CN104584424A - 用于音频放大器和稳压电源的脉冲发生电路 - Google Patents

用于音频放大器和稳压电源的脉冲发生电路 Download PDF

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CN104584424A CN201380022922.6A CN201380022922A CN104584424A CN 104584424 A CN104584424 A CN 104584424A CN 201380022922 A CN201380022922 A CN 201380022922A CN 104584424 A CN104584424 A CN 104584424A
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Abstract

一种用于响应于第一信号产生一系列脉冲的电路，该电路包括：接收第二信号作为其输入的有损积分器；以及比较器：在其输入端中的一个输入端接收该有损积分器的输出；并且在其输入端中的另一个输入端接收该第一信号。该电路可以被并入例如音频放大器和稳压电源中。

Description

用于音频放大器和稳压电源的脉冲发生电路
技术领域
本发明涉及电子电路，特别涉及可以被并入到例如音频放大器和稳压电源中的电子电路。
背景技术
理想的音频放大器的设计标准包括：尽可能提高能量效率(因而尽可能减少热量产生)、尽可能降低重量以及尽可能减小体积。
一种高效率的音频放大器被称为“D类”放大器。在D类放大器中，输入信号控制脉冲发生器产生不同宽度的脉冲序列。将这些脉冲在时间上进行平均(例如，通过使用低通滤波器)以产生输出信号。因为这些脉冲具有固定的振幅，开关元件(通常是MOSFET)被切换至完全导通或者完全关断。MOSFET在完全导通时以最小电阻进行工作，并因此在这种情况下具有最低功耗，除了在完全关断的情况下，没有功率消耗或汲取。
在转让给希派斯电子公司的美国专利号8,289,097中描述的发明(以下简称“希派斯专利”)公开了一种具有简单结构的脉冲宽度调制环路，该环路尽可能少地干扰待处理的输入信号。该电路可以被并入到音频放大器中，例如D类放大器。
具体地讲，并且参照希派斯专利中的图6，该希派斯专利涉及一种带有外部锯齿波形的后置滤波器的固定频率转换器。该锯齿波形由表示该电路的各个部件的行为的因素校正，该电路的各个部件包括滤波器、反馈网络、“前向路径”和比较器。该希派斯专利所公开的发明限于如在该文档第[0023]段中描述的“固定”确定的或已知的时钟电路。
该希派斯专利还依赖于通过大量的内部测量电路来预先确定该放大器的响应，从而可以确定各种因素。当然这些因素是非常复杂的并且是温度、负载和频率的产物。要在这些范围内精确地确定这些因素，需要显著的计算工作量。
此外，B.H.坎帝和S.M.考克斯的“具有载波对称性调制的改进的模拟D类放大器”，音频工程协会第117次会议，2004年10月28日至31日旧金山，加利福尼亚洲，美国会议论文6260，着眼于减少D类放大器应用中的失真。公开的模拟D类放大器采用公知的现有技术中的具有负反馈的D类结构，但包括通过输入信号的衍生物来对载波振荡器波形的对称性进行调制。所公开的电路补偿非线性相位调制效应，该非线性相位调制效应对于现有技术的结构是固有的。
本发明的各实施方式提供了生成脉冲波形的电路，这些电路特别适合于但不限于控制公知的D类电路。此外，本发明的各实施方式旨在改善现有技术中的一些不足。
发明内容
因此，一方面，本发明提供了一种电路，用于响应于第一信号产生一系列脉冲，该电路包括：有损积分器，它接收第二信号作为其输入；以及比较器，在其输入端中的一个输入端接收该有损积分器的输出；并且在其输入端中的另一个输入端接收第一信号。
有损积分器指的是具有衰减元件的积分器。这种装置的一个实施例是RC网络，相对于所选择的切换频率具有较长的时间常数。在数学术语中，这可能是一个积分器，有或没有误差，具有可能是线性或者非线性的衰减术语。
优选地，该有损积分器包括串联的电阻和电容。或者，优选地，该有损积分器包括：串联的电阻和电容；以及与该电容并联的电阻，该有损积分器的输入被施加在两个电阻上，该有损积分器的输出产生于该电容的两端。
在一个实施例中，该比较器在它的正相输入端接收有损积分器的输出，该比较器在它的反相输入端接收该第一信号。
优选地，有损积分器以及比较器中的至少一个通过使用数字操作来实施。
优选地，由该比较器的输出所确定的信号控制至少一个开关元件的切换。
优选地，所述开关元件是半桥结构。或者，所述开关元件是全桥结构。
优选地，所述开关元件切换电源到负载。
优选地，低通滤波器被置于开关元件与负载之间。或者，负载也作为低通滤波器进行工作。
优选地，所述第二信号至少部分地依赖于至少一个开关元件的输出。
优选地，所述第一信号至少部分地依赖于偏置信号。
优选地，第一信号至少部分地依赖于要被放大的信号。
优选地，每一个开关元件是晶体管，例如FET。
附图说明
为了更好地理解本发明，并显示可以如何付诸实施，在附图中，仅通过非限制性示例的方式，来显示它的各实施例。在各附图中：
图1是根据本发明第一实施例的电路示意图。
图2是示出图1中的一些点上的电压波形的一组曲线图。
图3是图1和本发明第二实施例的简化示意图。
图3A是图3所示的实施例的数学模型。
图4示出了图3中的一些点上的电压波形。
图4A是图4中所示的波形的另一种表示形式。
图5是图4中所示的电压波形的放大视图。
图6是根据本发明第三实施例的电路示意图。
图7是根据本发明第四实施例的电路示意图。
图8示出了图7中的一些点上的电压波形。
图9是图8的A-A’部分中的波形的放大视图。
图10是根据本发明第五实施例的电路示意图。
图10A是图10中所示的实施例的数学模型。
图11是根据本发明第六实施例的电路示意图。
图12是根据本发明第七实施例的电路示意图。
图13是本发明另一实施例的数学模型的高度概括的功能框图。
图14是本发明又一实施例的数学模型的高度概括的功能框图。
图15是根据本发明另一实施例的电路示意图。
图15A是图15中所示的实施例的数学模型。
图16示出了输入信号、根据先前实施例的电路的载波信号和根据图15中所示的实施例的载波信号的电压波形。
具体实施方式
图1的实施例的结构
图1的电路1示出了本发明的一个实施例，该电路1作为稳压电源进行工作。该电路1包括电源单元2、偏置发生器3、比较器4、有损积分器6、半桥开关电路7、低通滤波网络11和负载12。
该电源单元2包括两个相同的电压源V2、V3，它们在中间点接地。
该偏置发生器3包括两个电阻R4和R5，这两个电阻R4和R5横跨电源导轨V+和V-而串联连接，在它们的连接点处产生偏置电压VBias。VBias由每个电源导轨上的电压和R5/(R4+R5)的比率来确定。
有损积分器6产生信号S2。该有损积分器6包括电阻R1和R3，电阻R1和R3在输出端Out1与地之间端到端连接，电容器C1位于电阻R1和R3和地的连接点之间。信号S2在电阻R1与R2的连接点处被分接出。因而该有损积分器是一个分压的低通滤波器。该滤波器的转折频率由电阻R1和R3的并联等效电阻和电容器C1的电容确定。理想的RC值应被设置为高于所需的最大信号频率。微妙但重要的事实是，在切换和稳定状态下，输出端Out1处的信号失真出现在积分器信号S2中。
该半桥开关电路7包括第一NFET电路8和第二NFET电路9，第一NFET电路8和第二NFET电路9串联连接在正负电源导轨V+和V-之间，以在它们的连接点处产生输出Out1。该NFET电路8通过反相器Y1 111在其输入端接收信号DRV，该NFET电路9在其输入端接收信号DRV。信号Out1表示半桥输出电压，并根据导通的那个FET而理想地为V+或V-。在实际应用中，由于FET的非理想行为，这在稳定状态(非切换)或者切换模式下都是无法实现的。这种非理想行为导致信号Out1的失真，如果不进行补偿的话，将会转而引起负载12处的潜在失真。这是传统电路中常见的主要问题。
比较器4在其反相输入端接收VBias，和在其非反相输入端接收来自有损积分器的信号S2，以产生信号DRV。然后，该比较器比较该偏置信号VBias与S2，并以较高的那个信号来切换高低电平。根据DRV信号的极性，该信号DRV切换NFET电路8和9中的一个导通和它们中的另一个关断。理论上，切换速度是无限大的，但延迟存在于整个系统中。这些延迟包括比较器滞后、桥开关延迟、FET驱动信号中的延迟和有损积分器的相移延迟。
图1的实施例的操作
电路1的操作通过图2中所示的信号轨迹来说明。为了简化对图1中电路的理解，各NFET电路8和9可以视为是具有无限快转换时间的二进制状态机。参阅图2，当信号DRV 220从高电平转换到低电平时，上部的NFET8导通，同时下部的NFET9关断。这意味着Out1目前等于V+，而在DRV改变之前等于V-。在有损积分器6的输入中的阶跃响应变化在S2上引起斜坡电压，在这种情况下从转换之前的那里上升。在图2中可以看出，作为波形DRV 220转换的结果，波形S2210是一个三角形，或者斜坡函数。
当该斜坡超过偏置(Bias)230，DRV将会再次改变状态，这将引起Out1从V+回到V-，转而又会引起S2斜坡下降211。当S2回落至低于Bias 230时，DRV将再次转换221。
在Out1处的边沿转换梯度当然不是无限大的，事实上，它甚至不是线性的。电源导轨波动意味着在Out1处总是有变化。该有损积分器6检测到这些波动，这些波动连同需要的信号被提供给比较器4。通过与原始信号比较对误差进行补偿。
假设电压导轨、各驱动FET和负载都是稳定的，那么这个例子将在一个固定的工作周期中以系统最大的速度进行共振。这将会导致在低信号频率下输出端处的零信号，和因滤波器而在切换频率下产生的小信号。然而，如果噪声被注入到任一FET或者电源导轨中、或者如果有其他的噪声源，那么比较器4将自动补偿，以迫使信号S2相对于偏置电压是不变的。这将导致负载两端具有非常小或者零差异，因而很小或者没有噪声。
因此，图1中的电路1作为一个高度稳定的稳压电源进行工作。
在以下的描述中，任一附图中所示的元件与图1的电路中的元件是相同的，使用相同的附图标记来标识这些元件。
简化的示例结构
图1中所示的电路以简化的形式显示(不包括半桥开关电路)在图3所示的示意图中。该示意图将用于说明本发明操作的各个方面。图3A是相应于图3的简化电路的数学模型。这个简化的电路形成了本发明的第二实施例，并可用于各种应用，各种应用包括编码器、低功率放大器、低电源单元或隔离编码器。
图4、图4A和图5分别示出了图3中所示的一些点处的电压波形。在图4和图5中将这些波形设置于相同的轴线上，以显示它们的相对关系。在图4A中，将这些波形设置于分离的轴线上以更清楚地显示各波形的个别形状。
电路14包括有损积分器6、比较器4、滤波网络11和负载12。图3A中所示的数学模型描绘了作为比较器4的一个输入的信号X(s)，另一个输入是来自于经函数K1.F1(s)变换的比较器4的输出的反馈信号，其中K1是常数，F1(s)表示有损积分器6。函数H1(s)表示图3中的滤波网络11。
电路14接收来自信号源V5的信号，该信号由图4、图4A和图5中的曲线Vsignal410表示。有损积分器6产生由图4、图4A和图5中的曲线VS2 420表示的三角形信号。比较器产生由图4、图4A和图5中的曲线VDRV 430表示的脉冲输出。滤波器11产生施加于负载12的输出VR2 440。电路14可以通过增加跨接在C1两端的电阻来包括增益元件。另外，V5可以来自系统电压，从而抑制电源导轨脉动。
从图4、图4A和图5中可以看出，只要VS2 420(有损积分器的三角形输出)高于信号值Vsignal 410，驱动电压VDRV 430为低电平，并且积分器的输出VS2420的值降低。如果有损积分器的输出VS2 420低于信号值Vsignal 410，那么驱动电压VDRV 430为高电平，并且有损积分器的输出VS2 420的值增加。这导致自振荡，因为只要Vsignal 410停留在由高值和低值限定的VDRV输出的边界内，有损积分器的三角波形式VS2 420将一直关于信号Vsignal 410移动。
相比于例如前面提到的希派斯专利的现有技术，本实施例的优点在于电路的硬件或软件实现简单。另外，相比于现有技术，电路呈现的失真被降低。
本发明的其他实施例
图6的电路36是本发明第三实施例的简化表示。电路36是一个比图3中的电路14稍微复杂的电路，是因为它包括一个额外的元件。在图6中所示的元件为有损积分器6、比较器4、反相器37、低通滤波网络11和负载12。比较器4的输出为该滤波网络11一侧的输入，比较器4的反相输出为该滤波网络11另一侧的输入。这种布置比图3中的电路更有利，因为它导致更高的增益，增益为2，由于比较器4的脉冲输出以同相和反相的形式输入到滤波网络11。此外，它具有图3的电路4倍的功率。另外，没有直流偏移；当利用电感性负载如扬声器时，这是优选的。与电路14相同，可以通过增加跨接在C1两端的电阻来产生进一步的增益。
图7中的电路16示出了本发明的第四实施例。本实施例可以用于音频应用中，在音频应用中频率、振幅范围和控制要求是极端高的，因此显示出最困难的应用之一。本实施例涉及半桥开关电路，并且比下面描述的全桥电路更有利，因为在一些应用中它可以提供更低成本的选择。图7、图8和图9与本实施例相关。
电路16包括电源单元2、比较器4、有损积分器6、半桥电路7、低通滤波网络11和负载12。该电路16与电路1的不同之处在于，该电路16具有偏置发生器17，该偏置发生器17具有电路1的偏置发生器3中所不存在的功能。该偏置发生器17目前包括由偏置电压改变的信号V5。
从图8和图9中的信号轨迹可以看出，电路16作为信号放大器进行工作。图8示出了完整的周期，而图9示出了图8中标记为A-A’的放大部分。参阅图8中的波形，负载两端的电压VR2 950与信号V5 920成比例。S2 930目前可以看出也跟随信号920。图9的放大轨迹显示出当信号处于最小值时，即简单的正常偏置电压，该切换看上去与图2的例子非常类似，并且频率处于最大值。因此，当信号处于最大值时，切换频率响应地降低。
图10的电路19示出了本发明的第五实施例。图10A是相应于图10中描绘的电路的简化的数学模型。电路19包括电源单元2、比较器4、有损积分器6、半桥电路7、低通滤波网络11和负载12。电路19在偏置发生器21的构造上和信号与偏置求和电路22的添加上不同于电路1和电路16。该偏置发生器21目前包括在缓冲器O4之后的电压，以提供表示该偏置电压的精确的电压源，这也确保了最小的信号被允许回流到偏置源。这随后被用来偏置该信号与偏置求和电路22中的差分放大器，该偏置电压混合于V5中的差分信号中。其结果是抑制电压电源变化的系统。该电路提供了电源抑制，并改善了组合放大器的实际噪声性能和电源性能。
图11的电路26示出了本发明的第六实施例。该电路26包括电源单元2、比较器4、两个有损积分器6，“全桥”或“H桥”电路27、低通滤波网络11和负载12。该电路26，与电路19相同，与电路1和16的不同之处在于，它包括偏置发生器21和信号与偏置求和电路22。
H桥电路27包括第一、第二、第三和第四NFET电路28、29、31和32。NFET电路28和29构成一个半桥电路，NFET电路31和31构成另一个半桥电路。低通滤波器11目前连接在两个半桥电路之间，并且由负载12终止。
就像图1、图7和图10中的半桥电路一样，有损积分器6连接到每个桥中点Out1。这之后如之前那样被缓冲，目前通过对两个半桥信号进行求和来产生该偏置。如果系统中不存在误差，两个信号将是相同的，但是关于该偏置是相反的。如果两侧不相反，那么偏压将会移动，表示误差。然后通过信号与偏置求和电路22将该偏压与所需的信号求和，并提供给比较器4。比较器4将该信号与有损积分器6中的一个的输出进行比较。然后，比较器4将切换到保持这两个信号彼此之间尽可能接近，就像图7中描绘的半桥实施例。
通过收集和求和桥的两半，输出滤波器11上的误差是非常准确地知道的。任何电源导轨波动将相同地出现在两半，并因此将会相应地移动偏置点。这然后由比较器4进行补偿，以确保电压导轨噪声被抑制，并且不存在于输出滤波器11上。
任何与所述偏压混合的信号可以被认为是进一步的误差，但由于该信号应该相同地并以相反极性存在于H桥27的两半上，它不会出现于偏置电压。因此，在补偿时，比较器实际上在两半上相同地增加了该信号。如上所述的任何不平衡确实出现在该偏置信号中，并因此被抑制。
图12的电路34示出了本发明的第六实施例。该电路34包括电源单元2、偏置发生器3、比较器4、单个有损积分器6、全桥或H桥电路27、低通滤波网络11和负载12。在降低误差检测成本上与图11中的电路26相比，图12的电路34降低了元件的数量。
图13示出了本发明另一实施例的数学模型38。模型38包括由附图标记39标识的输入信号X(s)，该输入信号X(s)与偏置电压41在40处被求和。偏置电压41以任何合适的方式产生，优选的是根据本发明前述的实施例来产生。该求和的结果是比较器42的一个输入。
比较器42的另一个输入是多个信号的总和49。这些信号中的一个信号是经过函数K1.F1(s)46变换的比较器42的输出，其中K1是增益的换算系数，F1(s)是有损积分器。这产生了自振荡。函数H1(s)41和H2(s)44是各种可选的输出滤波器。总和49的第二个输入是经过函数H1(s).K2.F2(s)变换的比较器42的输出。变换K2.F2(s)47是可选的附加反馈功能。该实施例允许任何数量的反馈路径(Kn.Fn(s))，在图13中仅通过路径H2(s).K3.F3(s)举例说明。
图14的模型51仅仅在关于求和如何发生的方面不同于图13的模型38。如同图13的模型38，比较器42的一个输入是经函数K1.F1(s)换算的该比较器的输出。然而，没有其他的信号在该点处进行求和。作为替代，经过函数H1(s).K2.F2(s)和H2.K3.F3(S)进一步变换的该比较器的输出在总和52处与偏置和信号39一起进行求和。
图15示出了本发明另一实施例的电路60的示意图。该电路60包括电源单元2、偏置发生器3、比较器4、两个有损积分器6、全桥或H桥开关电路65、低通滤波网络11和负载12。在本实施例中，Out1目前通过衍生连接66与有损积分器6的Out2连接在一起，该衍生连接66包括电阻R8和电容器C5；Out2目前通过另一个衍生连接66’与另一个有损积分器6的Out1连接在一起，该衍生连接66’包括电阻R2和电容器C3。这种交叉提供了补偿(即取反)，而R8、R2和C5、C3的各电阻值和电容值与有损积分器6一起确定了系统的频率响应。这使得系统的总谐波失真(THD)降低，消除了部分有损积分器的衰减波形本质。
图15A示出了图15的数学模型，其中两个独立的传递函数K1.F1(s)71和K1.F2(s)72接收来自比较器4的方波输出的输入。K1.F1(s)可以是负责载波产生的有损积分器，K2.F2(s)是负的衍生物。将这些特征求和会中和有损积分器的总谐波失真效应，因为载波目前包含更高频信息，该更高频信息在有损积分器6的寄生总谐波失真的相反方向上改变载波梯度。
图16示出了要被跟踪和放大的输入信号810。波形820和830是载波信号，波形820是来自现有技术的电路中的原始的、非补偿的集成信号，830是利用具有衍生连接的图15的电路或者图15A的模型产生的波形。
“有损积分器”的信号增益在信号电压范围上是不恒定的，趋向于随着输入信号的振幅增加而降低。
在图16中，波形820和830将根据输入信号810改变形状。
该非补偿的集成信号820具有较长的“充电”期间B-B’和较短的“放电”期间B’-B”。这是比较器的数字时间延迟和当载波不是在大约中点轨(其中载波是对称的)时的差分电压梯度的副产品。结果是趋向于朝着中点轨过量的超调，其为当信号进一步从中点轨移动并因此压缩时变得更加明显的效果。
波形830是利用图15中的电路的结果，也就是，加入一个近似或理想的负衍生物。需要注意的是，输入信号对于两个载波是相同的。然而，载波波形830在许多方面不同于波形820。最明显的是，小得多的超调，这立即减少了总谐波失真。另一个和更细微的差别在于波形的“充电”(或上升)边沿的变化。波形830，衰减最初是实际上相反方向的，造成加速远离中点轨。这个加速是短暂的，并再次开始衰减。这就是超调被减小的原因。
此外，载波频率被降低了，这具有降低系统噪声、同时也降低了切换功率的优点。希派斯专利试图产生类似的效果，但是通过复杂得多的装置。
本发明在很多方面不同于现有技术中的电路。该电路取样开关单元的输出电压，不是后置滤波器输出，并且它是通过有损积分器产生一个三角波载波的切换阶段。本发明人的设想是正确设计的无源滤波器会增加少量失真，但试图过量地使用后置滤波网络信号可能因滤波器延迟而增加互调失真。虽然增加后置滤波器反馈是一种选择，但是由于已提及的各原因希望尽可能降低这种失真。
该有损积分器产生自振荡电路，其中操作频率依赖于该电路的传播延迟，该电路的传播延迟被故意修改以适合于电路任务。因此，滤波器的设计和操作几乎是独立的功能。该电路的频率不是“固定地”被确定的。滤波器的这种独立操作是必需的，使得EMI问题可以在许多应用中得到解决。
该电路将任何的互调产物在很宽的频率范围内涂成听不见级别。通常情况下，互调产物是由相位和频率的非线性特性造成的，相位和频率的非线性特性创建了固定时钟与调制信号之间的和与差产物。在数学上，用于可变载波与信号之间的互调产物的解决方案是不容易确定的，但可以设想，在任何特定频率的级别相比于固定频率电路停留于一个频点(并因此可听见)的可能性小得多。
应当承认，有损积分器是有点不理想的，但电路的功能是简单的，并且有损积分器的非线性可以通过增加由一个简单的RC网络获得的失真功能而被修改。这个网络增加在波形的压缩的波峰和波谷处，并且在该波形的未受影响的中间部分增加得非常少。发明人的这些知识并未在任何已知的文献中被报道过。这一修改导致放大器，该放大器产生在数量级上低于大多数的扬声器的谐波失真，和可听见的恼人的现有互调失真的状态。
以上实施例中描述的电路使用模拟元件。因此，这些电路工作在连续的时间域。然而，如果将这些模拟元件被数字元件取代，这些电路也可以在离散时间域工作。
在软件中，有损积分器可以视情况被写入无限脉冲响应(IIR)或有限脉冲响应(FIR)的形式。例如，在每个计算周期或一组周期中，数字有损积分器具有固定或者不固定的量从中被减去。
本发明提供了一种新的方法来控制放大器，该方法减轻或甚至消除了D类放大器控制方法中固有的许多传统问题。
与现有技术相比，本发明的显著不同是利用了一个与单个比较器相结合的积分器。结果产生了简单得多、但更卓越的系统。
此外，本发明大大降低了导轨失衡可以对所得到的信号产生的影响。
本发明的另一个优点在应用于无刷电机上时被实现。该系统的卓越的切换速度和瞬态响应允许增强的、但是简单的驱动控制。
虽然本发明已经参照几个具体的实施例进行描述，但该描述是用来说明本发明的，而不应视为限制本发明。在不偏离本发明的真实精神和权利要求书所限定的本发明的范围内，本领域的普通技术人员可以对本发明作各种修改。
在本说明书中提及的对任何现有技术的引用不是、并且不应该被认为是承认或任何形式的建议该引用的现有技术构成部分公知常识，无论是在澳大利亚或其他地方。
在本说明书中，词语“包括”、“包括在”、“包含”和“包含”视为详细说明所述的特征、整数、步骤或元件的存在，但不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、元件或他们的组合。
在权利要求中，每个从属权利要求被理解为在它所引用的主权利要求或各权利要求的范围之内，在这个意义上，一个从属权利要求不应当被解释为被侵权，除非它所引用的主权利要求也被侵权。

Claims (17)

1.一种电路，用于响应于第一信号产生一系列脉冲，该电路包括：
有损积分器，接收第二信号作为其输入；以及
比较器：
在所述比较器的输入端中的一个输入端接收所述有损积分器的输出；以及
在所述比较器的输入端中的另一个输入端接收所述第一信号。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述有损积分器包括串联的电阻和电容。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述有损积分器包括：
串联的电阻和电容；以及
与所述电容并联的电阻，
所述有损积分器的输入被施加在两个电阻上，来自所述有损积分器的输出产生于所述电容的两端。
4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，以下中的至少一个：
所述有损积分器；以及
所述比较器，
是通过使用数字操作来实施。
5.根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，由所述比较器的输出所确定的信号控制至少一个开关元件的切换。
6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述开关元件是半桥结构。
7.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述述开关元件是全桥结构。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的电路，其特征在于，所述开关元件切换电源到负载。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，低通滤波器被置于所述开关元件与所述负载之间。
10.根据权利要求9所述的电路，其特征在于，所述负载也作为低通滤波器进行工作。
11.根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，所述第二信号至少部分地依赖于至少一个开关元件的输出。
12.根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，所述第一信号至少部分地依赖于偏置信号。
13.根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，所述第一信号至少部分地依赖于要被放大的信号。
14.根据前述任一权利要求所述的电路，其特征在于，每一个开关元件是晶体管。
15.根据权利要求14所述的电路，其特征在于，每一个晶体管是场效应晶体管FET。
16.一种稳压电源，包括根据权利要求1至12中任一项所述的电路。
17.一种放大器，包括根据权利要求1至12中任一项所述的电路。
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