ａ及び１０８ｂの出力信号を分配合成器１３２で合成することで、互いに逆相である誤差成分１２０ａ及び１２０ｂは相殺されつつ、且つ所望信号である出力信号１１３ａ及び１１３ｂの合成値が出力される。

さらに、ポーラ変調技術における出力信号の精度を改善する技術として、ポーラ変調技術にフィードフォワード型線形化技術を組み合わせた手法が特許文献３で開示されている。特許文献３における手法では図３８で示すように、従来型のポーラ変調型電力増幅器がポーラ変調器１０２と、電源変調器１０９と、電力増幅器１０８ｃ及び１０８ｄと、ポーラ変調器１０２から出力される振幅成分信号（包絡線信号）と変調信号との出力タイミングを調整する遅延調整器１４２とで構成される。さらに、方向性結合器及び１４５と遅延調整器１４４とで構成される歪み検出ループ１４３と、方向性結合器１４５及び１４７と遅延調整器１４６とベクトル調整器１４８とエラーアンプ１４９とで構成される歪み除去ループ１５０とを備えている。この構成では、電力増幅器１０８ｄから出力される変調信号に含まれる誤差成分を、遅延調整器１４４から出力される誤差を含まない理想的な変調信号と電力増幅器１０８ｄから出力される変調波信号との差分として、方向性結合器１４５を用いて検出する。検出された電力増幅器１０８ｄの出力信号の誤差成分は、ベクトル調整器１４８に入力され位相調整を行った後、エラーアンプ１４９で所望振幅にまで増幅する。方向性結合器１４７において、遅延調整器１４６を経由した電力増幅器１０８ｄの出力信号と、ベクトル調整器１４８とエラーアンプ１４９で所望の振幅値と位相値に調整された電力増幅器１０８ｄの出力信号の誤差成分とを合成することで、電力増幅器１０８ｄの出力信号から誤差成分を除去することができる。

また、ポーラ変調技術における出力信号の精度を改善する技術として、ポーラ変調技術にプリディストーション型線形化技術を組み合わせた手法が特許文献４で開示されている。この特許文献４における手法では図３９で示すように、ポーラ変調型電力増幅器が、振幅位相分離部１６１と、電源変調器１０９と、電力増幅器１０８と、位相変調部１６４とで構成される。振幅位相分離部１６１は、振幅成分信号Ｓ１１と位相成分信号Ｓ１２とを出力し、位相変調部１６４はプリディストーション部１６３を経由した位相成分信号Ｖ（ｐｈ）を搬送波に載せて位相変調信号Ｓ１３として出力する。図３９の構成では、従来のポーラ技術に、出力測定部１６８及び１６９と、乗算器１６２と、可変利得増幅器１６５と、プリディストーション部１６３、１６６、１６７とで構成されるプリディストーション部が追加される。プリディストーション部１６６は、電源変調器１０９の歪み特性を補正し、プリディストーション部１６３は電力増幅器１０８の歪み特性を補正し、プリディストーション部１６７は、可変利得増幅器１６５の利得を調整することで電力増幅器１０８に入力される位相変調波Ｖ（ＲＦ，ＶＧＡ）の平均電力を最適化する。プリディストーション部１６３、１６６、１６７は、動作モード切換信号Ｓ２１と、平均出力電力制御信号Ｓ２０と、出力測定部１６８で測定される電力増幅器１０８の出力信号Ｖ（ＲＦ，ＰＡ）と、出力測定部１６９で測定される位相変調波Ｖ（ＲＦ，ＶＧＡ）に基づいて、それぞれ信号の補正量を決定する。この構成では、プリディストーション部１６３、１６６、１６７の機能により、電力増幅器１０８の出力信号Ｖ（ＲＦ，ＰＡ）の信号精度が改善する。

なお、非特許文献１には、効率化を図った電源変調器の構成の一例が示されている。

特開２００７−２１５１５８号公報 特開２００６−０９３８７２号公報 特開２００７−２２１４１８号公報 特開２００５−２６９４４０号公報 「２００６年１２月、アイ・イー・イー・イー・トランザクションズ・オン・マイクロウェーブ・セオリー・アンド・テクニークス、第５４巻、第１２号、４０８６〜４０９９頁 （ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ， ｖｏｌ．５４， ｎｏ．１２， ｐｐ．４０８６−４０９６， （２００６）」

なお、上記特許文献及び非特許文献の全開示内容はその引用をもって本書に繰込み記載する。以下の分析は、本発明によって与えられたものである。

ところで、図３６に示す特許文献１の構成では、増幅後の振幅信号１１０に補正を掛けるため、補正信号の振幅も増幅後の振幅信号１１０に対応したスケールになり、補正信号の振幅は大きくなる。したがって、誤差補正用アンプ１２３を大振幅に対応させるように誤差補正アンプ１２３の電源電圧を高く設定しなければならず、このことが誤差補正アンプ１２３の消費電力の増大につながる。結果として、誤差補正アンプ１２３の消費電力が回路全体の電力効率を下げるという問題がある。

また、図３７に示す特許文献２の構成では、高周波帯の出力信号１１３ａ及び１１３ｂを分配合成器１３２で合成するため、分配合成器１３２における合成損失が問題になり、結果として電力効率の低下が生じるという問題がある。また、この方式では、電源変調器と電力増幅器とをそれぞれ二個用いる必要があり、従来のポーラ変調技術と比べて回路規模とコストが増大するという問題点がある。

さらに、図３８に示す特許文献３の構成では、エラーアンプ１４９で新たに歪みが追加されないように電力増幅器１０８ｄの出力信号の誤差成分を増幅する必要がある。このためエラーアンプ１４９は、飽和出力が電力増幅器１０８ｄと同程度かそれ以上の値を持ち且つ高い線形性を要求され、これらの要求を満たすためエラーアンプ１４９には消費電力の大きい電力増幅器を用いる必要がある。また、ＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯で用いる遅延調整器１４４、１４６と方向性結合器１４１、１４５、１４７における電力損失は、無視できない値を持つ。これらのことは、回路全体の電力効率を押し下げ、所望の電力効率が得られないという問題を生じさせる。さらに、この方式ではポーラ変調器に歪み検出ループ１４３と歪み除去ループ１５０を新たに追加する必要があり、このことは回路規模とコストの増大につながるという問題点がある。

さらにまた、図３９に示す特許文献４の構成では、プリディストーション部１６３、１６６、１６７と、出力測定部１６８、１６９を追加する必要があり、回路規模の増大という問題が生じる。さらにこの方式では、通常、プリディストーション部１６３、１６６、１６７をＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）とルックアップテーブルで構成されたデジタル回路で実装することが想定されるが、このようなデジタルプリディストーション方式では変調波の帯域が広いアプリケーションに対しては必要な計算量と処理速度が増大し、回路規模とコスト及び消費電力が一層増大するという問題点がある。

以上のように、図３４から図３９に示した従来型のポーラ変調技術において、電力効率の改善と出力信号の精度がトレードオフの関係にあり、両者の両立が依然として充分満たされないということが挙げられる。このことは、ポーラ変調技術を適用した電力増幅器の出力信号の精度を改善するために追加した回路の消費電力が大きいことによって引き起こされている。また従来技術において、出力信号の精度を改善するために大規模の回路を追加する必要があり、このため全体回路のサイズ及びコストが増大するという問題点がある。

したがって、本発明の目的は、高い電力効率を保ちつつ、かつ回路規模を大きく増大させることなく、出力信号精度をより高めた電力増幅器を提供することにある。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る電力増幅器は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、入力信号を搬送波に重畳した変調信号と該入力信号の振幅成分信号とを生成する信号発生回路と、振幅成分信号をパルス変調して増幅した出力信号を出力する電源変調回路と、電源変調回路のパルス変調に係る不要波成分を変調信号に重畳して出力する誤差成分補償回路と、電源変調回路の出力信号に応じて自身の電源を変調すると共に、誤差成分補償回路の出力信号を入力して増幅する増幅器と、を備える。

本発明の電力増幅器において、電源変調回路は、増幅した出力信号をさらに減衰もしくは増幅して補償信号として誤差成分補償回路に出力する機能を備え、誤差成分補償回路は、変調信号と振幅成分信号と補償信号とを入力し、振幅成分信号及び補償信号の差分から不要波成分を求め、変調信号に不要波成分を重畳するようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、電源変調回路は、増幅した出力信号に含まれる不要波成分を補償信号と振幅成分信号とに基づいて抑制する誤差抑制機能をさらに備えるようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、電源変調回路は、出力信号中の不要波成分を検知して誤差成分補償回路に出力する検知機能を備え、誤差成分補償回路は、変調信号と不要波成分とを入力し、変調信号に不要波成分を重畳するようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、変調信号は、位相変調信号であって、信号発生回路は、変調信号として、入力信号の位相成分信号を搬送波に重畳した位相変調信号を生成するようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、誤差成分補償回路は、不要波成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得回路と、直流電圧源と、可変利得回路によって振幅を所望値に設定した不要波成分と、直流電圧源の出力信号とを合成して出力する加算回路と、加算回路の出力信号によって自身の電源が変調されると共に、信号発生回路から出力される変調信号を入力して増幅する補償増幅器と、を備え、補償増幅器が誤差成分補償回路の出力信号を出力するようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、誤差成分補償回路は、不要波成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得回路と、直流電圧源と、可変利得回路によって振幅を所望値に設定した不要波成分と、直流電圧源の出力信号とを合成して出力する加算回路と、信号発生回路から出力される変調信号と、加算回路の出力信号とを入力してミキシングするミキサと、を備え、ミキサが誤差成分補償回路の出力信号を出力するようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、誤差成分補償回路は、不要波成分の位相を所望値に設定して出力する可変移相器をさらに備え、加算器は、可変利得装置及び可変移相器によって振幅及び位相を所望値に設定した不要波成分と、直流電圧源の出力信号とを合成して出力するようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、電源変調回路は、振幅成分信号に基づいてパルス信号を出力するパルス変調器と、パルス変調器の出力を増幅するスイッチングアンプと、スイッチングアンプから出力されるパルス信号を平滑化し、増幅した振幅成分信号を再生するローパスフィルタと、を備え、ローパスフィルタが電源変調回路の出力信号を出力するようにしてもよい。

本発明の電力増幅器において、電源変調回路の出力と増幅器の電源との間に、電源変調回路の出力信号を遅延する遅延調整回路をさらに備えるようにしてもよい。

本発明の他のアスペクト（側面）に係る電力増幅方法は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器における方法であって、入力信号を搬送波に重畳した変調信号と該入力信号の振幅成分信号とを生成するステップと、振幅成分信号をパルス変調して増幅した出力信号を出力するステップと、パルス変調に係る不要波成分を検知し、入力した変調信号に不要波成分を重畳して出力するステップと、増幅した出力信号に応じて増幅器の電源を変調すると共に、該増幅器が不要波成分を重畳した出力信号を入力して増幅するステップと、を含む。

本発明の電力増幅方法において、変調信号は、位相変調信号であって、生成するステップにおいて、変調信号として、入力信号の位相成分信号を搬送波に重畳した位相変調信号を生成するようにしてもよい。

本発明によれば、電源変調器の不要波成分（誤差成分）に起因する、電力増幅器の出力信号の信号精度の劣化を抑制すると共に、高い電力効率を保つ小規模な回路の電力増幅器が実現される。

本発明の第１の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 電源変調器の構成の一例を示す図である。 スイッチングアンプのより詳細な構成の第１の例を示す図である。 スイッチングアンプのより詳細な構成の第２の例を示す図である。 スイッチングアンプのより詳細な構成の第３の例を示す図である。 スイッチングアンプのより詳細な構成の第４の例を示す図である。 スイッチングアンプのより詳細な構成の第５の例を示す図である。 スイッチングアンプのより詳細な構成の第２の例を示す図である。 減衰器のより詳細な構成の例を示す図である。 本発明の第一の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第一の実施の形態の第一の変形例に係る電源変調器の構成の一例を示す図である。 本発明の第一の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第一の実施の形態の第二の変形例に係る電源変調器の構成の一例を示す図である。 本発明の第二の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第二の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第二の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第三の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 電力増幅器３１４の構成の一例を示す図である。 図１７に示した誤差成分補償回路内の電力増幅器の電源端子に入力される誤差成分の振幅強度に対する、同電力増幅器から出力される変調信号及び誤差成分の振幅強度の変化を示した図である。 図１７に示した誤差成分補償回路内の電力増幅器の電源端子に入力される誤差成分の位相に対する、同電力増幅器から出力される変調信号及び誤差成分の振幅強度の変化を示した図である。 図１７に示した誤差成分補償回路内の電力増幅器の電源端子に入力される誤差成分の位相に対する、同電力増幅器から出力される変調信号及び誤差成分の位相の変化を示した図である。 図１７に示した誤差成分補償回路内の電力増幅器の電源端子に入力される誤差成分の振幅強度に対する、同電力増幅器から出力される変調信号及び誤差成分の位相の変化を示した図である。 電力増幅器１０８の構成の一例を示す図である。 図１７に示した誤差成分補償回路の後段に設置された電力増幅器の入力端子に入力される誤差成分の振幅強度及び位相に対する、同電力増幅器から出力される誤差成分の振幅の変化を示した図である。 図１７に示した誤差成分補償回路の後段に設置された電力増幅器の入力端子に所望の誤差補償用の誤差成分を入力した場合及び入力しない場合における、同電力増幅器の出力信号のスペクトルを示した図である。 本発明の第三の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第三の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第四の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第四の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第四の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第五の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第五の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 本発明の第五の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。 従来のポーラ変調技術に基づく電力増幅器の構成図である。 従来のポーラ変調技術に基づく電力増幅器の詳細な構成図である。 特許文献１に基づく電力増幅器の構成図である。 特許文献２に基づく電力増幅器の構成図である。 特許文献３に基づく電力増幅器の構成図である。 特許文献４に基づく電力増幅器の構成図である。

符号の説明

１０１、１０３、１０４、１１１、１１２、１１４、１１５、２０２、２０４、２２１、２２２、２３５、３１５、３２２、４０５ 端子
１０２ ポーラ変調器
１０５、１１０、２０９、２１０ 振幅成分信号
１０６、１１３、２０６ 変調信号
１０７ 位相変調信号
１０８、３１４ 電力増幅器
１０９、１０９ｃ、１０９ｄ 電源変調器
１１６ ローパスフィルタ
１１７、１２４ 減衰器
１１８ パルス信号
１１９、１２０、２０７、２０８ 誤差成分
１２１、１３６ パルス変調器
１２２ スイッチングアンプ
１３５、１４９ エラーアンプ
２０１ 誤差成分補償回路
２０３、２０５、３２１ 入力端子
２３１、２３２ ゲートドライバ
２３３、２３４、４０６ トランジスタ
２４１、２８２ ダイオード
２５１、２５２ 抵抗
２５３ 容量
２６１ インダクタ
２７１、２８１ トランス
３０１ 増幅器
３０２ ヒステリシスコンパレータ
３０３ 電流検出器
３０４ 差動信号検出器
３１１、３３１ 可変利得装置
３１２ 電源
３１３ 加算器
４０１、４０２ 整合回路
４０３ ベースバイアス回路
４０４ コレクタバイアス回路

本発明の実施の形態に係る電力増幅器は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、入力信号に基づいて、入力信号の振幅成分信号を生成し、且つ入力信号を搬送波に重畳した変調信号を生成する信号発生回路と、前記振幅成分信号を入力する入力端子を備え、前記振幅成分信号を増幅した出力信号を出力端子に出力し、前記出力信号を減衰もしくは増幅して出力信号検出端子に出力する電源変調回路と、前記変調信号が入力される第一の入力端子と、前記振幅成分信号が入力される第二の入力端子と、前記電源変調回路の出力信号検出端子の信号が入力される第三の入力端子とを備え、前記第二の入力端子及び第三の入力端子における信号の差分から前記電源変調回路の誤差成分が検知され、前記変調信号に前記誤差成分を重畳して出力する誤差成分補償回路と、前記誤差成分補償回路の出力信号が入力され、前記電源変調回路の出力信号によって電源端子が変調される。

より具体的には、電源変調器で電源変調を受けている電力増幅器の前段に誤差成分補償器を設置する。この誤差成分補償器は、電源変調器の出力信号の誤差成分を、電力増幅器に入力する変調波に重畳して出力する機能を有する。前記誤差成分補償器の出力に含まれる誤差成分は電力増幅器で増幅及び出力される。電力増幅器は誤差成分を含む電源変調器の出力信号で電源変調を受け、電力増幅器の出力信号に前記誤差成分が重畳される。誤差成分補償器から出力され電力増幅器で増幅される誤差成分と、電力増幅器の電源変調で生じる電力増幅器出力の誤差信号とが相殺されることで、電力増幅器出力の誤差成分が抑制される。また誤差成分補償器は、電力増幅器出力における誤差成分の相殺が適切に行われるよう、電源変調器出力の誤差成分の振幅と位相を最適な値に補正してから、電力増幅器に入力する変調波に重畳する機能を有する。

本発明の他の実施の形態に係る電力増幅器は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、入力信号に基づいて、入力信号の振幅成分信号を生成し、且つ入力信号を搬送波に重畳した変調信号を生成する信号発生回路と、前記振幅成分信号を入力する入力端子を備え、前記振幅成分信号を増幅した出力信号を出力端子に出力し、前記出力信号を減衰もしくは増幅して出力信号検出端子に出力し、前記出力信号検出端子の信号が入力される制御端子を備え、前記入力端子と前記制御端子に入力される信号に基づいて前記出力信号の誤差を抑制する制御機構を備えた電源変調回路と、前記変調信号が入力される第一の入力端子と、前記振幅成分信号が入力される第二の入力端子と、前記電源変調回路の出力信号検出端子の信号が入力される第三の入力端子とを備え、前記第二の入力端子及び第三の入力端子における信号の差分から前記電源変調回路の誤差成分が検知され、前記変調信号に前記誤差成分を重畳して出力する誤差成分補償回路と、前記誤差成分補償回路の出力信号が入力され、前記電源変調回路の出力信号によって電源端子が変調される。

本発明のまた他の実施の形態に係る電力増幅器は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、入力信号に基づいて、入力信号の振幅成分信号を生成し、且つ入力信号を搬送波に重畳した変調信号を生成する信号発生回路と、前記振幅成分信号を入力する入力端子を備え、前記振幅成分信号を増幅した出力信号を出力端子に出力し、前記出力信号の誤差成分を検知する機能を有し、前記誤差成分を誤差成分検出端子に出力する電源変調回路と、前記変調信号が入力される第一の入力端子と、前記電源変調回路の誤差成分検出端子から出力される前記誤差成分が入力される第二の入力端子とを備え、前記変調信号に前記誤差成分を重畳して出力する誤差成分補償回路と、前記誤差成分補償回路の出力信号が入力され、前記電源変調回路の出力信号によって電源端子が変調される。

本発明のさらに他の実施の形態に係る電力増幅器は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、入力信号に基づいて、入力信号の振幅成分信号を生成し、且つ入力信号の位相成分信号を搬送波に重畳した位相変調信号を生成する信号発生回路と、前記振幅成分信号を入力する入力端子を備え、前記振幅成分信号を増幅した出力信号を出力端子に出力し、前記出力信号を減衰もしくは増幅して出力信号検出端子に出力する電源変調回路と、前記位相変調信号が入力される第一の入力端子と、前記振幅成分信号が入力される第二の入力端子と、前記電源変調回路の出力信号検出端子の信号が入力される第三の入力端子とを備え、前記第二の入力端子及び第三の入力端子における信号の差分から前記電源変調回路の誤差成分が検知され、前記位相変調信号に前記誤差成分を重畳して出力する誤差成分補償回路と、前記誤差成分補償回路の出力信号が入力され、前記電源変調回路の出力信号によって電源端子が変調される。

本発明の別の実施の形態に係る電力増幅器は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、入力信号に基づいて、入力信号の振幅成分信号を生成し、且つ入力信号の位相成分信号を搬送波に重畳した位相変調信号を生成する信号発生回路と、前記振幅成分信号を入力する入力端子を備え、前記振幅成分信号を増幅した出力信号を出力端子に出力し、前記出力信号を減衰もしくは増幅して出力信号検出端子に出力し、前記出力信号検出端子の信号が入力される制御端子を備え、前記入力端子と前記制御端子に入力される信号に基づいて前記出力信号の誤差を抑制する制御機構を備えた電源変調回路と、前記位相変調信号が入力される第一の入力端子と、前記振幅成分信号が入力される第二の入力端子と、前記電源変調回路の出力信号検出端子の信号が入力される第三の入力端子とを備え、前記第二の入力端子及び第三の入力端子における信号の差分から前記電源変調回路の誤差成分が検知され、前記位相変調信号に前記誤差成分を重畳して出力する誤差成分補償回路と、前記誤差成分補償回路の出力信号が入力され、前記電源変調回路の出力信号によって電源端子が変調される。

本発明のまた別の実施の形態に係る電力増幅器は、送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、入力信号に基づいて、入力信号の振幅成分信号を生成し、且つ入力信号の位相成分信号を搬送波に重畳した位相変調信号を生成する信号発生回路と、前記振幅成分信号を入力する入力端子を備え、前記振幅成分信号を増幅した出力信号を出力端子に出力し、前記出力信号の誤差成分を検知する機能を有し、前記誤差成分を誤差成分検出端子に出力する電源変調回路と、前記位相変調信号が入力される第一の入力端子と、前記電源変調回路の誤差成分検出端子から出力される前記誤差成分が入力される第二の入力端子とを備え、前記位相変調信号に前記誤差成分を重畳して出力する誤差成分補償回路と、前記誤差成分補償回路の出力信号が入力され、前記電源変調回路の出力信号によって電源端子が変調される。

本発明の電力増幅器において、誤差成分補償回路は、前記誤差成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得装置と、直流電源回路と、前記可変利得装置によって振幅を所望値に設定された前記誤差成分と、前記直流電源回路の出力信号とを合成して出力する加算回路と、前記加算回路の出力信号によって電源端子が変調され、前記信号発生回路から出力される変調信号もしくは位相変調信号が入力端子に入力される増幅器と、を有することが好ましい。

本発明の電力増幅器において、誤差成分補償回路は、前記誤差成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得装置と、前記誤差成分の位相を所望値に設定して出力する可変移相器と、直流電源回路と、前記可変利得装置及び前記可変移相器によって振幅及び位相を所望値に設定された前記誤差成分と、前記直流電源回路の出力信号とを合成して出力する加算回路と、前記加算回路の出力信号によって電源端子が変調され、前記信号発生回路から出力される変調信号もしくは位相変調信号が入力端子に入力される増幅器と、を有することが好ましい。

本発明の電力増幅器において、誤差成分補償回路は、前記誤差成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得装置と、直流電源回路と、前記可変利得装置によって振幅を所望値に設定された前記誤差成分と、前記直流電源回路の出力信号とを合成して出力する加算回路と、前記信号発生回路から出力される変調信号もしくは位相変調信号が第一の入力端子に入力され、前記加算回路の出力信号が第二の入力端子に入力されるミキサと、を有することが好ましい。

本発明の電力増幅器において、誤差成分補償回路は、前記誤差成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得装置と、前記誤差成分の位相を所望値に設定して出力する可変移相器と、直流電源回路と、前記可変利得装置及び前記可変移相器によって振幅及び位相を所望値に設定された前記誤差成分と、前記直流電源回路の出力信号とを合成して出力する加算回路と、前記信号発生回路から出力される変調信号もしくは位相変調信号が第一の入力端子に入力され、前記加算回路の出力信号が第二の入力端子に入力されるミキサと、を有することが好ましい。

本発明の電力増幅器において、電源変調回路の出力に、遅延調整回路が設置されることが好ましい。

本発明の電力増幅器において、電源変調回路は、前記電源変調回路に入力された信号に基づいてパルス信号を出力するパルス変調器と、前記パルス変調器の出力を増幅するスイッチングアンプと、スイッチングアンプから出力されるパルス信号を平滑化して増幅された前記振幅成分信号を再生するローパスフィルタと、を有することが好ましい。

以下、実施の形態についてより具体的に図面を参照し詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分については同一符号を付してその説明は繰り返さない。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。図１において、電力増幅器は、信号発生回路に相当するポーラ変調器１０２、電力増幅器１０８、電源変調器１０９、誤差成分補償回路２０１を備える。また、必要に応じて遅延調整器２１１を備える。図１に示す電力増幅器は、図３４で示した電力増幅器に、誤差成分補償回路２０１が追加されている。

電源変調器１０９から出力される振幅成分信号１１０と誤差成分（不要波成分）１１９をそれぞれ減衰もしくは増幅した信号が、振幅成分信号２０９及び誤差成分（不要波成分）２１０として、出力検出端子１１４にそれぞれ出力される。出力検出端子１１４の信号はフィードバック端子１１５に入力される。電源変調器１０９の入力端子２０４に入力される振幅成分信号１０５と、フィードバック端子１１５に入力される振幅成分信号２０９及び誤差成分２１０との差分から誤差成分２１０が検出される。この誤差成分２１０に基づく帰還制御によって電源変調器１０９の出力における誤差成分１１９が抑制される。電力増幅器１０８の電源端子１１１は、遅延調整器２１１を経由した振幅成分信号１１０と誤差成分１１９によって変調を受ける。誤差成分１１９は、この電源変調で搬送波帯ｆｃに周波数変換されて誤差成分１２０として電力増幅器１０８出力の変調信号１１３に重畳される。

誤差成分補償回路２０１の入力端子２０３には、出力検出端子１１４の振幅成分信号２０９及び誤差成分２１０が入力され、入力端子２０５には、振幅成分信号１０５が入力される。そして、入力端子２０５と入力端子２０３における信号の差分から誤差成分２１０が検知される。誤差成分補償回路２０１には、ポーラ変調器１０２から出力される変調信号１０６もしくは位相変調信号１０７が入力され、この変調信号１０６もしくは位相変調信号１０７は誤差成分補償回路２０１で増幅もしくは減衰されて変調信号２０６として端子２０２へ出力される。さらに、入力端子２０５と入力端子２０３で検知された誤差成分２１０は、誤差成分補償回路２０１で搬送波帯ｆｃに周波数変換され、誤差成分（不要波成分）２０７として誤差成分補償回路２０１の変調信号２０６に重畳される。変調信号２０６は電力増幅器１０８で増幅されて変調信号１１３として出力され、誤差成分２０７は電力増幅器１０８で増幅されて誤差成分（不要波成分）２０８として出力される。電力増幅器１０８は、出力における誤差成分１２０と誤差成分２０８を相殺させることで、電力増幅器１０８の出力の誤差成分を抑制し、信号精度の改善が図られる。

ここで、誤差成分１２０と誤差成分２０８の相殺は、両誤差成分が同振幅で且つ逆相である場合に最も適切に行われる。そのため、誤差成分１２０と誤差成分２０８の相殺が適切に行われるように、誤差成分２０８の振幅と位相を設定できることが望ましい。具体的には、誤差成分補償回路２０１は、入力端子２０５と入力端子２０３で検知された誤差成分２１０の振幅と位相を所望値に調整した上で搬送波帯ｆｃに周波数変換し、誤差成分２０７として変調信号２０６に重畳させる機能を有することが望ましい。また、電源変調器１０９から出力される振幅成分信号１１０及び誤差成分１１９と誤差補償回路２０１から出力される変調信号２０６及び誤差成分２０７とが電力増幅器１０８へ入力されるタイミングを調整するため、遅延調整器２１１を必要に応じて電源変調器１０９の出力に挿入することが望ましい。ただし、遅延調整不要の場合は遅延調整器２１１を省くことができる。

電源変調器１０９は、振幅成分信号１０５を所望値に増幅もしくは減衰する機能があれば、種々の回路を用いることが可能である。図２は、電源変調器１０９の構成の一例を示す図である。電源変調器１０９は、図３５の電源変調器と同様に、パルス変調器１２１と、スイッチアンプ１２２と、ＬＰＦ１１６と、減衰器１１７とで構成される。パルス変調器１２１は、入力端子２０４及び１１５に入力される信号に基づいて所望のパルス信号を出力する機能を有する。パルス変調器１２１の具体的な方式としては、ＰＷＭ方式、ＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式、Δ変調方式、ΔΣ変調方式などが適用できるが、他のパルス変調方式を適用しても良い。

スイッチングアンプ１２２は、パルス変調器１２１から端子２２１に出力されたパルス信号を増幅し、パルス信号１１８として端子２２２に出力する機能を有する。図３は、スイッチングアンプ１２２のより詳細な構成の第１の例を示す図である。スイッチングアンプ１２２は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を基にして、縦続接続されるトランジスタ２３３及び２３４と、それぞれのゲートを駆動するゲートドライバ２３１と、インバータ機能を有するゲートドライバ２３２とで構成され、トランジスタ２３３のコレクタに接続される端子２３５には電圧が印加される構成となっている。

図４は、スイッチングアンプ１２２のより詳細な構成の第２の例を示す図である。スイッチングアンプ１２２は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を基にして、トランジスタ２３３と、トランジスタ２３３のソースに接続される逆方向のダイオード２４１と、トランジスタ２３３のゲートを駆動するゲートドライバ２３１とで構成され、トランジスタ２３３のコレクタに接続される端子２３５には電圧が印加される構成となっている。

図５は、スイッチングアンプ１２２のより詳細な構成の第３の例を示す図である。スイッチングアンプ１２２は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を基にして、インダクタ２６１と、カソードが端子２２２に接続されるダイオード２４１と、インダクタ２６１の他端およびダイオード２４１のアノードにドレインを接続するトランジスタ２３３と、トランジスタ２３３のゲートを駆動するゲートドライバ２３１と、で構成され、インダクタ２６１の一端となる端子２３５には電圧が印加される構成となっている。

図６は、スイッチングアンプ１２２のより詳細な構成の第４の例を示す図である。スイッチングアンプ１２２は、フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を基にして、トランス２７１と、トランス２７１を駆動するトランジスタ２３３と、トランス２７１から出力を取り出すダイオード２４１と、トランジスタ２３３のゲートを駆動するゲートドライバ２３１と、で構成され、トランス２７１の一端となる端子２３５には電圧が印加される構成となっている。

図７は、スイッチングアンプ１２２のより詳細な構成の第５の例を示す図である。スイッチングアンプ１２２は、フォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を基にして、トランス２８１と、トランス２８１を駆動するトランジスタ２３３と、トランス２８１から出力を取り出すダイオード２４１及び２８２と、トランジスタ２３３のゲートを駆動するゲートドライバ２３１と、で構成され、トランス２８１の一端となる端子２３５には電圧が印加される構成となっている。

図８は、減衰器１１７のより詳細な構成の例を示す図である。減衰器１１７は、分圧抵抗２５１と２５２で構成されている。減衰器１１７は、ＬＰＦ１１６の出力信号１１０及び誤差成分１１９を減衰させて出力検出端子１１４へ出力される機能があれば良く、図８の構成には限定されない。

また、図９は、減衰器１１７のより詳細な構成の他の例を示す図である。ここでは減衰器１１７は、分圧抵抗２５２に容量２５３を加えた構成とし、減衰器１１７の一方の端子をスイッチングアンプ１２２の出力端子２２２に接続する。図９における減衰器１１７は、分圧抵抗２５１と２５２及び容量２５３による減衰及び積分機能で、パルス信号１１８から出力信号１１０及び誤差成分１１９の減衰信号を生成して出力検出端子１１４へ出力する。なお、電源変調器１０９の構成において、減衰器１１７は省いてもよく、または減衰器１１７の代わりに増幅器を用いてもよい。

（第１の実施の形態の第１の変形例）
図１０は、本発明の第一の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図１０で示した電力増幅器は、図１で示した電力増幅器から電源変調器１０９のフィードバック端子１１５が省略されている。図１で示した電力増幅器は、フィードバック端子１１５に入力される振幅成分信号２０９及び誤差成分２１０の差分から誤差成分２１０を検出し、誤差成分２１０に基づく帰還制御によって電源変調器１０９出力からの誤差成分１１９を抑制していた。

図１０で示した電源変調器１０９ｃは、フィードバック端子１１５を利用した帰還制御による誤差成分１１９を抑制する機能を持たないが、図１で示した電力増幅器と同じく誤差成分補償回路２０１の機能により、誤差成分１２０と誤差成分２０８を相殺し、電力増幅器１０８の出力端子１１２における誤差成分を抑制し、信号精度の改善が図られる。誤差成分補償回路２０１の機能と動作は、図１で示した第一の実施の形態で既に説明しているので、ここでは説明を繰り返さない。

電源変調器１０９ｃは、振幅成分信号１０５を所望値に増幅もしくは減衰する機能があれば、任意の回路を用いてよい。図１１は、電源変調器１０９ｃの構成の一例を示す図である。図１１の電源変調器１０９ｃでは、図２で示した電源変調器１０９のパルス変調器１２１の入力端子１１５が、電源３１１に接続されている。入力端子１１５は、電源３１１に接続する代わりに接地されていても良い。

（第１の実施の形態の第２の変形例）
図１２は、本発明の第一の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図１２で示した電力増幅器では、図１０で示した電力増幅器から電源変調器１０９ｃの出力検出端子１１４の代わりに誤差成分検出用の端子３２２が設けられ、誤差成分補償回路２０１の入力端子２０３及び２０５の代わりに入力端子３２１が設けられる。

図１２で示した電力増幅器において、電源変調器１０９ｄは、誤差成分検出用の端子３２２に誤差成分２１０を出力し、誤差成分２１０は、誤差成分補償回路２０１の入力端子３２１に入力される。誤差成分補償回路２０１の入力端子３２１に入力された誤差成分２１０は、誤差成分補償回路２０１において搬送波の周波数帯ｆｃに周波数変換されて誤差成分２０７として出力される。図１２で示した電力増幅器においても、図１及び図１０で示した電力増幅器と同じく、誤差成分２０７は電力増幅器１０８で増幅され誤差成分２０８として出力端子１１２に出力され、誤差成分２０８と電力増幅器１０８の電源変調で生じる誤差成分１２０とを相殺させることで、出力端子１１２における誤差成分が抑制される。

電源変調器１０９ｄは、振幅成分信号１０５を所望値に増幅もしくは減衰する機能があれば、任意の回路を用いてよい。図１３は、電源変調器１０９ｄの構成の一例を示す図である。図１３で示した電源変調器１０９ｄは、パルス変調器１２１ｃと、スイッチアンプ１２２と、ＬＰＦ１１６と、差動信号検出器３０４とで構成されている。パルス変調器１２１ｃと、スイッチアンプ１２２と、ＬＰＦ１１６とで構成された電源変調器は、非特許文献１において開示されている。ここでは非特許文献１で開示された電源変調器に新たに差動信号検出器３０４と誤差成分検出用の端子３２２が追加されている。スイッチアンプ１２２とＬＰＦ１１６の機能については既に説明しているので、ここでは説明を繰り返さない。

図１３において、パルス変調器１２１ｃは、増幅器３０１と、ヒステリシスコンパレータ３０２と、電流検出器３０３とで構成されている。増幅器３０１は、ボルテージフォロワ型のオペアンプで構成され、電流検出器３０３は、抵抗で構成される。増幅器３０１は、入力端子２０４に入力される振幅成分信号１０５を増幅して、電源端子１１１へ振幅成分信号１１０の電圧成分を出力する。また、スイッチングアンプ１２２は、端子２２１に入力されたパルス信号を増幅してパルス信号１１８として出力し、パルス信号１１８は、ＬＰＦ１１６で平滑化され振幅成分信号１１０の電流成分として電源端子１１１へ供給される。

図１３の電源変調器１０９ｄにおいて、ＬＰＦ１１６から出力される電流に誤差がある場合は、その電流誤差は増幅器３０１からの出力電流によって補償されるように構成されている。また、スイッチングアンプ１２２が誤差のない所望電流を出力するように、電流検出器３０３で検知した増幅器３０１の出力電流に基づいてヒステリシスコンパレータ３０２はパルス信号を生成して端子２２１へ出力する。電源変調器１０９ｄにおいて、電流検出器３０３で検知した増幅器３０１の出力電流は、電源端子１１１における誤差成分１１９を反映している。したがって、電流検出器３０３に差動信号検出器３０４を接続し、この差動信号検出器３０４の出力信号を誤差成分２１０として端子３２２に出力させることができる。

（第２の実施の形態）
図１４は、本発明の第二の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。図１４で示した電力増幅器では、誤差成分補償回路２０１が、差動入力可変利得装置３１１と、電源３１２と、加算器３１３と、電力増幅器３１４とで構成される。差動入力可変利得装置３１１は、入力端子２０３と入力端子２０５に入力された信号の差分を増幅もしくは減衰して出力する。また、差動入力可変利得装置３１１は、利得を可変設定する機能を有し、出力信号の振幅を所望値に設定できる機能を有する。加算器３１３は、差動入力可変利得装置３１１の出力信号と電源３１２の出力信号とを合成して出力する機能を有する。加算器３１３は、容量もしくトランスを用いた結合回路で実現してもよい。

誤差成分補償回路２０１において、入力端子２０３と入力端子２０５に入力された信号の差分として得られる誤差成分２１０が、差動入力可変利得装置３１１によって所望の振幅に増幅もしくは減衰されて出力される。電力増幅器３１４は、ポーラ変調器１０２の出力端子１０４における変調信号１０６もしくは位相変調信号１０７を増幅し、変調信号２０６として端子２０２へ出力する。さらに電力増幅器３１４の電源である端子３１５は、所望振幅に調整された誤差成分２１０と電源３１２の出力信号との合成信号によって変調される。この電力増幅器３１４の電源変調によって誤差成分２１０は搬送波帯ｆｃに周波数変換され、誤差成分２０７として変調信号２０６に重畳される。

第一の実施の形態と同じく、誤差成分２０７は、電力増幅器１０８で増幅され誤差成分２０８として出力端子１１２に出力され、誤差成分２０８と電力増幅器１０８の電源変調で生じる誤差成分１２０とを相殺させることで、出力端子１１２における誤差成分が抑制される。特に第二の実施の形態では、差動入力可変利得装置３１１による誤差成分２１０の振幅調整を通じて誤差成分２０８の振幅調整が可能になっており、これにより誤差成分２０８と誤差成分１２０の相殺が適切に行なわれるように、誤差成分２０８の振幅を設定することができる。

（第２の実施の形態の第１の変形例）
図１５は、本発明の第二の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図１５で示した電力増幅器は、図１０で示した電力増幅器と同じく、フィードバック端子１１５が省略された電源変調器１０９ｃが使用されている。図１５で示した電力増幅器は、電源変調器１０９ｃを除き図１４の電力増幅器と共通であり、電源変調器１０９ｃについては第一の実施の形態の第一の変形例で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。

（第２の実施の形態の第２の変形例）
図１６は、本発明の第二の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図１６で示した電力増幅器は、図１２で示した電力増幅器と同じく、誤差成分検出用の端子３２２を備えた電源変調器１０９ｄが使用されている。電源変調器１０９ｄについては第一の実施の形態の第二の変形例で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。

図１６で示した電力増幅器では、図１４で示した電力増幅器から差動入力利得可変装置３１１が単相入力利得可変装置３３１に置き換えられる。単相入力利得可変装置３３１は、入力端子３２１に入力された誤差成分２１０を所望振幅に増幅もしくは減衰して出力する機能を有する。また、単相入力利得可変装置３３１は、差動入力利得可変装置３１１と同じく、利得を可変設定する機能を有し、出力信号の振幅を所望値に設定できる機能を有する。図１６で示した電力増幅器は、電源変調器１０９ｄと単相入力利得可変装置３３１を除いては、図１４で示した電力増幅器と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

（第３の実施の形態）
図１７に、本発明の第三の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。図１７で示した電力増幅器では、図１４で示した電力増幅器における単相入力利得可変装置３３１の出力に可変位相調整器３２３が追加挿入されている。図１７で示した電力増幅器は、差動入力可変利得装置３１１で誤差成分２１０の振幅を、可変位相調整器３２３で誤差成分２１０の位相をそれぞれ所望値に設定するように構成される。図１７では、差動入力可変利得装置３１１で誤差成分２１０の振幅を所望値に設定して出力し、次に可変位相調整器３２３で誤差成分２１０の位相を所望値に設定して出力するように構成されているが、この順序を入れ替える構成とし、可変位相調整器３２３で誤差成分２１０の位相を調整し、次に差動入力可変利得装置３１１で誤差成分２１０の振幅を調整するようにしても良い。

図１７で示した電力増幅器においても、第一及び第二の実施の形態と同じく、誤差成分２０８と誤差成分１２０とを相殺させることで、出力端子１１２における誤差成分が抑制される。第三の実施の形態では、誤差成分２１０の振幅及び位相の調整を通じて誤差成分２０８の振幅及び位相の調整が可能になっており、これにより誤差成分２０８と誤差成分１２０の相殺が適切に行なわれるように、誤差成分２０８の振幅及び位相を設定することができる。

図１８は、電力増幅器３１４の構成の一例を示す図である。ここで電力増幅器３１４は、入力整合回路４０１ａと、出力整合回路４０２ａと、エミッタ接地されたバイポーラトランジスタ４０６ａと、ベースバイアス回路４０３ａと、コレクタバイアス回路４０４ａとを備える。ベースバイアス回路４０３ａは、一端を電源用の端子４０５ａに接続して直流電圧を印加し、他端をバイポーラトランジスタ４０６ａのベースと、一端が端子１０４に接続された入力整合回路４０１ａの他端とに接続する。コレクタバイアス回路４０４ａは、一端を電源となる端子３１５に接続し加算器３１３の出力信号が印加され、他端をバイポーラトランジスタ４０６ａのコレクタと、一端が端子２０２に接続された出力整合回路４０２ａの他端とに接続する。電力増幅器３１４に用いられるトランジスタは、バイポーラトランジスタに限定されず、電界効果トランジスタを用いても良い。

ここで一例として、変調信号１０６として搬送波周波数１．９５ＧＨｚの正弦変調波（変調波周波数１ＭＨｚ、変調度０．１４）を、図１８で示した構成の電力増幅器３１４の端子１０４に入力し、誤差成分２１０として４ＭＨｚの信号を加算器３１３で電源３１２の出力信号である直流電圧に重畳し、加算器３１３の出力信号を電力増幅器３１４の電源となる端子３１５に入力した場合のシミュレーション結果を、図１９から図２２に示す。

図１９は、誤差成分２１０の振幅強度を変えた場合の、変調信号２０６及び誤差成分２０７の振幅強度の依存性を示す図である。図１９に示すように、電力増幅器３１４の電源の端子３１５に入力される誤差成分２１０の振幅強度を変化させることで、変調信号２０６の振幅強度を変化させることなく、端子２０２に出力される誤差成分２０７の振幅強度を１ｄＢ／ｄＢの変化率で制御することができる。

図２０は、誤差成分２１０の位相を変えた場合の、変調信号２０６及び誤差成分２０７の振幅強度の依存性を示す図である。図２０に示すように、誤差成分２１０の位相を変化させても、変調信号２０６及び誤差成分の２０７の振幅強度は変化しない。

図２１は、誤差成分２１０の位相を変えた場合の、変調信号２０６及び誤差成分２０７の位相の依存性を示す図である。図２１に示すように、誤差成分２１０の位相を変化させることで、変調信号２０６の位相を変化させることなく、誤差成分２０７の位相をｕｐｐｅｒ ｂａｎｄ側（１．９５ＧＨｚ＋４ＭＨｚ）では＋１ｄｅｇ／ｄｅｇの変化率で、ｌｏｗｅｒ ｂａｎｄ側（１．９５ＧＨｚ−４ＭＨｚ）では−１ｄｅｇ／ｄｅｇの変化率で制御することができる。

図２２は、誤差成分２１０の振幅強度を変えた場合の、変調信号２０６及び誤差成分２０７の位相の依存性を示す図である。図２２に示すように、誤差成分２１０の振幅強度を変化させても、変調信号２０６及び誤差成分の２０７の位相は変化しない。

以上のように図１９から図２２の結果から、端子２０２に出力される変調波２０６の振幅及び位相に影響を与えることなく、誤差成分２１０の振幅で誤差成分２０７の振幅を、誤差成分２１０の位相で誤差成分２０７の位相を、それぞれ個別に制御できることが示される。

また、電力増幅器１０８の構成は、図２３に示すように図１８と同一の構成としてもよい。電力増幅器１０８の構成を図２３で示した回路として、変調信号２０６として搬送波周波数１．９５ＧＨｚの正弦変調波（変調波周波数１ＭＨｚ、変調度０．１４）を、誤差成分２０７として１．９５ＧＨｚ±４ＭＨｚの信号をそれぞれ端子２０２に入力し、電力増幅器１０８の電源端子１１１に入力される振幅成分信号１１０は正弦変調波（変調波周波数１ＭＨｚ、変調度０．１４）とし、誤差成分１１９として４ＭＨｚの成分を追加した。

図２４は、端子２０２における誤差成分２０７の振幅と位相を変化させた場合の、出力端子１１２における誤差成分（誤差成分１２０及び２０８の和）の変化量をグラフ化したものである。この場合、誤差成分２０７の振幅と位相を振幅＝−１．５ｄＢ及び位相＝１８０°に設定した場合、誤差成分２０７を入力しない場合に比べて１３ｄＢの誤差改善が得られていることが分かる。

図２５は、端子２０２への誤差成分２０７の注入がない場合と、最適な誤差成分２０７の注入を行なった場合の出力端子１１２におけるスペクトルを示す図である。図２５において、端子２０２への誤差成分２０７の注入で変調信号１１３に影響を与えることなく、誤差成分１２０のみが抑制されることが示される。

以上の結果は、差動入力可変利得装置３１１と可変位相調整器３２３を用いて誤差成分２１０の振幅と位相を所望値に設定することで、誤差成分２０７及び２０８の振幅と位相も所望値に設定し、出力端子１１２において誤差成分１２０と２０８の相殺を行い、電力増幅器１０８における出力信号の精度を改善できることを示している。

次に、本発明の電力増幅器における消費電力について説明する。図３６で示した従来例における差動増幅器１２３と、本発明の差動入力可変利得装置３１１もしくは単相入力可変利得装置３３１を比較した場合、差動増幅器１２３は、増幅後の振幅信号１１０のスケールに合った補正信号を出力する必要があるのに対し、差動入力可変利得装置３１１もしくは単相入力可変利得装置３３１は、増幅前の振幅信号１０５のスケールに合った補正信号を出力すればよい。すなわち本発明の可変利得装置３１１もしくは３３１の出力の方が差動増幅器１２３の出力よりも低振幅であるため、可変利得装置３１１もしくは３３１を増幅器で実装する場合、その電源電圧をより低く設定でき、結果として消費電力を抑制することができる。さらに、誤差成分２１０の振幅の最適値が低く可変利得装置３１１もしくは３３１を減衰器で実装する場合、可変利得装置３１１もしくは３３１は受動素子で構成できるので消費電力を一層低減することができる。

本発明では、誤差成分１２０を相殺できる所望振幅まで誤差補正信号２１０を増幅しなければならないが、この増幅は電力増幅器１０８の増幅過程によって行なう。図３６で示した従来例の場合、補正信号を増幅するための差動増幅器１２３を追加することで消費電力が増大していた。これに対し、本発明では既存の電力増幅器１０８の増幅機能を流用して補正信号である誤差成分２０７の増幅すなわち誤差成分２１０の増幅を行なうので、消費電力の増大を伴うことなく電力増幅器１０８の出力端子１１２における信号の誤差抑制が可能となる。従って、本発明では、図３６で示した従来例に比べて消費電力を大きく低減することができる。

図３８で示した従来例では、補正信号の生成のために消費電力の大きいエラーアンプ１４９を追加しなければならなかった。また、図３８で示した従来例では、損失の大きい高周波ＲＦ帯の遅延調整器１４４及び１４６と方向性結合器１４１と１４５及び１４７を使用しなければならなかった。これに対し、本発明では、低損失の低周波ベースバンド帯の可変利得装置３１１もしくは３３１と、可変位相調整器３２３と、加算器３１３とを従来の電力増幅器に追加するだけで良く、且つ既存の電力増幅器１０８の増幅機能を流用して消費電力の増大を伴うことなく補正用の誤差成分２０８を生成することができる。従って、本発明では、図３８で示した従来例に比べて消費電力を大きく低減することができる。

図３９で示した従来例では、プリディストーション部１６３と１６６及び１６７をＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）とルックアップテーブルで構成されたデジタル回路で実装することが想定される。このようなデジタルプリディストーション方式では変調波の帯域が広いアプリケーションに対しては必要な計算量と処理速度が増大し、回路規模とコスト及び消費電力が一層増大するという問題点があった。これに対し本発明では、デジタル回路による演算を経由せず直接に補正用の誤差成分２０８の生成が可能であるため、変調波帯域が拡大しても図３９の従来例よりも低消費電力で電力増幅器１０８の出力端子１１２における信号の誤差抑制が可能になる。

次に、本発明の電力増幅器の回路規模とサイズについて説明する。本発明は、従来の電力増幅器に可変利得装置３１１もしくは３３１と、可変位相調整器３２３と、加算器３１３とを追加するだけで構成が可能である。従って、電源変調器と電力増幅器とをそれぞれ二個用いる必要があり回路サイズが従来の電力増幅器の２倍以上になる図３７の構成や、回路サイズの大きい歪み検出ループ１４３と歪み除去ループ１５０を追加する必要がある図３８の構成や、従来の電力増幅器に可変利得増幅器１６５に加えて出力測定部１６８及び１６９とプリディストーション部１６３及び１６６及び１６７とを追加する必要がある図３９の構成よりも、本発明の電力増幅器は、回路規模とサイズとを大幅に縮小することができる。また回路規模とサイズの縮小により、本発明は従来例よりも大幅にコストを削減することが可能となる。

（第３の実施の形態の第１の変形例）
図２６は、本発明の第三の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図２６で示した電力増幅器では、図１０で示した電力増幅器と同じく、図１のフィードバック端子１１５が省略された電源変調器１０９ｃが使用されている。図２６で示した電力増幅器は、電源変調器１０９ｃを除き図１７の電力増幅器と共通であり、電源変調器１０９ｃについては第一の実施の形態の第一の変形例で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。

（第３の実施の形態の第２の変形例）
図２７は、本発明の第三の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図２７で示した電力増幅器では、図１２で示した電力増幅器と同じく、誤差成分検出用の端子３２２を備えた電源変調器１０９ｄが使用されている。電源変調器１０９ｄについては第一の実施の形態の第二の変形例で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。

図２７で示した電力増幅器は、図１７で示した電力増幅器から差動入力利得可変装置３１１が単相入力利得可変装置３３１に置き換えられている。単相入力利得可変装置３３１については、図１５で示した第二の実施の形態の第二の変形例で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。図２７で示した電力増幅器は、既に説明した電源変調器１０９ｄと単相入力利得可変装置３３１を除いては、図１７で示した電力増幅器と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

（第４の実施の形態）
図２８は、本発明の第四の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。図２８で示した電力増幅器は、図１４で示した電力増幅器における電力増幅器３１４が、ミキサ３２４に置き換えられて構成される。ミキサ３２４のＬＯ（ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）信号入力端子は、端子１０４に接続され、ミキサ３２４のベースバンド信号入力端子は、端子３１５に接続され、ミキサ３２４のＲＦ出力端子は、端子２０２に接続される。この構成によってミキサ３２４は、図１４の電力増幅器における電力増幅器３１４と同じく、振幅を所望値に設定した誤差成分２１０を搬送波帯ｆｃに周波数変換して変調信号１０６もしくは位相変調信号１０７に重畳し、変調信号２０６及び誤差成分２０７を端子２０２に出力する。図２８で示した電力増幅器は、ミキサ３２４を除いては、図１４で示した第二の実施の形態と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

（第４の実施の形態の第１の変形例）
図２９は、本発明の第四の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図２９で示した電力増幅器は、図１５で示した電力増幅器における電力増幅器３１４が、ミキサ３２４に置き換えられて構成されている。ミキサ３２４については、図２８で示した電力増幅器で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。図２９で示した電力増幅器は、既に説明したミキサ３２４を除いては、図１５で示した第二の実施の形態の第一の変形例と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

（第４の実施の形態の第２の変形例）
図３０は、本発明の第四の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図３０で示した電力増幅器は、図１６で示した電力増幅器における電力増幅器３１４が、ミキサ３２４に置き換えられて構成されている。ミキサ３２４については、図２８で示した電力増幅器で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。図３０で示した電力増幅器は、既に説明したミキサ３２４を除いては、図１６で示した電力増幅器と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

（第５の実施の形態）
図３１は、本発明の第五の実施の形態に係る電力増幅器の構成を示す図である。図３１で示した電力増幅器は、図１７で示した電力増幅器における電力増幅器３１４が、ミキサ３２４に置き換えられて構成される。ミキサ３２４については、図２８で示した電力増幅器で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。図３１で示した電力増幅器は、既に説明したミキサ３２４を除いては、図１７で示した電力増幅器と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

（第５の実施の形態の第１の変形例）
図３２は、本発明の第五の実施の形態の第一の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図３２で示し電力増幅器は、図２６で示した電力増幅器における電力増幅器３１４が、ミキサ３２４に置き換えられて構成されている。ミキサ３２４については、図２８で示した電力増幅器で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。図３２で示した電力増幅器は、既に説明したミキサ３２４を除いては、図２６で示した電力増幅器と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

（第５の実施の形態の第２の変形例）
図３３は、本発明の第五の実施の形態の第二の変形例に係る電力増幅器の構成を示す図である。図３３で示した電力増幅器は、図２６で示した電力増幅器における電力増幅器３１４が、ミキサ３２４に置き換えられて構成されている。ミキサ３２４については、図２８で示した電力増幅器で既に説明がなされているので、ここでは説明を繰り返さない。図３３で示した電力増幅器は、既に説明したミキサ３２４を除いては、図２７で示した電力増幅器と共通の構成と効果を有するので、ここでは説明を繰り返さない。

以上の第一から第五の実施の形態及びそれらの変形例において、電力増幅器１０８は、１段構成に限定されず多段の電力増幅器としても良い。また、電力増幅器１０８の前段または後段、もしくは誤差成分補償回路２０１の前段または後段に、電力増幅器を追加して構成しても良い。

なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

Claims (12)

1. 送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器であって、
   入力信号を搬送波に重畳した変調信号と該入力信号の振幅成分信号とを生成する信号発生回路と、
   前記振幅成分信号をパルス変調して増幅した出力信号を出力する電源変調回路と、
   前記電源変調回路のパルス変調に係る不要波成分を前記変調信号に重畳して出力する誤差成分補償回路と、
   前記電源変調回路の出力信号に応じて自身の電源を変調すると共に、前記誤差成分補償回路の出力信号を入力して増幅する増幅器と、
   を備えることを特徴とする電力増幅器。
2. 前記電源変調回路は、前記増幅した出力信号をさらに減衰もしくは増幅して補償信号として前記誤差成分補償回路に出力する機能を備え、
   前記誤差成分補償回路は、前記変調信号と前記振幅成分信号と前記補償信号とを入力し、前記振幅成分信号及び前記補償信号の差分から前記不要波成分を求め、前記変調信号に前記不要波成分を重畳することを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。
3. 前記電源変調回路は、前記増幅した出力信号に含まれる不要波成分を前記補償信号と前記振幅成分信号とに基づいて抑制する誤差抑制機能をさらに備えることを特徴とする請求項２記載の電力増幅器。
4. 前記電源変調回路は、前記出力信号中の不要波成分を検知して前記誤差成分補償回路に出力する検知機能を備え、
   前記誤差成分補償回路は、前記変調信号と前記不要波成分とを入力し、前記変調信号に前記不要波成分を重畳することを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。
5. 前記変調信号は、位相変調信号であって、
   前記信号発生回路は、前記変調信号として、前記入力信号の位相成分信号を搬送波に重畳した前記位相変調信号を生成することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一に記載の電力増幅器。
6. 前記誤差成分補償回路は、
   前記不要波成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得回路と、
   直流電圧源と、
   前記可変利得回路によって振幅を所望値に設定した前記不要波成分と、前記直流電圧源の出力信号とを合成して出力する加算回路と、
   前記加算回路の出力信号によって自身の電源が変調されると共に、前記信号発生回路から出力される変調信号を入力して増幅する補償増幅器と、
   を備え、
   前記補償増幅器が前記誤差成分補償回路の出力信号を出力することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一に記載の電力増幅器。
7. 前記誤差成分補償回路は、
   前記不要波成分の振幅を所望値に設定して出力する可変利得回路と、
   直流電圧源と、
   前記可変利得回路によって振幅を所望値に設定した前記不要波成分と、前記直流電圧源の出力信号とを合成して出力する加算回路と、
   前記信号発生回路から出力される変調信号と、前記加算回路の出力信号とを入力してミキシングするミキサと、
   を備え、
   前記ミキサが前記誤差成分補償回路の出力信号を出力することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一に記載の電力増幅器。
8. 前記誤差成分補償回路は、前記不要波成分の位相を所望値に設定して出力する可変移相器をさらに備え、
   前記加算器は、前記可変利得装置及び前記可変移相器によって振幅及び位相を所望値に設定した前記不要波成分と、前記直流電圧源の出力信号とを合成して出力することを特徴とする請求項６または７記載の電力増幅器。
9. 前記電源変調回路は、
   前記振幅成分信号に基づいてパルス信号を出力するパルス変調器と、
   前記パルス変調器の出力を増幅するスイッチングアンプと、
   前記スイッチングアンプから出力されるパルス信号を平滑化し、増幅した前記振幅成分信号を再生するローパスフィルタと、
   を備え、
   前記ローパスフィルタが前記電源変調回路の出力信号を出力することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一に記載の電力増幅器。
10. 前記電源変調回路の出力と前記増幅器の電源との間に、前記電源変調回路の出力信号を遅延する遅延調整回路をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一に記載の電力増幅器。
11. 送信信号として変調信号を増幅する電力増幅器における方法であって、
    入力信号を搬送波に重畳した変調信号と該入力信号の振幅成分信号とを生成するステップと、
    前記振幅成分信号をパルス変調して増幅した出力信号を出力するステップと、
    前記パルス変調に係る不要波成分を検知し、入力した前記変調信号に前記不要波成分を重畳して出力するステップと、
    前記増幅した出力信号に応じて増幅器の電源を変調すると共に、該増幅器が前記不要波成分を重畳した出力信号を入力して増幅するステップと、
    を含むことを特徴とする電力増幅方法。
12. 前記変調信号は、位相変調信号であって、
    前記生成するステップにおいて、前記変調信号として、前記入力信号の位相成分信号を搬送波に重畳した前記位相変調信号を生成することを特徴とする請求項１１に記載の電力増幅方法。

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