CN104065353A - 静音启动d类放大器 - Google Patents

Abstract

一种D类放大器包括预放大器，其具有被配置为接收在启动时以高速率形成斜坡的放大器基准电压信号。积分器具有被配置为从预放大器接收输入信号的第一输入以及被配置为接收在启动时以较低速率形成斜坡的积分器基准电压信号。调制器具有耦合至该积分器的输出的输入。该调制器生成经脉冲宽度调制的输出信号。在启动时通过施加作为积分器基准电压信号的缓慢斜坡信号以及作为放大器基准电压信号的快速斜坡信号而控制D类放大器的操作，以使得经脉冲宽度调制的输出信号响应于积分器基准电压信号的升高的电压而表现出占空比的增大变化，并且在启动时并不引入“砰声”。

Description

静音启动D类放大器

技术领域

本发明涉及放大器电路，尤其涉及一种包括静音启动功能的D类类型放大器。

背景技术

参考图1，其图示了可进行操作以将输入信号12(例如，音频信号)转化为高频脉冲14的常规D类放大器10的电路图。典型的D类放大器利用脉冲宽度调制器18生成其宽度作为输入信号12的幅度的函数而变化的高频脉冲14。脉冲宽度调制器18通常可以包括比较器19，其具有接收输入信号12的第一(正)输入以及接收锯齿(或三角)波形基准21的第二(负)输入。从脉冲宽度调制器18输出的宽度变化的脉冲由驱动逻辑电路20进行处理而产生相反相位脉冲的控制信号22，以便施加于以半桥(half-bridge)配置进行部署的晶体管开关16的控制端子。晶体管桥的输出通过低通滤波器24(具有DC阻塞电容器)耦合至负载26(在这种情况下，在输入信号是音频信号时被图示为扬声器)。低通滤波器24将脉冲转换回输入信号的放大版本以便施加于负载。在一种实施方式中，虽然在需要的情况下能够使用更为复杂的滤波电路，但是滤波器24由常规电感/电容电路所形成。

虽然脉冲宽度调制器18被图示为将输入信号转换为高频脉冲的电路，但是利用其它脉冲调制电路来处理音频输入信号是本领域已知的。例如，可以使用脉冲密度调制器。

参考图2，常规的D类放大器10可以进一步包括积分器电路30。积分器电路30包括运算放大器32，其具有耦合以通过输入电阻器Rin接收输入信号12的第一(负)输入。运算放大器32的第二(正)输入接收固定的基准电压Vref。该运算放大器的输出耦合至脉冲宽度调制器18的输入，并且进一步在反馈电路中通过反馈电容器Cfb耦合至运算放大器32的负输入。提供至运算放大器32的正输入的固定电压Vref通常被设置为等于运算放大器32的供电电压Vdd的一半。供电电压Vdd通常与晶体管桥所使用的供电电压Vcc分隔开来并且与其处于不同的电压电平。

在操作中，晶体管桥处的开关功率晶体管的方波输出与运算放大器32的负输入处的音频输入相加以提供负反馈。在低通滤波器24之前(而不是之后)取得该负反馈，以避免在反馈回路中需要复杂的补偿网络来处理由低通滤波器所引起的相移。反馈电阻器Rfb因此耦合在晶体管桥的输出和运算放大器32的负输入之间。

晶体管桥的方波输出与音频输入同步，但重要的是要去除音频输入信号的载波。积分器电路30用来将方波输出与音频输入信号相加。积分器电路30将所产生的误差信号送入占空比调制器18的正输入。调制器18的比较器电路因此将三角波形基准与该误差信号进行比较并且产生作为方波的调制输出，其占空比与音频输入信号的幅度成比例。

为了适当驱动晶体管桥电路，驱动逻辑20将调制输出转换为驱动信号以便对该晶体管桥的处于逆相位关系的高低功率开关进行驱动。驱动逻辑20因此将把该桥的一个开关驱动为饱和而该桥的其它开关则被切断(反之亦然)。如本领域技术人员所知的，晶体管桥的开关和导通损失的组合定义了放大器效率的上界。经调制的输出的方波使得桥开关尽可能快地改变状态。快速开关是所期望的，因为其限制了桥开关在线性操作区域中所耗费的时间，由此提高了效率并减少了热量产生。

低通滤波器24用来过滤掉晶体管桥的功率开关所生成的高频方波。由此仅留下了输入音频信号的放大版本以驱动负载。

本领域技术人员认识到，D类放大器在针对放大器的功率首先开启时在扬声器处产生可被注意到的“砰声(pop)”。重要的是要关于输入音频信号保留输入信号中的保真度。输出信号中诸如启动时的“砰声”之类的任意假象的出现都是不可接受的。

虽然本领域已知针对启动假象问题的多种解决方案，但是这些解决方案中的许多是昂贵、过于复杂的，或者会引入其它问题(包括假象)。本领域需要为与常规D类放大器相关联的启动假象问题提供一种廉价且有效的解决方案。

发明内容

在一个实施例中，一种D类放大器电路包括：积分器，其具有被配置为接收输入信号的第一输入以及被配置为接收基准电压信号的第二输入；第一斜坡生成器，其被配置为在放大器启动时生成积分器斜坡信号，所述积分器斜坡信号作为基准电压信号施加于积分器的第二输入；调制器电路，其具有耦合至积分器的输出的输入；晶体管桥电路，其被配置为响应于从调制器电路输出的调制信号而被驱动；和反馈回路，其将晶体管桥的输出耦合至积分器的第一输入。该放大器进一步包括预放大器电路，其被配置为生成所述输入信号，其中该预放大器电路具有被配置为对从其中导出输入信号的信号进行接收的第一输入，并且具有被配置为接收基准电压信号的第二输入，以及被配置为在放大器启动时生成放大器斜坡信号的第二斜坡生成器，所述放大器斜坡信号作为基准电压信号施加于预放大器电路的第二输入。

在一个实施例中，给出了一种用于在放大器启动时操作D类放大器的方法。该D类放大器包括积分器，其具有被配置为接收输入信号的第一输入以及被配置为接收基准电压信号的第二输入。该方法包括：在放大器启动时生成积分器斜坡信号；并且将所述积分器斜坡信号作为基准电压信号施加于积分器的第二输入。该方法进一步包括在放大器启动时生成放大器斜坡信号并且将所述放大器斜坡信号作为基准电压信号施加于预放大器电路。

在一个实施例中，一种D类放大器电路包括：积分器，其具有被配置为接收输入信号的第一输入以及被配置为接收积分器基准电压信号的第二输入；调制器电路，其具有耦合至积分器的输出的输入，所述调制器电路生成经脉冲宽度调制的输出信号；以及启动电路，其被配置为响应于放大器启动而斜升积分器基准电压信号以使得所述经脉冲宽度调制的输出信号响应于积分器基准电压信号的电压升高而表现出占空比的增大变化。该电路进一步包括预放大器电路，其被配置为生成所述输入信号，其中该预放大器电路具有被配置为对从其中导出输入信号的信号进行接收的第一输入，并且具有被配置为接收放大器基准电压信号的第二输入，该启动电路进一步被配置为使得放大器基准电压信号以比积分器基准电压信号更快的速率斜升。

在一个实施例中，一种用于操作D类放大器的方法包括：利用积分器电路对输入信号进行积分，该积分器电路具有被配置为接收积分器基准电压信号的输入；对积分输入信号进行调制以生成经脉冲宽度调制的输出信号；并且通过使得积分器基准电压信号斜升而在启动电路对D类放大器进行操作，以使得所述经脉冲宽度调制的输出信号响应于积分器基准电压信号的升高的电压而表现出占空比的增大变化。该方法进一步包括利用放大器对信号进行预放大以生成所述输入信号，所述放大器具有被配置为接收放大器基准电压信号的输入，并且通过以比积分器基准电压信号更快的速率斜升放大器基准电压信号而在启动电路进一步对D类放大器进行操作。

附图说明

为了更好地理解实施例，现在将仅以示例方式参考附图，其中：

图1和2图示了常规D类放大器电路配置；

图3是具有静音启动的D类放大器的电路图；

图4图示了放大器斜坡电压基准的电路图；

图5图示了积分器斜坡电压基准的电路图；并且

图6图示了图3的放大器的启动操作的波形。

具体实施方式

现在参考图3，其示出了具有静音启动的D类放大器100的电路图。

放大器100包括预放大器电路102，其包括运算放大器104，该运算放大器104具有通过输入电阻器Rin1耦合以接收输入信号106(例如，音频信号)的第一(负)输入以及被耦合以从放大器斜坡电压基准108接收输出信号的第二(正)输入。反馈电阻器Rfb1耦合在运算放大器104的输出和负输入之间。

放大器100进一步包括积分器电路120，其包括运算放大器122，该运算放大器122具有通过输入电阻器Rin2耦合以从运算放大器104的输出接收预放大输入信号106的第一(负)输入以及被耦合以从积分器斜坡电压基准124接收输出信号的第二(正)输入。反馈电容器Cfb耦合在运算放大器122的输出和负输入之间。

放大器100进一步包括调制器电路140，其包括比较器142，该比较器142具有耦合至运算放大器122的输出(以接收预放大和积分输入信号106)的第一(正)输入以及被耦合以从锯齿(或三角)波形基准144接收输出信号的第二(负)输入。调制器140用于产生调制输出，其采用其占空比与输入信号106的幅度成比例的方波的形式。

放大器100进一步包括驱动逻辑电路150，其具有耦合至比较器142的输出的输入以及多个输出。驱动逻辑150用于将从调制器电路140所接收的调制输出信号转换为逆相位驱动信号152和154。

放大器100进一步包括晶体管桥电路160，其包括第一驱动晶体管162(例如，p沟道MOSFET)和第二驱动晶体管164(例如，n沟道MOSFET)。第一和第二驱动晶体管以半桥配置与其在输出节点166串联耦合的源极-漏极电路路径相连接。第一驱动晶体管162的源极节点耦合到与高压供电基准Vcc相关联的高供电节点。第二驱动晶体管164的源极节点耦合到与低压供电基准(例如，接地端或-Vcc)相关联的低供电节点。第一和第二驱动晶体管的漏极在输出节点166处耦合在一起。

放大器100进一步包括耦合在输出节点166和运算放大器122的负输入节点之间的反馈电路170。反馈电路170给出了反馈阻抗Rfb2。该反馈阻抗由电阻器R1、R2和R3形成的阻抗电路所定义。电阻器R1和R3串联连接以形成分压器电路。电阻器R2耦合在分压器电路的抽头节点和运算放大器122的负输入之间。反馈阻抗Rfb2所给出的阻抗可以如下计算：

Rfb2＝(n+1)R2+nR3，其中R1＝nR3

放大器100进一步包括低通滤波器电路180。低通滤波器电路180可以包括任意适当的模拟滤波器设计。在示例性实施例中，该低通滤波器由串联耦合在输出节点166和与低电压供电基准相关联的低供电节点之间的电感L1和电容器C1所形成。

放大器100进一步包括耦合在串联连接的电感L1和电容器C1的连接节点182和要由放大器进行驱动的负载190之间的输出电容器C2。输出电容器C2用作DC阻塞电容器。负载190可以包括任意适当负载，并且在示例性实现中包括扬声器，因为在示例性实现中输入信号可以包括音频信号。

关于放大器100的稳定性，如下给出环路传递H(s)：

H(s)＝Vout/Vin＝Gpwm/(s*Rfb2*Cfb)

其中Gpwm是Vcc与Vt之比(即，Vcc/Vt)所反映的增益，

其中Vt是基准144所生成的锯齿(或三角)波形信号146的最大电压和最小电压之间的电压差。

锯齿(或三角)波形信号146的斜率优选地应当大于来自积分器电路120的输出信号的斜率。换句话说：

dV146/dt＞dVo120/dt

其中V146是锯齿(或三角)波形信号146的电压而Vo120是积分器电路120的输出处的电压。

还将要注意到，来自积分器电路120的输出信号的斜率由以下所给出：

dVo120/dt＝Ic/Cfb

调制深度在针对运算放大器122的输入电流Iin等于运算放大器122的负输入处的反馈电流Ifb时变为100％。在这种情况下，反馈电容器Cfb的充电/放电电流Ic最大。结果，反馈回路的稳定性的标准变为：

dV146/dt＞Vcc/(Rfb2*Cfb)，

因为Ic(max)＝Vcc/Rfb2

关于DC平衡和静音启动，当输入信号为零时，负载处的输出需要在Vcc/2有所偏移。这是针对DC平衡的要求。生成放大器斜坡电压基准108和积分器斜坡电压基准124以实现所期望的平衡。

依据Kirchhoff法则，由下式给出输出电压的平均值Vout：

Vout＝N*V124(1+(n+1)/N)-N*V108

其中Vout是图3中V166或V182的平均值，并且V108是基准108所生成的放大器斜坡电压信号110的电压，V124是基准124所生成的积分器斜坡电压信号126的电压，n＝R1/R3且N＝Rfb2/Rin2。Rfb2的反馈阻抗被实现为如所示具有Rfb2＝(n+1)R2+nR3的电阻网络，其中R1＝nR3。

为了相对于零伏特的音频输入信号而使得输出在Vcc/2偏置，放大器斜坡电压信号110和积分器斜坡电压信号126的电压最大值必须如下：

V126(max)＝Vdd/2

V110(max)＝Vdd(1/2+(n+1)/(2N))-Vcc/(2N)

现在参考图4，其图示了放大器斜坡电压基准108的电路图。放大器斜坡电压基准108的电路图包括作为分压器而串联连接的电阻器R7和电阻器R8。电阻器R9与电阻器R8并联连接。电阻器R7和R8具有等于2*R1的阻抗值。电阻器R9具有等于R3的阻抗值。运算放大器130包括被耦合以接收电压Vdd/2的第一(正)输入。运算放大器130的第二(负)输入通过电阻器R10耦合到R7/R8分压器的抽头节点。电阻器R10具有等于R2的阻抗。运算放大器130的输出通过反馈电阻器R11耦合至运算放大器130的负输入。电阻器R11具有等于Rin2的阻抗。电阻器R12耦合在运算放大器130的输出和基准124的输出节点132之间。电容器C4耦合在输出节点132和与低压供电基准相关联的低供电节点之间。开关电路134与电阻器R12并联耦合。开关电路134由控制电路136所控制。

利用所图示的电路配置，输出节点132生成放大器斜坡电压信号110，其具有最大电压值V110(max)＝Vdd(1/2+(n+1)/(2N))-Vcc/(2N)。耦合在输出节点132的适当值的C4和R12将引入基准信号110足够好的PSRR(电源电压抑制比)性能。开关134用来在电阻器R12周围进行短路并且提供放大器斜坡电压信号110到其最大电压值的快速充电。开关134由控制电路136所控制并且以这种方式进行工作：在施加Vdd电力时开关134短路R12，并且快速充电V110。将当V110已经被快速充电至其最大值附近时开关134打开。以这种方式，V110达到其最大电压值所用的延迟时间td1将非常小(例如，数微秒至数十微秒)。

现在参考图5，其图示了积分器斜坡电压基准124的电路图。积分器斜坡电压基准124的电路包括作为分压器串联连接的电阻器R4和电阻器R5。电阻器R4和R5的阻抗优选地相等而使得从分压器抽头节点输出等于Vdd/2的电压。运算放大器112包括耦合至阻性分压器抽头节点以接收电压Vdd/2的第一(正)输入。来自R4/R5分压器抽头节点的Vdd/2输出还可以被施加至图4中的运算放大器130的正输入。运算放大器112的输出分流连接至运算放大器112的第二(负)输入以形成单一的增益电压缓冲器。电阻器R6耦合在运算放大器112的输出和基准124的输出节点114之间。电容器C3耦合在输出节点114和与低压供电基准相关联的低供电节点之间。

利用所图示的电路配置，输出节点114生成具有最大电压值为V126(max)＝Vdd/2的积分器斜坡电压信号126。耦合在输出节点114的电容器C3将在积分器斜坡电压信号126的上升中引入回转(slew)，这在已经施加了Vdd电压之后将该信号达到最大电压值延迟了(由R6和C3的时间常量所设置的)时间延迟td2。

参考图4和5，选择R6、R12、C3和C4的值以及开关134的控制电路136，以确保相对于时间t1、t2和t3的正确的时序顺序和时间延迟td1和td2以便确保正确启动以及抑制如以上所描述的“砰声”噪音。

时间延迟td1和时间延迟td2被控制以针对放大器100实施某种启动顺序。特别地，td1＜td2并且更具体地td1＜＜td2。利用该配置，放大器斜坡电压信号110将在积分器斜坡电压信号126上升至其阈值电压(＝V108(max)/(1+(1+n)/N)之前上升至其最大电压值，并且输出将在该点之前保持为零。如果这样，启动瞬间的“砰声”噪音将得以被抑制。在示例性实现中，td1处于数微秒至数十微秒的量级而td2则处于数十毫秒的量级(例如，大于或等于约60ms)。通过使用开关134，放大器斜坡信号V110在时间t2之前被快速充电至其最大电压值。

现在参考图6，其图示了放大器100的启动操作的波形。在时间t1，Vcc和Vdd电力被施加于放大器100并且放大器进入启动(具有均开始升高的信号V110和V126)。放大器斜坡电压信号110在时间t1开始上升并且在时间延迟td1内上升至其最大电压值。积分器斜坡电压信号126在时间t1开始其上升并且占用时间延迟td2朝其最大电压值上升。将要注意的是，时间延迟td1实质上短于时间延迟td2并且必须通过时间t2来完成。当上升的积分器斜坡电压信号126达到阈值400(＝V108(max)/(1+(1+n)/N)时，调制器电路140开始生成调制信号(参见402)。在该时间点之前，输出保持为零。随着积分器斜坡电压信号126继续上升，输出V182将从非常小朝着Vcc/2缓慢上升。因此，从调制器电路140所输出的PWM信号V166的占空比最初具有低占空比，并且低通滤波器180的输出处的信号V182为低(参见406)。随着积分器斜坡电压信号126继续朝其最大值上升，PWM输出信号的占空比相对应地增大(参见404)，并且低通滤波器180的输出处的信号V182相对应地上升(参见408)。积分器斜坡电压信号126最终在时间延迟td2结束时达到其最大值(参见410)，并且PWM输出信号在该点处具有50％的占空比且低通滤波器180的输出处的信号已经上升至Vcc供电电压的一半。由于放大器和积分器斜坡基准的增大以及PWM输出信号的占空比的逐渐增大(由于缓慢上升的积分器斜坡电压信号126)，在低通滤波器180的输出处的信号中没有引入“砰声”或假象。

虽然晶体管桥被图示为半桥电路，但是将要理解的是，放大器100的配置和操作可等同地应用于全桥设计。

由于“砰声”噪音是由于分支不匹配的潜在问题，所以本发明可进一步应用于桥接负载(BTL)类型的D性放大器。

以上已经通过本发明示例性实施例的完整且信息性描述的示例性和非限制性示例的方式提供了描述。然而，当结合附图和所附权利要求书进行阅读时，将通过以上描述，各种修改和适配形式对于相关领域技术人员可以变得显而易见。然而，对本发明教导的所有这样和类似的修改将仍然落入如所附权利要求书所确定的本发明的范围之内。

Claims (22)

1.一种D类放大器电路，包括：

积分器，其具有被配置为接收输入信号的第一输入以及被配置为接收基准电压信号的第二输入；

第一斜坡生成器，其被配置为在放大器启动时生成积分器斜坡信号，所述积分器斜坡信号作为基准电压信号被施加于积分器的第二输入；

调制器电路，其具有耦合至积分器的输出的输入；

晶体管桥电路，其被配置为响应于从调制器电路输出的调制信号而被驱动；以及

反馈回路，其将晶体管桥的输出耦合至积分器的第一输入。

2.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中积分器斜坡信号具有数十毫秒量级的达到最大值的上升时间。

3.根据权利要求1所述的D类放大器电路，进一步包括：

预放大器电路，其被配置为生成所述输入信号，该预放大器电路具有被配置为对从其导出出输入信号的信号进行接收的第一输入，并且具有被配置为接收基准电压信号的第二输入；以及

第二斜坡生成器，其被配置为在放大器启动时生成放大器斜坡信号，所述放大器斜坡信号作为基准电压信号被施加于预放大器电路的第二输入。

4.根据权利要求3所述的D类放大器电路，其中积分器斜坡信号具有比放大器斜坡信号的上升时间更长的上升时间。

5.根据权利要求3所述的D类放大器电路，其中积分器斜坡信号具有数十毫秒的量级的达到最大值的上升时间。

6.根据权利要求5所述的D类放大器电路，其中放大器斜坡信号具有数微秒量级的达到最大值的上升时间。

7.根据权利要求6所述的D类放大器电路，其中放大器斜坡信号的最大值从晶体管桥的高供电电压所导出。

8.根据权利要求7所述的D类放大器电路，其中积分器斜坡信号的最大值从积分器的高供电电压所导出。

9.一种用于在放大器启动时操作D类放大器的方法，其中所述D类放大器包括积分器，该积分器具有被配置为接收输入信号的第一输入以及被配置为接收基准电压信号的第二输入，该方法包括：

在放大器启动时生成积分器斜坡信号；以及

将所述积分器斜坡信号作为基准电压信号施加于积分器的第二输入。

10.根据权利要求9所述的方法，其中积分器斜坡信号具有数十毫秒量级的达到最大值的上升时间。

11.根据权利要求9所述的方法，其中该D类放大器进一步包括预放大器电路，其被配置为生成所述输入信号，该预放大器电路具有被配置为对从其导出输入信号的信号进行接收的第一输入，并且具有被配置为接收基准电压信号的第二输入，该方法进一步包括：

在放大器启动时生成放大器斜坡信号；以及

将所述放大器斜坡信号作为基准电压信号施加于预放大器电路。

12.根据权利要求11所述的方法，其中积分器斜坡信号具有比放大器斜坡信号的上升时间更长的上升时间。

13.根据权利要求11所述的方法，其中积分器斜坡信号具有数十毫秒的量级的达到最大值的上升时间。

14.根据权利要求13所述的方法，其中放大器斜坡信号具有数微秒量级的达到最大值的上升时间。

15.根据权利要求14所述的方法，其中放大器斜坡信号的最大值从晶体管桥的高供电电压所导出。

16.根据权利要求15所述的方法，其中积分器斜坡信号的最大值从积分器的高供电电压所导出。

17.一种D类放大器电路，包括：

积分器，其具有被配置为接收输入信号的第一输入以及被配置为接收积分器基准电压信号的第二输入；

调制器电路，其具有耦合至积分器的输出的输入，所述调制器电路生成经脉冲宽度调制的输出信号；以及

启动电路，其被配置为响应于放大器启动而斜升积分器基准电压信号，以使得所述经脉冲宽度调制的输出信号响应于积分器基准电压信号的升高的电压而表现出占空比的增大变化。

18.根据权利要求17所述的D类放大器电路，其中积分基准电压信号升高的电压具有数十毫秒量级的达到最大值的上升时间。

19.根据权利要求17所述的D类放大器电路，进一步包括：

预放大器电路，其被配置为生成所述输入信号，该预放大器电路具有被配置为对从其导出输入信号的信号进行接收的第一输入，并且具有被配置为接收放大器基准电压信号的第二输入；并且

其中所述启动电路进一步被配置为使得放大器基准电压信号以比积分器基准电压信号更快的速率斜升。

20.根据权利要求19所述的D类放大器电路，其中积分器基准电压信号具有数十毫秒的量级的达到最大值的上升时间，并且放大器基准电压信号具有数微秒量级的达到最大值的数微秒量级的上升时间。

21.一种用于操作D类放大器的方法，包括：

利用积分器电路对输入信号进行积分，该积分器电路具有被配置为接收积分器基准电压信号的输入；

调制经积分的输入信号以生成经脉冲宽度调制的输出信号；以及

通过斜升积分器基准电压信号而在启动电路对D类放大器进行操作，以使得所述经脉冲宽度调制的输出信号响应于积分器基准电压信号的升高的电压而表现出占空比的增大变化。

22.根据权利要求21所述的方法，进一步包括：

利用放大器对信号进行预放大以生成所述输入信号，所述放大器具有被配置为接收放大器基准电压信号的输入；以及

通过以比积分器基准电压信号更快的速率斜升放大器基准电压信号而在启动电路进一步对D类放大器进行操作。