JP2013225828A

JP2013225828A - 増幅装置、無線通信装置、及び負荷変動器

Info

Publication number: JP2013225828A
Application number: JP2012179903A
Authority: JP
Inventors: Rei Gaku; 麗岳; Takashi Maebatake; 貴前畠; Kazuyuki Totani; 一幸戸谷
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2011-08-26
Filing date: 2012-08-14
Publication date: 2013-10-31
Also published as: JP2013225829A; JP2013225827A; JP6007666B2

Abstract

【課題】新規な負荷変動部を提供する。
【解決手段】増幅装置９５１は、信号を増幅する増幅器９５２と、前記増幅器９５２の出力側に接続された負荷変動部と、を備えている。負荷変動部５００１は、伝送線路５０１１と、伝送線路５０１１の中途に接続されたシャント回路５０３０と、を備えている。シャント回路５０３０は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子Ｌを含む。制御素子Ｌは、素子状態の変化によって、負荷変動部５００１のインピーダンスを変化させる。シャント回路５０３０のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、負荷変動部５００１のインピーダンスは、負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であるとともに、抵抗成分が支配的な値である。
【選択図】図５３

Description

本発明は、増幅装置、無線通信装置、及び負荷変動器に関するものである。

電力増幅器の高効率化において、ピーク電力の低減は重要技術の１つである。広帯域伝送を行う場合、変調方式としてＷ-ＣＤＭＡ，ＯＦＤＭが導入されており、これらの信号は平均電力対ピーク電力比が大きいという特徴を持っている。

このためこれらの信号を電力増幅器で増幅する場合、まれにしか発生しないピーク電力を出力する瞬間に対しても線形に増幅しなければならず、ピーク電力を出力可能な大出力の増幅器が必要となる。
従って、平均電力とピーク電力の比が大きい場合には、極端に大きな増幅器が必要となり、非常に無駄の多い、電力効率の低い装置になる。

そこで、出力電力に応じて必要な分だけ増幅器を動作させる方式が有効である。そのための１つの方式として、ＥＴ方式又はＥＥＲ方式などの電源変調方式（ＳｕｐｐｌｙＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＳＭ方式）がある。
もう１つの方式として、非特許文献１に示すように、負荷インピーダンスを変更する方式（ＬｏａｄＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＬＭ方式）がある。

前者のＳＭ方式は、増幅器の電源電圧を変化させて、出力電力を変化させるものである。一方、後者のＬＭ方式は、増幅器の電源に一定電圧を印加するが、増幅器の出力側に接続された負荷インピーダンスを変化させる事で、出力電力を変化させる方式である。

Hossein Mashad Nemati et al.,"Evaluation of a GaN HEMT Transistor for Load- and Supply-Modulation Applications Using Intrinsic Waveform Measurements", IEEE MTT-S IMS, May 2010

ＬＭ方式では増幅器の出力側の負荷を変動させる負荷変動器が必要となる。また、負荷変動器は、高周波信号を扱う様々な状況で必要とされる。
本発明者らは、従来とは異なる発想で負荷を変動させることができる負荷変動器を新規に見出した。
そこで、本発明は、新規な増幅装置、無線通信装置、及び負荷変動器を提供することを目的とする。

（１）ある観点からみた本発明は、信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力側に接続された負荷変動部と、を備える増幅装置であって、前記負荷変動部は、伝送線路と、前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、を備え、前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動部のインピーダンスを変化させ、前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であるとともに、抵抗成分が支配的な値であることを特徴とする増幅装置である。

上記本発明によれば、負荷変動部のインピーダンスの可変範囲は、増幅器との関係で適切なものとなる。

（２）他の観点からみた本発明は、信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力側に接続された負荷変動部と、を備える増幅装置であって、前記負荷変動部は、伝送線路と、前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、を備え、前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動部のインピーダンスを変化させ、前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であり、前記伝送線路は、λ／４伝送線路（λは、信号波長）であることを特徴とする増幅装置である。

（３）前記制御素子は、前記シャント回路が存在しないのと同視できる程度に、前記シャント回路のインピーダンスを高く変化させるのが好ましい。負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値になることができる。
（４）前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動部のインピーダンスを、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とインピーダンス整合する値又はその値の近傍の値に変化させるのが好ましい。この場合、負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とインピーダンス整合する値又はその値の近傍の値になることができる。

（５）前記制御素子は、前記負荷変動部のインピーダンスを、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化させるのが好ましい。この場合、荷変動部のインピーダンスは、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化することができる。

（６）前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とインピーダンス整合する値よりも小さい値であるのが好ましい。荷変動部のインピーダンスの可変範囲は、増幅器との関係で適切なものとなる。

（７）前記シャント回路は、前記伝送線路の線路方向における中央位置に接続されているのが好ましい。この場合、回路設計が容易となる。

（８）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（７）のいずれか１項に記載の増幅装置を備え、前記増幅装置により、通信信号を増幅することを特徴とする無線通信装置である。

（９）他の観点からみた本発明は、負荷が変動する負荷変動器であって、伝送線路と、
前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、を備え、前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動器のインピーダンスを変化させ、前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動器のインピーダンスは、前記負荷変動器から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であるとともに、抵抗成分が支配的な値であることを特徴とする負荷変動器である。

（１０）他の観点からみた本発明は、負荷が変動する負荷変動器であって、伝送線路と、前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、を備え、前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動器のインピーダンスを変化させ、前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動器のインピーダンスは、前記負荷変動器から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であり、前記伝送線路は、λ／４伝送線路（λは、信号波長）であることを特徴とする負荷変動器である。

第１実施形態に係る増幅装置の回路図である。効率特性図である。第２実施形態に係る増幅装置の回路図である。第３実施形態に係る増幅装置の回路図である。入力信号及び出力信号のＩＱ平面図である。入力電力に対する負荷の特性図である。入力電力に対する負荷の特性図である。第４実施形態に係る増幅装置の回路図（第１例）である。（ａ）は入力電力、負荷、出力電力、ゲインの関係を示すテーブルであり、（ｂ）は、入出力特性図である。第４実施形態に係る増幅装置の回路図（第２例）である。第５実施形態に係る増幅装置の回路図（第１例）である。負荷制御部に設定された入力電力と負荷の関係テーブルである。第５実施形態に係る増幅装置の回路図（第２例）である。信号合成を用いた負荷変動部の回路図である。信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第１例を示す回路図である。信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第２例を示す回路図である。信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第３例を示す回路図である。信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第４例を示す回路図である。ＬＩＮＣ方式の増幅装置の回路図である。可変位相器を用いた負荷変動部の回路図である。負荷変動部におけるインピーダンス変動範囲を示すスミスチャートである。（ａ）は、電圧差の変化と反射電力との関係を示すグラフであり、（ｂ）は、電圧差の変化と通過電力との関係を示すグラフである。可変位相器を用いた負荷変動部の回路図である。可変位相器を用いた負荷変動部の回路図である。可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置の回路図である。負荷変動部の負荷変動範囲と、増幅器からみた負荷変動範囲の関係を示す説明図である。可変インピーダンスの回路構成の例を示す図である。ロス率の測定結果を示す図である。分布定数線路のインピーダンスとロス率との関係を示す測定結果である。インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部の回路図である。可変位相器を複数用いた負荷変動部の回路図である。可変位相器を複数用いた負荷変動部を有する増幅装置の回路図である。（ａ）は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部の回路図であり、（ｂ）は、スイッチング素子がＯＦＦのときの回路状態を示す図であり、（ｃ）はスイッチング素子がＯＮのときの回路状態を示す図である。図３３（ａ）の負荷変動部の回路構成図である。（ａ）は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部の回路図であり、（ｂ）はスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦとインピーダンスの関係を示す表である。（ａ）は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部の回路図であり、（ｂ）は、スイッチング素子がＯＮのときの回路状態を示す図であり、（ｃ）はスイッチング素子がＯＦＦのときの回路状態を示す図である。図３６（ａ）の負荷変動部の回路構成図である。複数の部分負荷変動部を直列接続した負荷変動部の回路図である。（ａ）は、隣接する部分負荷変動部の干渉の説明図であり、（ｂ）は、干渉回避のため隣接する部分負荷変動部を離した状態の説明図である。回路基板における部分負荷変動部の配置を示す図である。部分負荷変動部の並列接続の例を示す図である。インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部を有する増幅装置の回路図である。インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部の回路である。インピーダンスを離散的に変化させる方法の説明図である。伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第１例を示す回路図である。（ａ）は図４５のシャント回路のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートであり、（ｂ）は、図４５の負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第２例を示す回路図である。図４７に示す負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第３例を示す回路図であり、（ｂ）は、第３例に係る負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第３例（特性インピーダンスを固定）を示す回路図であり、（ｂ）は、第３例に係る負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第３例（線路長を固定）を示す回路図であり、（ｂ）は、第３例に係る負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第４例を示す回路図であり、（ｂ）は、第４例に係る負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第５例を示す回路図であり、（ｂ）は、第５例に係る負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部の第５例（特性インピーダンス＝Ｚ_０）を示す回路図であり、（ｂ）は、第５例に係る負荷変動部のインピーダンスの可変範囲を示すスミスチャートである。第３例の負荷変動部のインピーダンスを離散的に変化させる回路例である。図５５に示す回路の等価回路図である。図５５に示す回路の等価回路図である。図５５に示す負荷変動部がとり得るインピーダンスを示す図である。第３例の負荷変動部のインピーダンスを離散的に変化させる回路例である。第３例の負荷変動部のインピーダンスを離散的に変化させる回路例である。第１シャント回路の他の例を示す回路図である。図６１の３λ／８線路の機能の説明図である。第１シャント回路の他の例を示す回路図である。第１シャント回路の他の例を示す回路図である。第１シャント回路の他の例を示す回路図である。第１シャント回路の他の例を示す回路図である。

以下、本発明及びそれに関連した技術の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
［１．第１実施形態］
図１は、第１実施形態に係る増幅装置１０１を示している。この増幅装置１０１は、移動体通信システムにおけるモバイル端末又は基地局装置などの無線通信装置に搭載され、通信信号の増幅を行うために用いられる。無線通信装置は、ＯＦＤＭ（ＯＦＤＭＡを含む）、Ｗ−ＣＤＭＡなどの広帯域信号を扱う方式に準拠したものである。ＯＦＭＤ及びＷ−ＣＤＭＡなどの方式における信号は、ピーク電力がまれにしか発生しない。つまり、これらの方式における信号は、瞬時電力変動を伴う信号である。なお、ＯＦＭＤ及びＷ−ＣＤＭＡなどの方式において、平均電力とピーク電力との比は、３ｄＢ以上となる。

図１に示す増幅装置１０１は、一般的なＬＭ方式に準拠した回路構成を有している。つまり、この増幅装置１０１の増幅器１０２には、位相情報を有するが振幅情報を有しない定包絡線信号（振幅が一定の信号）が入力（増幅前信号）として与えられる。
増幅器１０２の出力側に接続された負荷変動部１０３の負荷（インピーダンス）が変動することで、増幅器１０２の出力信号は、振幅変動する信号となる。負荷変動部１０３の負荷インピーダンスが入力信号の振幅変動に応じて変化することで、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する出力信号Ｐｏｕｔが得られる。

図１に示す増幅装置１は、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対する信号処理を行う処理部１０４を備えている。処理部１０４は、Ｉ／Ｑ信号が示す振幅を演算する振幅演算部１０４ａと、Ｉ／Ｑ信号が示す位相を演算する位相演算部１０４ｂと、を備えている。つまり、処理部１０４は、Ｉ／Ｑ信号に対するポーラ変調を行うポーラ（Ｐｏｌａｒ）変調器となっている。

さらに、処理部１０４は、振幅演算部１０４ａによって演算された振幅ｒに基づいて、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを変動させるための制御信号を生成する負荷制御部１０４ｃを備えている。負荷制御部１０４ｃは、入力信号（Ｉ／Ｑ信号）の振幅が小さいほど負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを大きくし、入力信号の振幅が大きいほど、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスを小さくするための制御信号を生成する。

負荷制御部１０４ｃから出力された制御信号は、遅延調整部１０５によって遅延調整がなされた上で、負荷変動部１０３に与えられる。遅延調整部１０５を有していることで、増幅器１０２の出力信号が、制御信号に対して遅延又は先行していても、その遅延又は先行を解消して両信号のタイミングを一致させることができる。なお、遅延調整部１０５に代えて、又は、遅延調整部１０５に加えて、増幅器１０２の入出力経路（ＲＦ経路）上に遅延調整部を設けても良い。

遅延調整部１０５は、遅延量を調整自在であり、例えば、増幅器１０２の温度特性によって、増幅器１０２へ入力された信号が増幅器１０２内を通過する時間が変化して、制御信号との時間差が生じても、その時間差を補正することができる。

位相演算部１０４ｂが出力した位相信号（入力信号における位相情報だけを持つ信号）は、位相変調器１０６によって位相変調され、位相情報を有する定包絡線信号（増幅前信号）が生成される（図１のＡ１参照）。
つまり、位相演算部１０４ｂ及び位相変調器１０６は、位相情報及び振幅情報が含まれている入力信号（Ｉ／Ｑ信号）を、位相情報が含まれた定包絡線信号に変換する変換部として機能する。位相情報を有する定包絡線信号は、増幅器１０２への入力信号となる。

増幅器１０２では、位相情報を有する定包絡線信号が増幅される。仮に、増幅器１０２の出力側の負荷インピーダンスが一定である場合、増幅器１０２からは、図１のＢ１に示すように、単に増幅された定包絡線信号が出力されるだけである。

しかし、負荷変動部１０３の負荷インピーダンスは、負荷制御部１０４ｃから出力された制御信号に応じて変化するため、増幅器１０２の出力信号は、図１のＣ１に示すように、振幅変動する信号となる。制御信号は入力信号の振幅情報に基づいて生成されているため、増幅器１０２の出力信号における振幅変動は、入力信号における振幅変動と同様のものとなる。つまり、増幅装置１０１の出力信号Ｐｏｕｔは、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する信号となる。出力信号Ｐｏｕｔは、無線通信装置が有するアンテナから出力される。

ここで、増幅器１０２の出力電圧をＶ、増幅器１０２の出力側の負荷インピーダンスをＺとすると、増幅器１０２の出力電力Ｐｏｕｔは、以下の式で表される。
Ｐｏｕｔ＝Ｖ^２／Ｚ
負荷インピーダンスを変動させることで、増幅器１０２の出力が変動することは、上記式からも明らかである。

さて、第１実施形態における増幅器１０２は、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級などのスイッチング増幅器（ＳｗｉｔｃｈｉｎｇＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）によって構成されている。スイッチング増幅器は、スイッチング動作する増幅器であり、デジタル増幅器（ＤｉｇｉｔａｌＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）とも呼ばれる。
スイッチング増幅器１０２は、基本的に、常に飽和状態で動作するため、理論的な電力効率は、出力電力の大きさに関わらず、常に１００％である。

スイッチング増幅器は、出力電力の大きさが一定となる増幅器であるため、増幅器の出力電力（振幅）を変動させる必要のあるＬＭ方式に応用した例は、従来なかった。しかし、本発明者らは、あえて、ＬＭ方式増幅装置１０１の増幅器１０２として、スイッチング増幅器を採用した。

本発明者らは、スイッチング増幅器は、出力電力の大きさが一定となる増幅器であるが、入力信号の振幅変動に応じて、出力側の負荷インピーダンスを変化させれば、スイッチング増幅器の出力電力（振幅）も、入力信号の振幅変動と同様に変動することを見出した。

一方、非特許文献１では、ＬＭ方式のための増幅器としてＢ級増幅器を使用している。Ｂ級増幅器は、出力電力が低下すると電力効率が劣化するため、非特許文献１において、低出力時にＬＭ方式の効率が低下したのは、Ｂ級増幅器を使用したためであると考えられる。

つまり、図２に示すように、Ｂ級増幅器を用いたＬＭ方式では、出力電力Ｐｏｕｔが小さくなると効率が劣化する（非特許文献１参照）。一方、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式では、出力電力が小さくなっても、効率劣化を抑えることができる。
なお、理論的には、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式では、効率が１００％となるが、他の要因による効率低下も生じるため、他の要因を考慮した効率の理論値は１００％よりもやや低い値（例えば、８０％程度）となる。また、実際には、低出力の場合には、他の要因による効率低下が生じ易い。

例えば非特許文献１では、入力信号として無変調信号（正弦波）を用いているが入力信号が広帯域信号（瞬時電力変動を伴う信号）である場合、電源変調を行うＳＭ方式では、電源効率（例えば８０％）を考慮すると、増幅装置全体の効率は、その分、更に低下する。
一方、ＬＭ方式では、一定電圧の条件下のもとで増幅器を動作させており高効率の電源を使用する事が出来る。
したがって、非特許文献１では、ＬＭ方式はＳＭ方式よりも性能が悪いものとされているが、入力信号が広帯域信号（瞬時電力変動を伴う信号）である場合には、スイッチング増幅器１０２を用いたＬＭ方式増幅装置の効率は、ＳＭ方式よりも効率がよくなることが期待される。

［２．第２実施形態］
図３は、第２実施形態に係る増幅装置２０１を示している。なお、以下において、第２実施形態に関し説明を省略した点については、第１実施形態と同様である。また、以下の各実施形態を示す図面において、各実施形態間で同一又は類似する構成については、符号の下一桁目の番号を共通にしている。

第２実施形態においては、第１実施形態における処理部１０４の位相演算部１０４ｂが省略され、代わりに、Ｉ／ｒ演算部２０４ｂ−１と、Ｑ／ｒ演算部２０４ｂ−２が設けられている。
Ｉ／ｒ演算部２０４ｂ−１及びＱ／ｒ演算部２０４ｂ−２は、Ｉ信号及びＱ信号それぞれを、振幅演算部２０４ａで求めた振幅ｒの大きさで割る。したがって、Ｉ／ｒ信号及びＱ／ｒ信号は、振幅情報が消去され位相情報だけを示すものとなる。

また、第２実施形態では、第１実施形態における位相変調器１０６に代えて、直交変調器２０６が設けられている。
Ｉ／ｒ信号及びＱ／ｒ信号を、直交変調器２０６にて直交変調することで、入力信号（Ｉ／Ｑ信号）の位相情報だけを有する定包絡線信号（増幅前信号）が生成される（図３のＡ２参照）。

直交変調器２０６から出力される定包絡線信号（図３のＡ２参照）は、第１実施形態の位相変調器１０６から出力される定包絡線信号（図１のＡ１参照）と同等のものである。
したがって、第２実施形態の増幅装置２０１も、第１実施形態の増幅装置１０１と同様に動作することができる。
しかも、第２実施形態の処理部２０４では、第１実施形態の処理部１０４のようにｔａｎ^−１の演算を行う必要がなく、演算負荷が少ない。

［３．第３実施形態］
図４は、第３実施形態に係る増幅装置３０１を示している。なお、以下において、第３実施形態に関し説明を省略した点については、第１及び第２実施形態と同様である。
第３実施形態においては、第２実施形態におけるＩ／ｒ演算部２０４ｂ−１及びＱ／ｒ演算部２０４ｂ−２が省略されている。

したがって、直交変調器３０６には、Ｉ／Ｑ信号それぞれが、そのまま入力される。直交変調器３０６は、Ｉ／Ｑ信号を直交変調した変調信号、すなわち、位相情報及び振幅情報を有する変調信号、が出力される。

ＬＭ方式では、入力信号が持つ振幅情報は、増幅器の後段にある負荷変動部で再生される。したがって、ＬＭ方式の増幅器の入力には、振幅情報が無く位相情報だけを有する定包絡線信号（図１のＡ１，図３のＡ２参照）が与えられるのが、これまでの常識である。
これに対し、第３実施形態では、一般的なＬＭ方式における常識とは異なり、変調信号（位相情報とともに振幅情報を有する信号）が増幅器３０２に入力される（図４のＡ３参照）。

ただし、増幅器３０２は、飽和状態で動作するスイッチング増幅器であるため、負荷変動部３０３による負荷変動がない状態においては、直交変調信号が入力されても、スイッチング増幅器３０２からは、基本的に、増幅された一定振幅の定包絡線信号が出力される。つまり、スイッチング増幅器３０２の出力信号は、負荷変動部３０３による負荷変動がない状態においては、位相情報は有するが振幅情報のない信号（図４のＢ３参照）となる。
しかし、第１及び第２実施形態と同様に、入力信号に含まれる振幅情報は、負荷変動部
３０３によって再生され、増幅器３０２の出力信号Ｐｏｕｔは、入力信号の位相及び振幅と同様の位相及び振幅を有する信号となる。

このように、振幅が変動する変調信号がスイッチング増幅器３０２を通過すると、基本的に振幅情報が失われる。しかし、振幅が変動する変調信号をスイッチング増幅器３０２に入力することで、負荷変動部３０３との協働によって、入力信号が元々有していた振幅情報を、スイッチング増幅器３０２において、より正確に再生するのが容易となる。

負荷変動部３０３だけでは、入力信号が元々有していた振幅情報を再生するのが困難な場合としては、負荷変動部３０３が無限大又は十分に大きな負荷インピーダンスを生成できない場合が挙げられる。
スイッチング増幅器３０２の出力信号において、振幅をゼロとするには、例えば、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスの値を無限大にすればよい。
しかし、負荷変動部３０３が無限大又は十分に大きな負荷インピーダンスを生成できない場合には、振幅がゼロの出力信号を得られず、入力信号が元々有していた振幅情報を、正確に再生できない。

また、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスを、無限大又は十分に大きな値にできた場合であっても、増幅器３０２のドレイン−ソース間に存在する内部インピーダンス（出力インピーダンス）のために、振幅がゼロの出力信号を得ることができないことがある。増幅器３０２の内部インピーダンスは、負荷変動部３０３に対して並列に存在することになるため、負荷変動部３０３の負荷インピーダンスを大きくしても、負荷変動部３０３と内部インピーダンスとの合成インピーダンスが十分に大きくならないことがある。その結果、振幅がゼロの出力信号を得られない。

つまり、図５（ａ）に示すように、入力信号がＩＱ平面においてゼロ点又はゼロ点付近を通過する信号であっても、負荷変動部３０３と内部インピーダンスとの合成インピーダンスが十分に大きくないと、増幅器３０２の出力信号は、図５（ｂ）に示すようにゼロ点付近の範囲Ｃ内の値をとることができない。
そのため、増幅器３０２の出力信号は、図５（ｂ）に示すように、入力信号から歪んだ信号となる。

ところが、基本的に飽和状態で動作するスイッチング増幅器３０２であっても、入力信号がゼロ又はゼロ付近であれば、スイッチング増幅器３０２の出力もゼロとなることに本発明者らは気付いた。スイッチング増幅器３０２の入力がゼロとなるとき、（理論的に）電力効率が１００％で動作する増幅器であれば、出力は定包絡線信号ではなく、ゼロとなる。

そこで、第３実施形態の増幅装置３０１では、負荷変動部３０３だけで出力信号に振幅変動を引き起こすのではなく、ゼロ付近については、入力信号の振幅がゼロ又はゼロ付近となっていることも利用している。その結果、図５（ｃ）に示すように、増幅器３０２の出力信号は、図５（ａ）に示す入力信号と同様に、ゼロ点付近の範囲Ｃ内の値をとることができる。

このように、負荷変動部３０３単独では、振幅情報を正確に再生できない場合であっても、振幅が変動する信号をスイッチング増幅器３０２に入力することで、振幅情報を正確に再生することができる。
つまり、負荷変動部３０３による負荷インピーダンス変更を考えない場合、スイッチング増幅器３０２は、入力信号がゼロ又はゼロ付近である場合には、振幅ゼロの信号を出力し、入力信号がゼロ付近よりも大きくなれば、スイッチング増幅器３０２は、飽和状態で動作し、定包絡線信号を出力することになる。
なお、入力信号がゼロ又はゼロ付近である場合には、スイッチング増幅器３０２は、飽和状態で動作せず、効率が低下することになるが、入力信号がゼロ又はゼロ付近の値をとる確率は低いため、全体としては、効率低下はさほど問題とならない。

また、第３実施形態に係る増幅装置３０１では、負荷変動部３０３単独でゼロ信号を生成する必要がないことから、あまり大きな負荷インピーダンスを生成する必要がない。このため、負荷変動部３０３単独で正確に振幅情報を再生しようとした場合に必要とされる負荷インピーダンスよりも小さい値が、負荷変動部３０３において変動可能なインピーダンス値の上限であってもよい。

つまり、負荷変動部３０３単独で、十分に正確に振幅情報を再生しようとした場合に必要とされる負荷変動部３０３のインピーダンスが１０００Ωであっても、負荷変動部３０３のインピーダンス変動範囲の上限は、例えば、２００Ωとして設定することができる。
このため、負荷変動部３０３のインピーダンス変動可能範囲を狭くでき、負荷変動部３０３を安価に構成するのが容易となる。なお、インピーダンス変動可能範囲の上限値は、例えば、増幅器３０２の前記内部インピーダンスと同程度又はそれ以上とすることができる。また、インピーダンス変動可能範囲の上限値は、増幅器３０２の内部インピーダンスの数倍程度が好ましい。

さて、理想的なスイッチング増幅器では、ＯＮ／ＯＦＦのスイッチング動作に伴って、電流と電圧は交互に出現するため、電流波形と電圧波形に重なりがなく、前述のように電力効率が１００％となる。
しかし、実際のスイッチング増幅器では、ＯＮ／ＯＦＦのスイッチング動作に伴って発生する電流波形と電圧波形に重なりが多少生じるため、スイッチング増幅器内部で電力消費が生じ、効率が低下する。電流波形と電圧波形の重なりを原因とする効率低下は、出力電力が低下するほど大きくなる。
また、スイッチング増幅器に過大な入力信号を入力すると、電流波形と電圧波形の重なりが大きくなって、やはり、効率が低下する。また、スイッチング増幅器に過小な入力信号を入力すると、スイッチング動作ができず、効率が急激に低下する。

以上のことから、広帯域な変調信号のように振幅変動（電力変動）を伴う信号を、スイッチング増幅器３０２にて、効率の低下を防ぎつつ増幅するには、過大な入力信号や過大な入力信号を避けて、入力信号の振幅に応じて決定される負荷インピーダンスの値Ｚ及びスイッチング増幅器３０２へ入力される信号の振幅を適切な値とすることが望まれる。
したがって、負荷制御部３０４ｃでは、入力信号の振幅に応じて決定される負荷インピーダンスの値Ｚが適切になるように、制御信号が生成されるのが望ましい。また、スイッチング増幅器３０２へ入力される信号の振幅のレベルも適切に調整されるのが好ましい。
第３実施形態の増幅装置３０１では、入力信号の振幅と負荷の組み合わせによって電力効率が最大となるポイントを自由に選択できる。

また、第３実施形態の負荷制御部３０４ｃでは、図６に示すように、入力信号の振幅（入力電力）ｒに基づいて決定される負荷変動部３０３の負荷インピーダンスの値Ｚを、上限設定値Ｚｍａｘと下限設定値Ｚｍｉｎの範囲で変動させるように制御信号を生成する。

つまり負荷制御部３０４ｃは、入力信号の振幅ゼロから入力信号の振幅の最大値（ピーク電力値）ｒｍａｘまでの全範囲で、Ｚの値を変動させるのではなく、入力信号の電力が下限値ｒ_１よりも小さい範囲では、Ｚの値を変動させず、Ｚは上限設定値Ｚｍａｘで一定とする。また、入力信号の電力が上限値ｒ_２よりも大きい範囲では、Ｚの値を変動させず、Ｚは下限設定値Ｚｍｉｎで一定とする。

このように負荷Ｚの変動範囲を制限することで、負荷変動部３０３における負荷変動機能の性能を緩和できる。しかも、負荷インピーダンスＺの変動範囲の上限値を上限設定値Ｚｍａｘに抑えたとしても、第３実施形態では、スイッチング増幅器３０２に振幅変動信号が入力されることによって、負荷変動部３０３において過大な負荷Ｚを生成する必要がなくなっているため、問題は生じない。
また、前述のようにスイッチング増幅器３０２への入力が過大となると、却って効率が低下するため、スイッチング増幅器３０２へは過大な入力が与えられるべきではなく、負荷インピーダンスＺの変動範囲の下限値を下限設定値Ｚｍｉｎに抑えても問題は少ない。下限設定値Ｚｍｉｎとしては、増幅器３０２の出力インピーダンスと整合するインピーダンスとするのが好ましい。

なお、図６では、入力信号がｒ_１〜ｒ_２の間では、入力信号の変動に対してＺが線形的に変動しているが、線形的に変動する必要はない。
例えば、図７に示すように、入力信号の変動に対して、ステップ状に変化してもよい。Ｚの値をステップ状に変動させることで、入力信号の振幅情報から、Ｚの値を制御するための制御信号の生成が容易となる。例えば、入力信号からＺの値を示す制御信号を生成するためにルックアップテーブルを使用する場合、Ｚの値をステップ状に変動する場合には、テーブルサイズを小さくできる。

［４．第４実施形態］
図８〜図１０は、第４実施形態に係る増幅装置４０１を示している。なお、以下において、第４実施形態に関し説明を省略した点については、第３実施形態と同様である。

図８に示す第４実施形態では、負荷制御部４０４ｃから出力された制御信号に対して歪補償のための処理を行う第１歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０７を備えている。
ここで、電力効率を最大にとろうとすると、入力信号と増幅器４０２の出力信号とは線形にはならず、出力信号に歪が生じる。しかし、線形性の確保は、増幅装置にとって重要である。

図９（ａ）は、電力効率が最大化するように、入力信号の振幅（入力電力）と負荷の値（制御信号の値）の組み合わせを最適化した例を示している。この場合、図９（ｂ）に示すように、増幅器４０２の入出力特性に直線性が無くなる。つまり、負荷制御部４０４ｃにおいて、電力効率を高くする観点から、入力電力（振幅）に対する負荷（制御信号値）の関係が、図９（ａ）のように設定されていると、負荷制御部４０４ｃから出力される制御信号を受けて動作する負荷変動部４０３は、増幅器（スイッチング増幅器）４０２の出力に非線形歪を生じさせるように動作する。

そこで、線形性を確保するため、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正を行う。例えば、制御信号の補正を行わない場合、図９（ａ）に示す関係に従うと、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］の場合には、負荷制御部４０４ｃは、負荷変動部４０３の負荷の値を９［Ω］にする制御信号を生成する。しかし、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときには、入力電力Ｐｉｎ＝１［Ｗ］の場合と同様の増幅器ゲインＧ＝１０を得ることができず、非線形となる。
したがって、入力電力Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときにも、入力電力Ｐｉｎ＝１［Ｗ］の場合と同様の増幅器ゲインＧ＝１０を得て、線形性を確保するには、第１歪補償部４０７は、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］となるように、制御信号を補正すればよい。これにより、出力電力Ｐｏｕｔ＝１１［Ｗ］が得られ、線形性が確保される。

ただし、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正だけを行うと、電力効率を最大するために最適化されていた「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」（図９（ａ））が崩れることになる。つまり、第１歪補償部４０７によって、制御信号（振幅情報）の補正だけを行うと、Ｐｉｎ＝１．１［Ｗ］のときに、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］になり、図９（ａ）に示す電力効率最大の組み合わせから外れる。

そこで、効率を維持したい場合には、図８に示すように、第１歪補償部４０７のほか、第２歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０８を設ければよい。第２歪補償部４０８は、第１歪補償部４０７と連動して、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対して位相及び／又は振幅の補正を行って、電力効率を最大するための「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」を維持しつつ、歪補償を行う。

つまり、第２歪補償部４０８は、第１歪補償部４０７にて、負荷（振幅情報）を補正させたことに応じて、入力信号であるＩ／Ｑ信号に対して、電力（振幅）の補正を行うことで、電力効率の低下を抑えつつ、線形性を維持する。例えば、先の例で、負荷変動部４０３の負荷の値が８［Ω］となるように、第１歪補償部４０７が制御信号を補正した場合、第２歪補償部４０８は、負荷の値が８［Ω］であるときに最大効率が得られる入力電力の値Ｐｉｎ＝１．２となるように入力信号（Ｉ／Ｑ信号）を補正すればよい。

また、負荷変動部４０３は、負荷の値によって、位相特性が変化する場合があるため、第１歪補償部４０７にて負荷を補正したことに対応して変化する位相を、第２歪補償部４０８にて補正することもできる。

ただし、第１歪補償部４０７及び第２歪補償部４０８という二つの歪補償部を設けると、両者を連動させて動作させる必要があり、歪補償のための処理が煩雑になる。
そこで、図１０に示すように、歪補償部（デジタルプリディストーション部）４０９を処理部４０４よりも前段側に設けることで、第１歪補償部４０７及び第２歪補償部４０８という二つの歪補償部を設けなくても、電力効率を最大するための「入力信号の振幅と負荷との組み合わせ」を維持しつつ、歪補償を行うことができる。

図１０によれば、歪補償部４０９による歪補償後の入力信号は、振幅演算部４０４ａを介して、負荷制御部４０４ｃに与えられるとともに、スイッチング増幅器４０２側へ与えられる。
したがって、歪補償部４０９にて、図９（ａ）に示すような電力効率の観点からの最適化された関係を維持しつつ、線形性が得られるように、入力信号の振幅（及び／又は位相）を補正すれば、電力効率を維持しつつ線形性が得られる。

［５．第５実施形態］
図１１〜図１３は、第５実施形態に係る増幅装置５０１を示している。なお、以下において、第５実施形態に関し説明を省略した点については、第４実施形態と同様である。

第４実施形態における負荷制御部４０４ｃは、図９（ａ）に示すように、増幅器の入出力特性が非線形となるが電力効率が最大化される制御信号が生成されるように設定されていた。
これに対し、第５実施形態では、第４実施形態における歪補償部４０７，４０８，４０９が省略されている。さらに、第５実施形態の負荷制御部５０４ｃは、増幅器の入出力特性が線形となる制御信号が生成されるように、入力電力と負荷（制御信号値）の関係が設定されていている。第５実施形態の負荷制御部５０４ｃは、第４実施形態の第１歪補償部４０７の機能をも具備していることになるため、効率がやや低下するものの、第１歪補償部４０７（ＤＰＤ）を省略することが可能である。

増幅器の線形性を確保するためには、ＤＰＤは必要であるが、ＤＰＤを実行するために信号を補正するための独立した機能を、増幅装置に組み込むとコスト増加を招く。
これに対し、第５実施形態のように、負荷制御部５０４ｃにＤＰＤの機能をも具備させることで、コスト増加を抑えることができる。

図１２は、負荷制御部５０４ｃに設定された、入力電力（振幅）と負荷（制御信号値）との関係を示している。この負荷制御部５０４ｃには、負荷変動部５０３における負荷の大きさに関し、入力信号の同一振幅（例えば、入力電力Ｐｉｎ＝１）に対して、任意に選択可能な複数の候補値ｂ_１−１，ｂ_１−２，ｂ_１−３，・・・が設定されている。つまり、入力電力Ｐｉｎ＝１である場合には、負荷制御部５０４ｃは、複数の候補値ｂ_１−１，ｂ_１−２，ｂ_１−３，・・・のうちのいずれか一つを、負荷変動部５０３を制御する制御信号の値とすることができる。また、入力電力Ｐｉｎ＝１．１である場合にも同様に、負荷制御部５０４ｃは、複数の候補値ｂ_２−１，ｂ_２−２，ｂ_２−３，・・・のうちのいずれか一つを、負荷変動部５０３を制御する制御信号の値とすることができる。

このように、負荷制御部５０４ｃには、入力電力の各値に対して、負荷変動部５０３における負荷の大きさの複数の候補値が設定されている。そして、負荷制御部５０４ｃは、例えば、増幅装置の出力信号Ｐｏｕｔ及び／又は温度に基づいて、前記複数の候補値から一つの候補値を選択することができる。

例えば、増幅装置の出力信号Ｐｏｕｔに基づいて候補値を選択する場合には、出力信号Ｐｏｕｔに非線形歪が含まれていても、その非線形歪を解消できる候補値を選択することで、線形性を確保することができる。

また、温度に基づいて候補値を選択する場合、温度に対応した候補値を選択することで、温度変化が原因で非線形歪が生じても、その非線形歪を解消することができる。

図１３に示す増幅装置５０１は、図１１に示す増幅装置５０１に、電源変調部５０８を追加したものである。

ＤＰＤによって歪補償を行う場合、振幅だけでなく、位相の補正を行うこともできるが、負荷変動部５０３を制御する負荷制御部５０４ｃにＤＰＤの機能を持たせても、振幅しか補正することができない。

そこで、信号の位相も補正したい場合には、電源変調部５０８にて、増幅器５０２の電源変調（ドレイン変調）を行えばよい。電源変調部５０８によって増幅器５０２の電源の電圧又は電流値を微調整することで、振幅のほか位相も変更することができる。
電源変調部５０８は、電源変調によって位相も補正できることを利用したものであり、負荷制御部５０４ｃと電源変調部５０８を組み合わせて使用することで、振幅及び位相を補正することができる。

以上のように、第５実施形態によれば、ＤＰＤを実行するために信号を補正するための独立した機能を増幅装置に組み込むことなく、信号の補正を行うことができる。
なお、第５実施形態における増幅器５０２は、前述の実施形態と同様にスイッチング増幅器であるのが好ましいが、第５実施形態における負荷制御部５０４ｃの機能及び電源変調部５０８は、増幅器がスイッチング増幅器でない場合にも採用可能である。

［６．負荷変動部（負荷変動器）］
［６．１信号合成を用いた負荷変動部］
図１４は、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能な負荷変動部（負荷変動器）１００１を示している。

図１４に示す負荷変動部１００１は、２つ（複数）の位相調整器１００３ａ，１００３ｂを備えている。第１位相調整器１００３ａ及び第２位相調整器１００３ｂには、それぞれ、増幅器１００２の出力信号（負荷変動部１００１を通過する信号）を複数に分波した分波出力信号が与えられる。
位相調整器１００３ａ，１００３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路（λは、信号波長）からなるインピーダンス変換器１００３ｃ，１００３ｄを通って、合成部１００３ｅによって合成される。合成された出力信号は、無線通信装置のアンテナ１０１０から出力される。

第１位相調整器１００３ａの位相調整量φ１及び第２位相調整器１００３ｂの位相調整量φ２は、位相制御部１０１１によって制御される。つまり、第１及び第２位相調整器１００３ａ，１００３ｂは、複数の分波出力信号間の位相差を調整する。なお、位相調整器は、複数設けられている必要はなく、例えば、１個でも複数の分波出力信号間の位相差を調整することは可能である。

実測結果によれば、２つの分波出力信号を同位相（φ２−φ１＝０度）で合成すると、合成信号は分波出力信号の振幅が重なり合って、振幅が大きくなった。これに対し、２つの分波出力信号を逆位相（φ２−φ１＝１８０度）で合成すると、分波出力信号が相殺されて、振幅が小さくなった。また、φ２−φ１の値（位相差）を、０度から１８０度の間で変化させると、φ２−φ１の値（位相差）に応じて、振幅が変動した。つまり、図１４の回路１００１は、負荷変動部として機能することが確認された。

また、負荷変動部１００１自体のインピーダンスを測定したところ、φ２−φ１の値（位相差）を、０度から１８０度の間で変化させると、５０Ωから０Ω（ショート）の間で負荷変動部の抵抗値が変化することが確認された。
なお、負荷変動部１００１における抵抗Ｚの値の最大値は、λ／４線路からなるインピーダンス変換器１００３ｃ，１００３ｄを適宜設計することによって、所望の値に設定することができる。

図１４の負荷変動部１００１によれば、位相調整器１００３ａ，１００３ｂを制御することで負荷を変動させることができるため、高速で負荷を変動させるのが容易である。
また、図１４の負荷変動部１００１において、合成部１００３ｅの出力側に、アイソレータ１００３ｆを設けることで、増幅器１００２からみた負荷（負荷変動部１００１の入力インピーダンス）が変動しても、負荷変動部１００１の出力インピーダンスの変動を抑えることができる。負荷変動部１００１の出力インピーダンスの変動を抑えることで、アンテナ１０１０との整合を確保することができ、動作が安定する。

［６．２信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第１例］
図１５は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置６０１の第１例を示している。図１５の増幅装置６０１は、第３実施形態(図４)の負荷変動部３０３として、図１４の負荷変動部１００１を採用したものと等価である。なお、図１４の負荷変動部１００１は、スイッチング増幅器を用いない一般的なＬＭ方式の増幅装置にも利用可能である。

図１５の増幅装置６０１の負荷変動部６０３には、スイッチング増幅器６０２出力信号を複数に分波した分波出力信号が与えられる。負荷変動部６０３の位相調整器６０３ａ，６０３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路（図１５では省略）からなるインピーダンス変換器を通って、合成部６０３ｅによって合成される。
合成部６０３ｅから出力された信号は、アイソレータ６０３ｆを通って、アンテナ側に与えられる。

また、図１５の増幅装置６０１では、負荷制御部として、第１位相調整器６０３ａの位相φ１を制御する位相制御部として機能する第１負荷制御部６０４ｃ−１と、第２位相調整器６０３ｂの位相φ２を制御する位相制御部として機能する第２負荷制御部６０４ｃ−２とを備えている。
負荷制御部６０４ｃ−１，６０４ｃ−２は、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、位相φ１，φ２を制御する制御信号を生成し、負荷変動部６０３における負荷（抵抗）Ｚを変動させる。
なお、負荷制御部６０４ｃ−１，６０４ｃ−２と位相調整器６０３ａ，６０３ｂとの間には、遅延調整部６０５ａ，６０５ｂが設けられている。

［６．３信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第２例］
図１６は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置６０１の第２例を示している。なお、図１６に示す第２例において、説明を省略した点は、図１５に示す第１例と同様である。

図１５の増幅装置６０１では、１つのスイッチング増幅器６０２の出力信号を分波した分波出力信号を二つの位相調整器６０３ａ，６０３ｂに与えたのに対し、図１６の増幅装置６０１では、直交変調器６０６の出力である変調信号が２つに分波され、分波された変調信号が２つ（複数）のスイッチング増幅器６０２ａ，６０２ｂに入力される。
そして、複数のスイッチング増幅器６０２ａ，６０２ｂの出力信号が、複数の位相調整器６０３ａ，６０３ｂに与えられる。位相調整器６０３ａ，６０３ｂによって位相調整された信号は、合成部６０３ｅによって合成される。合成部６０３ｅから出力された信号は、アイソレータ６０３ｆを通って、アンテナ側に与えられる。
図１６の増幅装置６０１では、増幅された信号を分配するのではなく、分波された信号を増幅するため、分配ロスが少なく、効率がよい。

［６．４信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第３例］
図１７は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置７０１の第３例を示している。図１７に示す増幅装置７０１は、図１６に示す第２例の増幅装置６０１に、図１０に示す歪補償部４０９と同様の歪補償部（デジタルプリディストーション部）７０９を設けたものである。なお、図１７に示す第３例において、説明を省略した点は、図１６の第２例と同様である。

図１７に示す増幅装置７０１では、図１０に示す増幅装置４０１と同様に、出力信号に発生する歪を補償することができる。

［６．５信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置の第４例］
図１８は、信号合成を用いた負荷変動部を有する増幅装置７０１の第４例を示している。なお、図１８に示す第４例において、説明を省略した点は、図１７の第３例と同様である。

図１７に示す第３例では、分波された信号を増幅器７０２ａ，７０２ｂにて増幅し、増幅器７０２ａ，７０２ｂの出力信号を、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整していた。そして、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整された信号が、合成部７０３ｅによって合成される。
これに対し、図１８に示す第４例では、分波された信号は、増幅器７０２ａ，７０２ｂによる増幅の前に、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整される。そして、位相調整器７０３ａ，７０３ｂにて位相調整された信号が、増幅器７０２ａ，７０２ｂにて増幅される。

増幅器７０２ａ，７０２ｂを信号が通過すると、増幅器７０２ａ，７０２ｂの歪特性によって、信号帯域が広がる場合がある。一般に、信号が広帯域化するほど、位相調整が困難になる。しかし、図１８に示す第４例では、増幅器７０２ａ，７０２ｂによって信号が広帯域化するまえの信号に対して、位相調整を行えばよいため、位相調整が容易である。

［６．６振幅情報を有する信号を増幅するＬＩＮＣ］
図１８（及び図１６，１７）に示す増幅装置７０１は、ＬＩＮＣ（ＬＩｎｅａｒａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎｕｓｉｎｇＮｏｎｌｉｎｅａｒＣｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）方式の増幅装置の改良であるということもできる。
非線形素子を用いた線形増幅を行うＬＩＮＣ方式では、変調された入力信号（振幅情報を含む信号）が、２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）に分解され、それぞれの信号が電力効率の高い非線形増幅器で増幅され、それら出力を合成したものが出力される。

より具体的には、一般的なＬＩＮＣ方式の増幅装置２００１は、図１９に示すように、信号処理部２００４が、入力信号であるＩ／Ｑ信号から、当該Ｉ／Ｑ信号に含まれる振幅情報に応じた位相差を生じさせる２つの位相情報信号θ_１，θ_２を出力する。２つの位相情報信号θ_１，θ_２は、位相変調器２００６ａ，２００６ｂにて位相変調され、２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）となる。

２つの位相が異なる定振幅信号（定包短信号）は、２つの増幅器２００２ａ，２００２ｂにて増幅され、合成部２００３ｅによって合成される。
２つの増幅器２００２ａ，２００２ｂの出力信号それぞれは、定振幅信号であるため、振幅情報が失われているが、増幅器２００２ａ、２００２ｂの出力信号それぞれの位相が異なるため、それらの合成信号においては、増幅器の出力信号間の位相関係に応じて、入力信号に含まれていた振幅情報が再生される。

これに対し、図１８等に示す増幅装置７０１では、増幅器７０２ａ，７０２ｂに対して、振幅情報が失われた定振幅信号ではなく、振幅情報が保持された信号（直交変調器７０６による直交変調信号）が与えられる。

増幅器７０２ａ，７０２ｂは、飽和状態で動作するスイッチング増幅器であるため、直交変調信号が入力されても、基本的に、増幅された一定振幅の定包絡線信号を出力する。
しかし、合成部７０３ｅで合成される信号間には、位相調整器７０３ａ，７０３ｂによって、入力信号の振幅に応じた位相差が設けられているため、合成部７０３ｅの合成出力信号においては、入力信号に含まれていた振幅情報が再生される。

ただし、振幅がゼロの合成信号（出力信号）を得ようとすると、２つの定振幅信号（定包短信号）の位相差が厳密に１８０°でなければならず、位相差が１８０°からわずかでもずれると振幅がゼロとならない。この結果、出力信号において入力信号の振幅情報を正確に再生できないことになる。
このように、従来のＬＩＮＣ方式では、振幅がゼロ付近の出力信号を生成するのが困難であり、実用化の障害となっていた。

これに対し、図１８等の増幅装置７０１では、ＬＩＮＣ方式と同様に、複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂによって増幅された信号間の位相差に応じて、合成出力信号に振幅情報を再生するものの、複数の増幅器７０２ａ，７０２ｂに対して、振幅情報を有する信号（変調信号）が入力される。

基本的に飽和状態で動作するスイッチング増幅器７０２ａ，７０２ｂであっても、入力信号がゼロ又はゼロ付近であれば、スイッチング増幅器３０２の出力もゼロとなる。そこで、図１８等の増幅装置７０１では、信号の位相差だけで出力信号に振幅変動を引き起こすのではなく、ゼロ付近については、入力信号の振幅がゼロ又はゼロ付近となっていることも利用している。
したがって、信号の位相差単独では、振幅情報を正確に再生できない場合であっても、振幅が変動する信号をスイッチング増幅器７０２ａ，７０２ｂに入力することで、振幅情報を正確に再生することができる。
なお、図１８等の増幅装置７０１では、位相差だけでゼロ信号を生成する必要がないことから、位相差に誤差が含まれていても良い。

［６．７可変位相器を用いた負荷変動部］
図２０は、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能な他の負荷変動部（負荷変動器）３００１を示している。

図２０に示す負荷変動部３００１は、可変位相器を利用したものである。図２０に示す回路は、ブランチラインカプラ（Ｂｒａｎｃｈ−ｌｉｎｅＣｏｕｐｌｅｒ）を持つ可変位相器を、負荷変動部３００１として利用した回路構成を示している。なお、可変位相器は、ブランチラインカプラを用いて構成するものに限られず、ラットレースハイブリッド（ｒａｔ−ｒａｃｅＨｙｂｒｉｄ）など、他の４ポート回路を用いて構成したものであってもよい。
また、可変位相器として機能する４ポート回路は、分布定数回路で構成されている必要はなく、集中定数回路で構成されていてもよい。例えば、可変位相器として、集中定数ブランチラインカプラ又は集中定数ラットレースハイブリッドを用いてもよい。

ブランチラインカプラは、第１ポートＰ１，第２ポートＰ２，第３ポートＰ３，及び第４ポートＰ４を有する４ポート回路である。各ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の間には、４つの伝送路３０１１，３０１２，３０１３，３０１４が設けられている。各伝送路３０１１，３０１２，３０１３，３０１４は、λ／４線路である。
図２０に示すブランチラインカプラは、３ｄＢブランチラインカプラであり、第１ポートＰ１と第３ポートＰ３との間の伝送路３０１１のインピーダンス、及び、第２ポートＰ２と第４ポートＰ４との間の伝送路３０１４のインピーダンスは、それぞれ、Ｚ_０／（√２）である(Ｚ_０は３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンス)。また、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間の伝送路３０１２のインピーダンス、及び第３ポートＰ３と第４ポートＰ４との間の伝送路３０１３のインピーダンスは、Ｚ_０である。

第１ポートＰ１は、信号が入力される入力ポートであり、第２ポートは、信号が出力される出力ポートである。
第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４には、それぞれ、可変インピーダンス３０２１，３０２２が接続されている。可変インピーダンス３０２１，３０２２は、例えば、インダクタと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）によって構成されている。可変容量ダイオードに印加される電圧を変化させることで、可変インピーダンス３０２１，３０２２のインピーダンスを変化させることができる。

ブランチラインカプラを、一般的な可変位相器として使用する場合、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値は、同じ値となっている必要がある。したがって、可変インピーダンス３０２１，３０２２を構成する可容量用ダイオードそれぞれには、同じ電圧が印加されていた。
第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値が同じであると、入力ポートＰ１に入力された信号は、反射せず、ほぼそのまま出力ポートＰ２から出力される。ただし、出力ポートＰ２から出力される信号は、入力ポートＰ１に入力された信号に対して位相が変化したものとなっている。

本発明者らは、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を、それぞれ独立して調整することで、可変位相器を負荷変動部（負荷変動器）として利用できるという着想を得た。
図２０の負荷変動部３００１において、可変インピーダンス３０２１，３０２２の値（可変容量ダイオードの値）は、制御部３０３１によって、独立して調整可能である。つまり、図２０の負荷変動部３００１は、第３ポートＰ３に接続されるインピーダンス３０２１と第４ポートＰ４に接続されるインピーダンス３０２２との間のインピーダンス差を調整可能に設けられている。

本発明者らは、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を異ならせると、入力ポートＰ１に入力された信号が反射して、入力インピーダンスが変化することを実験的に確認した。
また、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に接続されるインピーダンスの値を異ならせると、入力ポートＰ１に入力された信号の反射電力と、入力ポートＰ１から出力ポートＰ２へと通過する通過電力のバランスが変化することも確認された。

図２１は、第３ポートＰ３に接続された可変インピーダンス３０２１（可変容量ダイオード）に印加される電圧Ｖ_Ａと、第４ポートＰ４に接続された可変インピーダンス３０２２（可変容量ダイオード）に印加される電圧Ｖ_Ｂと、を独立して変化させた場合における、負荷変動部３００１の入力インピーダンスの変化を示している。

図２１において、Ｓ１〜Ｓ５は、電圧差（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）を以下のように設定した場合のインピーダンスを示している。電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ（インピーダンス差）を調整した場合、図２１のＳ１〜Ｓ５に示すように、インピーダンスが変化した。
Ｓ１：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（０−１２）＝−１２［Ｖ］
Ｓ２：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（４−８）＝−４［Ｖ］
Ｓ３：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（４−４）＝０［Ｖ］
Ｓ４：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（８−４）＝４［Ｖ］
Ｓ５：（Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ）＝（１２−０）＝１２［Ｖ］

図２２（ａ）は、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの変化と、入力ポートＰ１に入力された信号の反射電力との関係を示し、図２２（ｂ）は、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの変化と、入力ポートＰ１から出力ポートＰ２へと通過する通過電力と、の関係を示している。
図２２（ａ）によれば、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を小さくすると、反射電力が小さくなり、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を大きくすると、反射電力が大きくなることがわかる。
一方、図２２（ｂ）によれば、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を小さくすると、通過電力が大きくなり、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂの絶対値を大きくすると、通過電力が小さくなることがわかる。

つまり、電圧差Ｖ_Ａ−Ｖ_Ｂ（インピーダンス差）を変化させると、入力ポートＰ１−出力ポートＰ２間での反射電力・通過電力のバランスが変化し、負荷変動部３００１の入力インピーダンスが変動することがわかる。

ただし、図２１のＳ１〜Ｓ５では、負荷変動部３００１を入力ポートＰ１からみたときに、抵抗にみえない。負荷変動部３００１を入力ポートＰ１からみたときに抵抗にみえるようにするには、図２１のＳ１’〜Ｓ５’のようにインピーダンスが変化する必要がある。図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１の１’〜Ｓ５’のようにインピーダンスを変化させるには、予め信号の位相を回転させておけばよい。図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１の１’〜Ｓ５’のように、スミスチャート上で時計回りにインピーダンスを変化させるには、図２３に示すように、入力ポートＰ１に入力される信号の位相を、位相器３０４０にて、予め回転させておけばよい。さらに、位相器３０４０による影響は、ポートＰ２からみたインピーダンスには影響はなく、出力インピーダンスを一定で、入力インピーダンスを変更することができ、後続の回路又はアンテナに対する影響を与えることがない。

位相器３０４０にて、位相を適宜回転させることで、負荷変動部３００１のインピーダンスを、図２１の１’〜Ｓ５’のように変化させることができる。なお、位相器３０４０は、負荷変動部３００１を抵抗にみせるために、位相を調整する必要はなく、所望のインピーダンス特性が得られるように、位相を調整するものであってもよい。また、位相器３０４０を可変位相器として構成し、位相の調整量を外部から制御可能とすることで、負荷変動部３００１のインピーダンスを変更することも可能である。

負荷変動部３００１は、負荷が変動しても、通過位相が変化しないのが好ましい。しかし、負荷変動部３００１は、元々、可変位相器として構成されているものを利用しているため、負荷の変動によって、通過位相が変動する。
そこで、図２３に示すように、入力ポートＰ１から出力ポートＰ３を通過する際に生じる位相の変化を、相殺するべく、入力ポートＰ１に与えられる信号の位相を、予め補正する位相補正部３０４１を設けるのが好ましい。

位相補正部３０４１は、制御部３０３１から、負荷（電圧差）に応じた位相補正量を指示する制御信号を受け取り、信号に対する位相調整を行う。これにより、入力ポートＰ１から出力ポートＰ３を通過する際に位相の変化が生じても、その位相の変化を相殺することができる。
なお、位相補正部３０４１は、図２３のように入力ポートＰ１の手前に設ける必要はなく、図２４に示すように、出力ポートＰ２の後段に設けても良い。
また、図２３及び図２４に示すように、負荷変動部３００１は、出力ポート（第２ポート）から出力された信号を、アイソレータ３０４３を介して出力することで、負荷変動部３００１の負荷（入力インピーダンス）の変動に伴って生じる、負荷変動部３００１の出力インピーダンスの変動を抑えることができる。

［６．８可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置］
図２５は、可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置８０１を示している。図２５の増幅装置８０１は、第３実施形態（図４）の負荷変動部３０３として、図２３の負荷変動部３００１を採用し、さらに後述のインピーダンス変換器８５０を備えたものと等価である。なお、図２３の負荷変動部３００１は、スイッチング増幅器を用いない一般的なＬＭ方式の増幅装置にも利用可能である。

図２５の増幅装置８０１の負荷変動部８０３は、インピーダンス変換器８５０を介して、増幅器８０２（スイッチング増幅器）と接続されている。負荷変動部８０３は、図２３に示す負荷変動部３００１と同様に、位相器８４０、４ポート回路からなる可変位相器、可変位相器の第３ポートに接続された可変インピーダンス８２１、可変位相器の第４ポートに接続された可変インピーダンス８２２、及びアイソレータ８４３を備えている。

図２５の増幅装置８０１では、負荷制御部として、第１可変インピーダンス８２１のインピーダンス（電圧Ｖ_Ａ）を制御する第１負荷制御部８０４ｃ−１と、第２可変インピーダンス８２２のインピーダンス（電圧Ｖ_Ｂ）を制御する第２負荷制御部８０４ｃ−２と、を備えている。第１及び第２負荷制御部８０４ｃ−１，８０４ｃ−２は、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、第１及び第２可変インピーダンス８２１，８２２に付加する電圧差を調整して、負荷変動部８０３における負荷（抵抗）を変動させる。

なお、負荷制御部８０４ｃ−１，８０４ｃ−２と可変インピーダンス８２１，８２２との間には、（第１及び第２）制御信号に対する遅延調整を行う遅延調整部８０５ａ，８０５ｂが設けられている。制御信号に対する可変インピーダンス（可変容量ダイオード）８２１の反応速度が遅い場合には、遅延調整部８０５ａ，８０５ｂにて遅延調整を行うことで、増幅器８０２の出力信号との間で信号タイミングを一致させることができる。

なお、図２５の増幅装置８０１では、図２３の負荷変動部３００１における位相補正部３０４１に対応する機能が明示されていないが、位相補正部３０４１に対応する機能（位相補正機能）は、歪補償部８０９にて行うことができる。つまり、負荷変動部８０３では、負荷に応じて位相が変化するため、歪補償部８０９が、入力信号（振幅）に応じて、予め、Ｉ／Ｑ信号に対する位相補正を行うことで、負荷変動部８０３による位相変化を相殺することができる。しかも、歪補償部（ＤＰＤ）８０９では、デジタルＩＱ信号に対する補正が行えるため、図２４に示すようにアナログ信号を補正するのに比べて、補正が容易となる。

増幅器８０２と負荷変動部８０３との間に設けられたインピーダンス変換器（λ／４線路）８５０は、負荷変動部８０３が生じさせる負荷の変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２が、増幅器８０２として必要な範囲となるようにインピーダンス変換を行うものである。

負荷の変動に応じて、増幅器８０２の出力信号の振幅を変動させるには、負荷変動部８０３の負荷は、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも高いインピーダンスＺｘの範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘ（Ｚｘ＞Ｚａｍｐ）で変動することが望まれる。

しかし、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２が、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘにあるとは限らない。
そこで、インピーダンス変換器８５０は、増幅器８０２からみた負荷変動範囲が、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲に来るように、インピーダンス変換を行っている。

ここで、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２を、インピーダンス変換によって別の範囲に変換するには、２通りの変換が考えられる。
一つは、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２の最大値Ｚ_２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換する場合である。
もう一つは、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２の最小値Ｚ_１を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換する場合である。

両者のうち、増幅器８０２からみた望ましい負荷変動範囲がＺａｍｐ〜Ｚｘであるという観点からは、前者のように、Ｚ_２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに一致させるようにインピーダンス変換するのが好ましい。

つまり、最大値Ｚ_２を増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させ、最小値Ｚ_１をＺｘに対応させてインピーダンス変換する場合、インピーダンス変換器８５０のインピーダンスをＺｌｉｎｅとすると、
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚａｍｐ×Ｚ_２
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚｘ×Ｚ_１
となる。

したがって、
Ｚｘ＝Ｚｌｉｎｅ^２／Ｚ_１＝（Ｚａｍｐ×Ｚ_２）／Ｚ_１＝（Ｚ_２／Ｚ_１）×Ｚａｍｐ
となる。
Ｚ_２＞Ｚ_１であるから、Ｚｘは、Ｚａｍｐよりも大きいインピーダンスとなる。したがって、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも高いインピーダンスＺｘの範囲Ｚａｍｐ〜Ｚｘ（Ｚｘ＞Ｚａｍｐ）で負荷変動するという、ＬＭ方式において望ましい状態が得られる。

一方、最小値Ｚ_１を増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させ、最大値Ｚ_２をＺｘに対応させてインピーダンス変換する場合、
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚａｍｐ×Ｚ_１
Ｚｌｉｎｅ^２＝Ｚｘ×Ｚ_２
となる。

したがって、
Ｚｘ＝Ｚｌｉｎｅ^２／Ｚ_２＝（Ｚａｍｐ×Ｚ_１）／Ｚ_２＝（Ｚ_１／Ｚ_２）×Ｚａｍｐ
となる。
Ｚ_２＞Ｚ_１であるから、Ｚｘは、Ｚａｍｐよりも小さいインピーダンスとなる。したがって、増幅器８０２の出力インピーダンスと整合する値Ｚａｍｐから、それよりも低いインピーダンスの範囲で負荷変動することになる。Ｚａｍｐよりも低い範囲でインピーダンスが変動すると、効率が低下し、ＬＭ方式として望ましくない。

したがって、負荷変動部８０３の負荷変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２の最大値Ｚ_２を、増幅器８０２と整合するインピーダンスＺａｍｐに対応させてインピーダンス変換するのが好ましいこことになる。

［６．９負荷変動部の低ロス化］
図２７は、図２０、図２３、及び図２４に示す可変インピーダンス３０２１，３０２２、並びに図２５に示す可変インピーダンス８２１，８２２の具体例のバリエーションを示している。
ブランチラインカプラの第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４に接続される可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２は、前述のように、インダクタと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）によって構成することができる。図２７（ａ）（ｂ）は、インダクタ３０２５と可変容量ダイオード（バラクタダイオード）３０２６によって構成した可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２の例を示しており、図２７（ｃ）は、可変容量ダイオード３０２６を具備するが、インダクタ３０２５を具備しない可変インピーダンスの例を示している。なお、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２は、インダクタと可変容量ダイオード以外の回路要素を含んでいても良い。

可変容量ダイオード３０２６は、例えば、バラクタダイオードによって構成されている。バラクタダイオード３０２６は、カソードが、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側に接続され、アノードが、グランド側に接続されている。

インダクタ３０２５は、集中定数素子として構成されたインダクタ（チップインダクタ）であってもよいし、分布定数線路（マイクロストリップライン）として構成されたインダクタ３０２５ａであってもよい。
インダクタ３０２５は、図２７（ａ）に示すように、可変容量ダイオード３０２６のアノード側に接続することができる。つまり、可変容量ダイオード３０２６のアノードは、インダクタ３０２５を介して、グランドに接続することができる。
また、インダクタ３０２５は、図２７（ｂ）に示すように、可変容量ダイオード３０２６のカソード側に接続することもできる。つまり、可変容量ダイオード３０３６のカソードは、インダクタ３０２５を介して、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４に接続することもできる。

図２７（ａ）（ｂ）に示すようにインダクタ３０２５を設けることで、図２７（ｃ）に示すようにインダクタ３０２５を設けない場合に比べて、負荷変動部３００１，８０３における損失（ロス）を低減することができる。

図２８は、図２７（ａ）に示すようにインダクタ３０２５を設けた可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２を備えた負荷変動部３００１，８０３のロス率、及び、図２７（ｃ）に示すようにインダクタ３０２５を省略した可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２を備えた負荷変動部３００１，８０３のロス率の測定結果を示している。なお、測定に際しては、インダクタ３０２５として、集中定数素子を用いた。

ここで、ロス率は、次のように定義する。まず、負荷変動部３００１，８０３のロスがゼロである場合における、負荷変動部３００１，８０３の第１ポート（入力ポート）Ｐ１の反射電力Ｓ_１１（図２０参照）と、負荷変動部３００１，８０３の第１ポート（入力ポート）Ｐ１から第２ポート（出力ポート）Ｐ２への通過電力Ｓ_１２（図２０参照）と、の和を、１とする。ロス率は、反射電力及び通過電力を用いて次のように表される。
ロス率＝１−（反射電力＋通過電力）

図２８の測定結果を得るため、Ｐ３，Ｐ４に接続された可変容量ダイオード３０２６それぞれに付加される電圧を変化させて、ロス率の測定を行った。可変容量ダイオード３０２６それぞれに付加される電圧の組み合わせは、３６０通りに設定した。図２８において、横軸は、１〜３６０の組み合わせ番号を示す。
図２８に示すように、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２にインダクタ２０２５を設けない場合、ロス率は、０．２６−０．１８(２６％−１８％)程度となる一方、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２にインダクタ３０２５を設けた場合、ロス率は、０．２２−０．１４(２２％−１４％)程度となり、ロス率が改善したことがわかる。

また、インダクタ３０２５を設けると、可変容量ダイオード３０２６の反射係数の振れ幅が大きくなり、負荷変動部３０１１，８０３のインピーダンスの振れ幅も大きくなる。つまり、インダクタ３０２５を設けると、負荷変動部３００１，８０３の可変範囲を大きくする効果も得られる。

インダクタ３０２５が集中定数素子（チップインダクタ）によって構成されている場合、インダクタ３０２５の位置は、図２７（ａ）に示す位置であっても、図２７（ｂ）に示す位置であっても、回路としては等価であるため、同様の損失低減効果が得られる。
一方、インダクタ３０２５が分布定数線路（マイクロストリップライン）３０２５ａによって構成されている場合、インダクタ３０２５の位置は、図２７（ａ）に示す位置よりも、図２７（ｂ）に示す位置のほうが、損失の低減の観点からは優れていることが、シミュレーションの結果、判明した。

ここで、負荷変動部３００１，８０３の損失を低減するには、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２において、電力が浪費されるのを防止すればよい。つまり、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側からみたときの、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２からの反射電力が大きければ、負荷変動部３００１，８０３の損失を低減することができる。換言すると、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２の反射係数を大きくすることで、損失を低減できる。

マイクロストリップライン３０２５ａは、インピーダンス変換回路として機能する。そこで、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側への反射電力が大きくなるようにインピーダンス変換回路３０２５ａを設けることで、損失を低減できる。

図２９に示すように、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンス（特性インピーダンス）は、３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンスＺ_０（例えば、５０Ω）とは異なる値のインピーダンスに設定される。異なる値のインピーダンスとすることで、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４側への反射電力を大きくすることができる。

インピーダンス変換回路（インダクタ）３０２５ａのインピーダンスを、Ｚ_０（＝５０Ω）よりも大きくする場合、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、６０Ω以上とするのが好ましい。つまり、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、Ｚ_０の１２０％以上とするのが好ましい。さらには、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、７０Ω（Ｚ_０の１４０％以上）とするのがより好ましい。

インピーダンス変換回路３０２５ａの特性インピーダンスを、Ｚ_０よりも小さくすることで、Ｚ_０よりも大きくする場合に比べて、可変インピーダンス３０２１，３０２２，８２１，８２２における熱損失が小さくなり、損失を、比較的小さくすることができる。
インピーダンス変換回路（インダクタ）３０２５ａのインピーダンスを、Ｚ_０（＝５０Ω）よりも小さくする場合、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、４０Ω以下とするのが好ましい。つまり、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、Ｚ_０の８０％以下とするのが好ましい。さらには、インピーダンス変換回路３０２５ａのインピーダンスは、３０Ω（Ｚ_０の６０％以下）とするのがより好ましい。

このように、インダクタ３０２５を分布定数線路で構成した場合、インダクタ３０２５は、第３ポートＰ３又は第４ポートＰ４と可変容量ダイオード３０２６との間にあり、かつ、Ｚ_０未満とするのが好ましい。

なお、増幅装置８０１の出力にアンテナが接続される場合、当該アンテナの特性インピーダンスＺ_０（多くの場合５０Ω又は７５Ω）に整合するように、増幅装置８０１の伝送路（増幅装置８０１によって増幅された信号の伝送路）の特性インピーダンスＺ_０（５０Ω又は７５Ω）が設定される。したがって、３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンスＺ_０も、５０Ω又は７５Ωに設定される。

［６．１０インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部］
図３０は、図２０(図２３、図２４)に示す負荷変動部（負荷変動器）３００１において、インピーダンスが離散的に変化するように構成したものを示している。図３０に示す負荷変動部３００１は、図２５に示す増幅装置８０１の負荷変動部８０３としても利用できる。

図３０に示す負荷変動部３００１において、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４それぞれに接続された可変インピーダンス３０２１，３０２２は、インピーダンスが離散的に変化するよう構成されている。
第３ポートＰ３に接続された第１可変インピーダンス３０２１は、インピーダンスの異なる複数のインピーダンスＺ_Ａ，Ｚ_Ｂ，・・・Ｚ_Ｘを備えている。さらに、第１可変インピーダンス３０２１は、複数のインピーダンスＺ_Ａ，Ｚ_Ｂ，・・・Ｚ_Ｘのうちの一つを選択して、選択したインピーダンスを第３ポートＰ３側に接続させる制御素子（スイッチング素子；高周波スイッチング素子）３０２８を備えている。
第４ポートＰ４に接続された第２可変インピーダンス３０２２も、インピーダンスの異なる複数のインピーダンスＺ_Ａ，Ｚ_Ｂ，・・・Ｚ_Ｘを備えている。さらに、第２可変インピーダンス３０２２は、複数のインピーダンスＺ_Ａ，Ｚ_Ｂ，・・・Ｚ_Ｘのうちの一つを選択して、選択したインピーダンスを第４ポートＰ４側に接続させる制御素子（スイッチング素子；高周波スイッチング素子）３０２８を備えている。

第１可変インピーダンス３０２１及び第２可変インピーダンス３０２２の制御素子３０２８を制御部３０３１によって制御し、任意のインピーダンスＺ_Ａ，Ｚ_Ｂ，・・・Ｚ_Ｘを選択することで、可変インピーダンス３０２１，３０２２のインピーダンスの値を独立して調整可能である。
つまり、可変インピーダンス３０２１，３０２２のインピーダンス差も離散的に変化し、その結果、入力ポートＰ１−出力ポートＰ２間での反射電力・通過電力のバランスが離散的に変化し、負荷変動部３００１の入力インピーダンスが離散的に変化する。
インピーダンスを離散的に変化させるようにすることで、連続的にインピーダンスを変化させる場合に比べて、高速化が容易となる。

［６．１１可変位相器を複数用いた負荷変動部］
図３１は、可変位相器を複数（２つ）用いた負荷変動部（負荷変動器）４００１を示している。
図３１に示す負荷変動部４００１は、図１４に示す負荷変動部１００１の位相調整器１００３ａ，１００３ｂとして、それぞれ、図２０に示す可変位相器（負荷変動部３００１）を利用したものに相当する。

つまり、図３１に示す負荷変動部４００１は、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂを備えている。第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂには、それぞれ、増幅器４００２の出力信号（負荷変動部４００１を通過する信号）を複数に分波した分波出力信号が与えられる。なお、位相調整器４００３ａ，４００３ｂは、位相だけが調整される必要はなく、例えば、インピーダンス変換が併せて行われていても良い。

位相調整器４００３ａ，４００３ｂによって位相が調整された分波出力信号それぞれは、λ／４線路からなるインピーダンス変換器４００３ｃ，４００３ｄを通って、合成部４００３ｅによって合成される。合成された出力信号は、無線通信装置のアンテナ４０１０から出力される。

第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれは、図２０に示す可変位相器（負荷変動部３００１）と同様の構成を有している。
つまり、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれは、図２０に示すものと同様に、ブランチラインカプラによって構成することができる。この場合、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれは、第１ポートＰ１，第２ポートＰ２，第３ポートＰ３，及び第４ポートＰ４を有する４ポート回路（３ｄＢブランチラインカプラ）を有し、各ポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の間には、４つの伝送路４１１１，４１１２，４１１３，４１１４が設けられている。各伝送路４１１１，４１１２，４１１３，４１１４は、λ／４線路である。

第１ポートＰ１と第３ポートＰ３との間の伝送路４１１１のインピーダンス、及び、第２ポートＰ２と第４ポートＰ４との間の伝送路４１１４のインピーダンスは、それぞれ、Ｚ_０／（√２）である(Ｚ_０は３ｄＢブランチラインカプラにおける系のインピーダンス)。また、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２との間の伝送路４１１２のインピーダンス、及び第３ポートＰ３と第４ポートＰ４との間の伝送路４１１３のインピーダンスは、Ｚ_０である。

第１ポートＰ１は、分波出力信号が入力される入力ポートであり、第２ポートは、信号が出力される出力ポートである。
第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれにおける第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４には、それぞれ、可変インピーダンス４１２１，４１２２が接続されている。可変インピーダンス４１２１，４２２２は、例えば、インダクタと可変容量ダイオード（バラクタダイオード）によって構成されている。可変インピーダンス４１２１，４２２２としては、図２７（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す３つの構成のいずれを採用してもよい。また、可変インピーダンス４１２１，４２２２としては、図３０に示す可変インピーダンス（インピーダンスが離散的に変化する可変インピーダンス）３０２８を採用してもよい。

可変位相器である第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂによって、複数の分波出力信号間の位相差を調整することで、負荷変動部４００１の負荷（インピーダンス）を変化させることができる。

負荷変動部４００１において、４つの可変インピーダンス４１２１，４１２２の値は、制御部４０３１によって、独立して調整可能である。
第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの可変インピーダンス４１２１，４１２２の値を、制御部４０３１の制御信号（第１制御信号〜第４制御信号）に従って、適切に調整すると、負荷変動部４００１の入力インピーダンス（増幅器４００２側からみたインピーダンス）を変動させつつ、負荷変動部４００１の出力インピーダンス（アンテナ４０１０側からみたインピーダンス）を略一定にすることができる。これは、可変インピーダンス４１２１，４１２２の値を調整することで、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの反射電力及び通過電力のバランスを調整でき、負荷変動部４００１の出力インピーダンスを変動させずに、入力インピーダンスを変動させることが可能となるからである。
したがって、図３１に示す負荷変動部４００１では、出力インピーダンスの変動を抑制するためにアイソレータを設ける必要がない（ただし、アイソレータを設けてもよい）。
例えば、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの可変インピーダンス４１２１，４１２２の電圧反射係数Γ_ｉ（ｉ＝１〜４）値を、次のように設定することで、負荷変動部４００１の出力インピーダンス（５０Ω）を一定にしつつ、負荷変動部４００１の入力インピーダンスを変動（５０Ω，８２Ω，１２０Ω）させることができる。

表１において、Γ_１は、第１位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２１の反射係数であり、Γ_２は第１位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２２の反射係数であり、Γ_３は第２位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２１の反射係数であり、Γ_４は第２位相調整器４００３ａの可変インピーダンス４１２２の反射係数である。Ｚ_１，Ｚ_２，Ｚ_３，Ｚ_４は、上記のＺ_ｉの式に従ってΓ１，Γ２，Γ３，Γ４から算出される可変インピーダンス４１２１，４１２２のインピーダンスである。
なお、表１では、反射係数の絶対値の大きさと位相角とを変化させて、所望の入力インピーダンスを設定しているが、絶対値の大きさを変えず、位相角だけを変化させることでも、同様に入力インピーダンスを設定することが可能である。

図３１の負荷変動部４００１は、位相器４１４０及び位相補正部４１４１を備えている。位相器４１４０及び位相補正部４１４１は、図２３及び図２４に示す位相器３０４０及び位相補正部３０４１と同様のものである。

つまり、位相器４１４０は、位相を適宜回転させることで、負荷変動部４００１のインピーダンスを、図２１のＳ１〜Ｓ５から、図２１のＳ１’〜Ｓ５’のように変化させて、負荷変動部４００１を抵抗にみせるか、又は、所望のインピーダンス特性が得られるようにするためのものである。
また、位相補正部４１４１は、信号が負荷変動部４００１を通過する際に生じる位相の変化を補正するためのものである。

図３１において、負荷変動部４００１には、インピーダンス変換器４１５０が接続されている。インピーダンス変換器４１５０は、λ／４伝送線路によって構成されており、図２５に示す増幅装置８０１におけるインピーダンス変換器８５０と同じ機能を有する。つまり、インピーダンス変換器４１５０を設けることで、負荷変動部４００１のインピーダンスを高く変動させることができる。

［６．１２可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置］
図３２は、可変位相器を用いた負荷変動部を有する増幅装置９０１を示している。図３２の増幅装置９０１は、図２５に示す増幅装置８０１において、負荷変動部８０３を、図３１の負荷変動部４００１に置換したものと等価である。つまり、図３２の増幅装置９０１は、図３１の負荷変動部４００１と同様の負荷変動部９０３を備えている。
なお、図３２の増幅装置９０１において、増幅器９０２は、スイッチング増幅器であるが、スイッチング増幅器でなくてもよい。

図３２の増幅装置９０１では、負荷制御部として、第１〜第４制御信号を生成する制御部９０４ｃを備えている。制御部９０４ｃは、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、第１位相調整器４００３ａ及び第２位相調整器４００３ｂそれぞれの可変インピーダンス４１２１，４１２２の値を制御し、負荷変動部９０３における負荷（抵抗）を変動させる。なお、第１〜第４制御信号は、４つの可変インピーダンス４１２１，４１２２を制御する信号である。

なお、制御部９０４ｃと可変インピーダンス４１２１，４１２２との間には、（第１〜第４）制御信号それぞれに対する遅延調整を行う遅延調整部９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ，９０５ｄが設けられている。遅延調整部９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ，９０５ｄにて遅延調整を行うことで、増幅器９０２の出力信号との間で信号タイミングを一致させることができる。

なお、図３２の増幅装置９０１においても、位相補正部４１４１に対応する機能（位相補正機能）は、歪補償部９０９にて行うことができる。
また、増幅器９０２と負荷変動部９０３との間に設けられたインピーダンス変換器（λ／４線路）９５０は、負荷変動部９０３が生じさせる負荷の変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２が、増幅器９０２として必要な範囲となるようにインピーダンス変換を行うものである。

図３２の増幅装置９０１では、１つのスイッチング増幅器９０２出力信号を分波した分波出力信号を二つの位相調整器４００３ａ，４００３ｂに与える。
ただし、図１６の増幅装置６０１のように、直交変調器９０６の出力である変調信号が２つに分波され、分波された変調信号が２つ（複数）の増幅器に入力されてもよい。
また、図１８の増幅装置７０１のように、分派された信号を、複数（２つ）の増幅器による増幅の前に、位相調整器４００３ａ，４００３ｂにて位相調整してもよい。

［６．１３インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部］
図３３及び図３４は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部５００１を示している。負荷変動部５００１は、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能である。
この負荷変動部５００１は、並列接続された複数（２つ）のインピーダンス変換部５０１１，５０１２を備えている。
第１インピーダンス変換部（第１伝送線路）５０１１及び第２インピーダンス変換部（第２伝送線路）５０１２は、それぞれ、マイクロストリップラインによって構成されたλ／４伝送線路（線路長がλ／４である伝送線路）である。

二つのインピーダンス変換部５０１１，５０１２のうち、一方のインピーダンス変換部（第２インピーダンス変換部）５０１２には、高周波スイッチング素子（制御素子）５０２１を備えている。
図３４では、二つのインピーダンス変換部５０１１，５０１２の線路幅が異なっているため、両者の線路インピーダンスは異なるが、同じであってもよい。

スイッチング素子５０２１は、例えば、ＰＩＮダイオード５０２１ａによって構成することができ、導通状態又は非導通状態に切り替わることができる。図３４に示すように、スイッチング素子５０２１にインダクタ（付加素子）５０２２を並列接続することで、スイッチング素子５０２１及びインダクタ５０２２とで共振回路を構成すると、より完全な導通状態又は非導通状態を得ることができる。なお、なお、付加素子５０２２は、インダクタに限られず、スイッチング素子５０２１のインピーダンス特性に応じて、共振回路を得るための適当な素子であればよい。

スイッチング素子５０２１は、第２インピーダンス変換部（第２伝送線路）５０１２の中央位置に接続されている。換言すると、スイッチング素子５０２１は、λ／４伝送線路５０１２の端部からの線路長さがλ／８である位置に接続されている。スイッチング素子５０２１が接続された位置は、λ／４伝送線路５０１２を、２つのλ／８伝送線路５０１２ａ，５０１２ｂに分割する位置となっている。

図３３（ｂ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、非導通状態（ＯＦＦ）である場合、スイッチング素子５０２１の存在は無視できる。したがって、負荷変動部５００１全体は、２つの伝送線路５０１１，５０１２の並列回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、第１インピーダンス変換部５０１１の線路インピーダンスＺ_１と第２インピーダンス変換部５０１２の線路インピーダンスＺ_２の合成インピーダンス（Ｚ_１／／Ｚ_２）となる。

一方、図３３（ｃ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、導通状態（ＯＮ）である場合、第２伝送線路５０１２は、２つのスタブ（ショートスタブ）５０１２ａ，５０１２ｂとなる。したがって、負荷変動部５００１全体は、λ／４の第１伝送線路５０１１の両側に２つのλ／８ショートスタブ５０１２ａ，５０１２ｂが接続されたπ型の回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、π型回路における合成インピーダンスとなる。

このように、スイッチング素子５０２１の素子状態（導通状態／非導通状態）を切り替えることで、負荷変動部５００１を、伝送線路５０１１，５０１２の並列回路又はπ型回路に切り替えることができる。伝送線路５０１１，５０１２の並列回路とπ型回路とでは、インピーダンスが異なるため、スイッチング素子５０２１の導通状態／非導通状態を切り替えることで、インピーダンスを変化させることができる。
つまり、負荷変動部５００１のインピーダンスは、伝送線路５０１１，５０１２の並列回路の第１インピーダンス及びπ型回路の第２インピーダンスの２つのインピーダンス値をとることができる。このように、負荷変動部５００１は、インピーダンスが、２種類の値に離散的に変化する。
なお、負荷変動部５００１のインピーダンスを離散的に変化させる必要がない場合、制御素子５０２１としては、スイッチング素子に限らず、可変インピーダンス素子であってもよい。

図３３において、負荷変動部５００１には、補助インピーダンス変換部５００２が接続されている。補助インピーダンス変換部５００２は、λ／４伝送線路によって構成されており、図２５に示す増幅装置８０１におけるインピーダンス変換器８５０と同じ機能を有する。つまり、補助インピーダンス変換部５００２を設けることで、負荷変動部５００１のインピーダンスを高く変動させることができる。

負荷変動部５００１を構成するインピーダンス変換部（伝送線路）５０１１，５０１２の数は、２つに限られず、図３５（ａ）に示すように３つであってもよい。図３５（ａ）に、３つのインピーダンス変換部５０１１，５０１２，５０１３を有する負荷変動部５００１を示した。負荷変動部５００１を構成するインピーダンス変換部の数は、３以上であってもよい。

図３５（ａ）の負荷変動部５００１では、負荷変動部５００１を構成する全てのインピーダンス変換部５０１１，５０１２，５０１３それぞれに、第１〜第３スイッチング素子（制御素子）５０２１ａ，５０２１ｂ，５０２１ｃが接続されている。この場合、図３５（ｂ）に示すように、第１〜第３スイッチング素子５０２１ａ，５０２１ｂ，５０２１ｃそれぞれのＯＮ／ＯＦＦ（導通／非導通）を適宜切り替えることで、負荷変動部５００１全体のインピーダンスを、Ｚ_Ａ〜Ｚ_Ｇに離散的に変化させることができる。

図３６及び図３７に示すように、スイッチング素子（制御素子）５０２１は、第２インピーダンス変換部５０１２の中途位置に介在するように直列接続されていてもよい。つまり、２つの分離したλ／８伝送線路５０１２ａ，５０１２ｂの間に、スイッチング素子５０２１を直列接続してもよい。

図３６（ｂ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、導通状態（ＯＮ）である場合、２つのλ／８伝送線路５０１２ａ，５０１２ｂは、直列接続され、１つのλ／４伝送線路５０１２となる。したがって、負荷変動部５００１全体は、２つの伝送線路５０１１，５０１２の並列回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、第１インピーダンス変換部５０１１の線路インピーダンスＺ_１と第２インピーダンス変換部５０１２の線路インピーダンスＺ_２の合成インピーダンス（Ｚ_１／／Ｚ_２）となる。

一方、図３６（ｃ）に示すように、スイッチング素子５０２１が、非導通状態（ＯＦＦ）である場合、第２伝送線路５０１２は、２つのスタブ（オープンスタブ）５０１２ａ，５０１２ｂとなる。したがって、負荷変動部５００１全体は、λ／４の第１伝送線路５０１１の両側に２つのλ／８オープンスタブ５０１２ａ，５０１２ｂが接続されたπ型の回路となる。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、π型回路における合成インピーダンスとなる。
この結果、図３６及び図３７に示す負荷変動部５００１においても、インピーダンスが、２種類の値に離散的に変化することができる。

図３８に示す負荷変動部５００１は、図３３〜図３７に示す負荷変動部５００１を一つの部分負荷変動部とし、複数（３つ）の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを組み合わせて構成されたものである。

図３８において、複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃは直列にカスケード接続されている。
複数（３つ）の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃそれぞれには、制御部５０３１から、制御信号（第１〜第３制御信号）が与えられる。部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃのスイッチング素子５０２１それぞれは、制御信号によってＯＮ／ＯＦＦ制御される。

負荷変動部５００１が、複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを備えることで、負荷変動部５００１のインピーダンスの値の種類を増やすことができる。
一つの部分負荷変動部において、離散的に変化するインピーダンスの値の種類をＡとし、負荷変動部５００１を構成する部分負荷変動部の数をＮとすると、負荷変動部５００１全体で、インピーダンスの値の種類は、Ａ^Ｎとなる。

特に、部分負荷変動部を図３３（図３４）及び図３６（図３７）のように構成した場合、一つの部分負荷変動部が有するスイッチング素子５０２１の数は一つであるから、Ｎ個のスイッチング素子５０２１で、Ａ^Ｎ種類のインピーダンスを実現することができる。つまり、３つの部分負荷変動部で負荷変動部を構成した場合、３つのスイッチング素子で、２^３＝８種類のインピーダンスを表現することができる。
このように、比較的少ない数のスイッチング素子５０２１によって、多様なインピーダンスを実現できる。

複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを直列に接続する場合、図３９（ａ）に示すように、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ同士を近接して配置した場合、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ間で干渉が生じる。

一方、図３９（ｂ）に示すように、干渉を避けるために、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ間に伝送線路を介在させて、隣接する部分負荷変動部同士を離すと、その伝送線路によって、負荷変動部５００１全体のインピーダンスが影響を受ける。伝送線路による影響を避けるには、線路長がλであるλ伝送線路とすることで、隣接する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ同士を近接して配置した場合と同じ特性にする必要がある。λ伝送線路を設ける必要があると負荷変動部５００１が大型化する。

そこで、図４０に示すように、複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃを、回路基板（両面基板）５０５０の表面５０５１と裏面５０５２とに互い違いに位置させることで、干渉を回避しつつ、大型化を防止できる。

例えば、図４０に示す負荷変動部５００１は、表裏両面に回路パターンが形成される回路基板５０５０の表面５０５１に第１部分負荷変動部５００１ａが形成されている。第１部分負荷変動部５００１ａに隣接する第２部分負荷変動部５００１ｂは、裏面５０５２に形成され、スルーホール５０５３を介して、表面５０５１に形成された第１部分負荷変動部５００１ａと接続されている。第２部分負荷変動部５００１ｂに隣接する第３部分負荷変動部５００１ｃは、表面５０５１に形成され、スルーホール５０５４を介して、裏面５０５２に形成された第２部分負荷変動部５００１ｂと接続されている。

なお、複数の部分負荷変動部を有する負荷変動部において、複数の部分負荷変動部は一列に直列接続されている必要はない。例えば、負荷変動部５００１は、図４１（ａ）に示すように、複数（２つ）の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂが直列接続されたものと、別の複数（２つの）部分負荷変動部５００１ｃ，５００１ｄが直列接続されたものと、を並列接続して構成されていてもよい。

また、図４１（ｂ）に示すように、負荷変動部５００１は、図４１（ａ）に示すように接続された部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ，５００１ｄに対して、さらに別の部分負荷変動部５００１ｅを直列接続してもよい。このように、多様な接続方法によって、複数の部分負荷変動部を接続することが可能である。
図４１に示すように、複数の部分負荷変動部が、できるだけ、並列接続されるようにすることで、全ての部分負荷変動部を直列接続した場合に比べて、損失を抑えることができる。

［６．１４インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部を有する増幅装置］
図４２は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部を有する増幅装置９５１を示している。図４２の増幅装置９５１は、図２５に示す増幅装置において、負荷変動部８０３を、図３８の負荷変動部５００１に置換したものと、略等価である。つまり、図４２の増幅装置９５１は、図３８の負荷変動部５００１と同様の負荷変動部９５３を備えている。負荷変動部９５３の負荷は離散的に変化する。
なお、図４２の増幅装置９５１において、増幅器９５２は、スイッチング増幅器であるが、スイッチング増幅器でなくてもよい。

図４２の増幅装置９５１では、負荷制御部として、負荷変動部９５３を構成する部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃそれぞれのスイッチング素子５０２１の制御（ＯＮ／ＯＦＦ切替）を行うための第１〜第３制御信号(ＯＮ/ＯＦＦ信号)を生成する負荷制御部９５４ｃを備えている。負荷制御部９５４ｃは、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、それぞれのスイッチング素子５０２１の制御を行い、負荷変動部９０３における負荷を変動させる。

なお、負荷制御部９５４ｃと部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃとの間には、（第１〜第３）制御信号それぞれに対する遅延調整を行う遅延調整部９５５ａ，９５５ｂ，９５５ｃが設けられている。遅延調整部９５５ａ，９５５ｂ，９５５ｃにて遅延調整を行うことで、増幅器９０２の出力信号との間で信号タイミングを一致させることができる。

なお、図４２の増幅装置９５１においても、位相補正部に対応する機能を設けることができる。つまり、負荷変動部５００１において生じる通過位相の変化を、位相補正部にて補正することができる。ただし、図４２において、位相補正部の機能は、歪補償部９５９にて行うことができる。
また、増幅器９５２と負荷変動部９５３との間には、インピーダンス変換器（λ／４線路）９６０が設けられている。このインピーダンス変換器９６０は、負荷変動部９５３が生じさせる負荷の変動範囲Ｚ_１〜Ｚ_２が、増幅器９５２として必要な範囲となるようにインピーダンス変換を行うものである。

また、負荷変動部９５３には、アイソレータ５００３が設けられている。負荷変動部９５３の最終段に、アイソレータ５００３を設けることで、増幅器９５２からみた負荷（負荷変動部９５３の入力インピーダンス）が変動しても、負荷変動部９５３の出力インピーダンスの変動を抑えることができる。負荷変動部９５３の出力インピーダンスの変動を抑えることで、負荷変動部９５３の出力側に接続されたアンテナとの整合を確保することができ、動作が安定する。

［６．１５インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部の他の例］
図４３は、インピーダンスが離散的に変化する負荷変動部６００１を示している。負荷変動部６００１は、インピーダンスの異なる複数の負荷部６０１１，６０１２，６０１４，６０１４，６０１５を備えている。負荷部６０１１〜６０１５は、例えば、インピーダンス変換部（伝送線路；マイクロストリップライン）によって構成することができる。

負荷変動部６００１は、複数の負荷部６０１１〜６０１５のいずれかを択一的に選択するためのスイッチ部６０２１，６０２２を備えている。スイッチ部６０２１，６０２２それぞれは、複数のスイッチング素子（高周波スイッチング素子）を備えている。
負荷変動部６００１の負荷（インピーダンス）は、複数の負荷部６０１１〜６０１５のうち選択された負荷部のインピーダンスとなる。つまり、負荷変動部６００１は、インピーダンスが離散的に変化する。

図４３の負荷変動部６００１は、負荷変動部６００１がとり得るインピーダンスの値の個数に比べて、スイッチング素子の数が多くなり易いが、構成が単純であるため、設計が容易である。

［６．１６インピーダンスを離散的に変化させる方法］
ロードモジュレーション方式の増幅装置では、増幅装置の入力信号（変調信号）の時間的変動に応じて、負荷変動部の負荷（インピーダンス）の値が変動する。つまり、増幅装置の入力信号（変調信号）は、負荷を変動させる基準となる基準信号（時間変動する信号）となっている。

ここで、ナイキストの定理によれば、信号の変調帯域幅の２倍以上の周波数で離散化を行えば、信号の帯域内の情報をすべて保存することができる。
したがって、負荷変動部のインピーダンスを離散的に変化させようとする場合には、負荷変動の基準となる基準信号の帯域幅（伝送帯域幅）の２倍以上のレートで離散的に負荷の値を変更すればよい。その結果、負荷を離散的に変化させても、負荷を連続的に変化させたのと同様の結果が得られる。

しかも、負荷（インピーダンス）の変化を離散的に行うことで、連続的に行う場合に比べて、負荷の変化の高速化が容易である。

図４４は、既に説明した数々の増幅装置を、負荷変動部における負荷の変動速度の観点から説明するためのものである。なお、図４４の負荷変動部は、図４５以降の図に示す負荷変動部であってもよい。
図４４において、ロードモジュレーション方式の増幅装置１１は、増幅器１２と、増幅器１２の出力側に接続された負荷変動部（負荷変動器）１３と、を備えている。

負荷変動部１３は、信号（通過信号）が入力される入力部１３ａと、入力部１３ａに入力された信号に対する負荷の値を変更可能な負荷変動部本体（負荷変動器本体）１３ｂと、負荷変動部本体１３ｂから出力された信号を出力する出力部１３ｃと、負荷変動部本体１３ｂの負荷の値を変更するための制御信号が入力される制御信号入力部１３ｄと、を備えている。

負荷変動部１３が、増幅装置の他の回路素子とは独立してユニット化（チップ化）された回路によって構成されている場合、入力部１３ａ、出力部１３ｃ、及び制御信号入力部１３ｄそれぞれは、例えば、ユニット化された回路における信号入出力のための端子が相当する。
また、負荷変動部１３が、ユニット化されていない場合、入力部１３ａ、出力部１３ｃ、及び制御信号入力部１３ｄそれぞれは、増幅装置における他の回路素子から、負荷変動部１３に接続される配線部が相当する。

入力部１３ａは、増幅器１２の出力側に接続されており、出力部１３ｃは、アンテナ側に接続されており、制御信号入力部１３ｄは、負荷制御部１４ｃに接続されている。

負荷制御部１４ｃは、負荷変動部本体１３ｂの負荷の変化を制御するためのものである。負荷制御部１４ｃは、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、負荷変動部本体１３ｂの負荷を変化させる制御信号（スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号など）を生成する。負荷制御部１４ｃが生成する制御信号は、入力信号の帯域をｆ［Ｈｚ］とした場合、ｆの２倍（２×ｆ［Ｈｚ］）以上のレートで、負荷変動部本体１３ｂの負荷を離散的に変化させるデジタル信号である。つまり、制御信号の信号レートは、２×ｆ［Ｈｚ］以上となっている。

負荷変動部１３（負荷変動部本体１３ｂ）の動作レートも、制御信号の信号レートと同じであり、ｆの２倍（２×ｆ［Ｈｚ］）以上のレートとなる。したがって、負荷変動部１３は、入力信号（基準信号）の帯域の２倍以上のレートで、負荷が離散的に変化する。

［６．１７シャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部］
以下では、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部５００１の複数の例について説明する。以下に説明する負荷変動部５００１の複数の例は、それぞれ、第１〜第５実施形態の増幅装置における負荷変動部１０３，２０３，３０３，４０３，５０３として好適に利用可能である。

例えば、以下に説明する負荷変動部５００１は、図４２における負荷変動部９５３における複数の部分負荷変動部５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃの一つとして使用できる。また、以下に説明する負荷変動部５００１を、そのまま、図４２における負荷変動部９５３として使用してもよい。
なお、シャント回路とは、ある回路から分岐した回路をいい、本実施形態では、伝送線路５０１１（又は伝送線路５０１２）から分岐した回路をいう。伝送線路５０１１（又は伝送線路５０１２）に設けられたシャント回路の一端は、伝送線路５０１１（又は伝送線路５０１２）に接続されている。シャント回路の他端は、例えば、グランドに接続されている。シャント回路の他端は、オープンであってもよい。

［６．１７．１第１例］
図４５は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部５００１の第１例を示している。

この負荷変動部５００１は、並列接続された複数（２つ）の伝送線路５０１１，５０１２を備えている。
第１伝送線路５０１１及び第２伝送線路５０１２は、それぞれ、マイクロストリップライン（又はストリップライン）によって構成されている。図４５に示す伝送線路５０１１，５０１２は、いずれも、λ／４伝送線路（線路長がλ／４である伝送線路）である。ただし、第２伝送線路５０１２の長さ方向中央位置にはシャント回路（第１シャント回路）５０３０が接続されるため、図４５では、便宜的に、λ／４の半分の長さのλ／８伝送線路を２つ描くことで、１本の第２伝送線路５０１２を表現している。

前述のように、第２伝送線路５０１２の長さ方向中途（図４５では長さ方向中央位置）には、インピーダンスを変更可能に構成されたシャント回路５０３０が設けられている。第１伝送線路５０１１にはシャント回路は設けられていない。
なお、シャント回路５０３０は、第２伝送線路５０１２の長さ方向中途位置に設けられていればよく、長さ方向中央位置である必要はない。ただし、シャント回路５０３０を長さ方向中央位置とすることで、回路設計が容易となる。

図４５において、伝送線路５０１２の長さ方向中途に設けられたシャント回路５０３０は、可変リアクタンス回路（リアクタンスが可変である回路）として構成されている。なお、図４５では、シャント回路５０３０に含まれる素子（制御素子）として可変インダクタＬを示した。可変インダクタＬは、可変インダクタＬに与えられる制御信号によってインダクタンス（誘導性リアクタンス）の値（素子状態）が変化する。

この可変インダクタＬは、可変コイルのようにインダクタンス（誘導性リアクタンス）を直接的に変化させる単一の素子に限られず、そのような素子と等価な回路であればよく、例えば、インダクタンス（誘導性リアクタンス）を変化できるように構成された複数の素子（制御素子を含む）からなる回路であってもよい（詳細は後述）。

シャント回路５０３０のインピーダンスＬを、例えば図４６（ａ）に示すように、０から無限大（∞）の範囲で変化させると、負荷変動部５００１のインピーダンスは、図４６（ｂ）に示すように、スミスチャート上で円弧を描くように変化する。

ここで、図４５の回路において、シャント回路５０３０のインピーダンスＬが０又は∞になることは、図３３（ａ）の回路において、スイッチング素子（制御素子）５０２１がＯＮ又はＯＦＦになることに対応する。
つまり、Ｌ＝∞になることは、図３３（ａ）のスイッチング素子５０２１が非導通状態（ＯＦＦ）になったのと回路的に等価である。したがって、図４５に示す負荷変動部５００１のインピーダンスは、第１伝送線路５０１１の線路インピーダンス（特性インピーダンス）Ｚ_１と第２伝送線路５０１２の線路インピーダンス（特性インピーダンス）Ｚ_２の合成インピーダンス（Ｚ_１／／Ｚ_２）となる（図３３（ｂ）参照）。

例えば、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚ_０＝５０［Ω］であれば、並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス）は、２５［Ω］となる。なお、Ｚ_０は、負荷変動部から出力される信号が与えられる回路（例えば、アンテナ）にインピーダンス整合する値（正規化インピーダンス＝１）である。インピーダンス整合とは、電力整合のことを意味する。

したがって、シャント回路５０３０のインピーダンスＬが∞のときには、図４５に示す負荷変動部５００１のインピーダンスは、並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２の全体の特性インピーダンスに等しい値である２５［Ω］となる。

一方、Ｌ＝０になることは、図３３（ａ）のスイッチング素子５０２１が導通状態（ＯＮ）になったのと回路的に等価である。したがって、図４５に示す負荷変動部５００１のインピーダンスは、図３３（ｃ）に示すπ型回路の合成インピーダンスとなる。

このように、図４５の負荷変動部５００１は、図３３（ａ）の負荷変動部５００１を概念的に含むものとなっている。換言すると、図３３（ａ）の負荷変動部５００１は、図４５の負荷変動部５００１のシャント回路５０３０のインピーダンスＬが、０又は∞の２値だけを離散的にとるものと回路的に等価である。

図４６（ｂ）に示すインピーダンス可変範囲Ｆは、Ｌ＝∞である点Ｐ１を起点として、正規化インピーダンスが１である点Ｐ３（スミスチャートの中心）を通って、Ｌ＝０である点Ｐ２に至る円弧上の軌跡を描く。点Ｐ１，Ｐ３，Ｐ２を通る円弧を含む円（円の中心はＣ１）を考えた場合、当該円の半径は、０．５となる（スミスチャート（の最外円）の半径を１とした場合）。
なお、負荷変動部５００１のインピーダンスが、点Ｐ３になる場合のシャント回路５０３０のインピーダンスはＬ_ａとする。

図４５の負荷変動部５００１において、インピーダンスの可変範囲Ｆを大きくするには、シャント回路５０３０が設けられている第２伝送線路５０１２の特性インピーダンスＺ_２を、第１伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺ_１よりも大きくすればよい。Ｚ_２を大きくするほど、負荷変動部５００１のインピーダンスの可変範囲Ｆを大きくすることができる。
したがって、Ｚ_２＞Ｚ_１とすることで、図４５の負荷変動部５００１のインピーダンスの可変範囲Ｆを、図４６（ｂ）に示す可変範囲Ｆよりも大きくすることができる。すなわち、Ｚ_２＞Ｚ_１とすることで、図４６のＰ２の位置を、点Ｃ１を中心とする円弧に沿って、スミスチャートの外側に移動させて、可変範囲Ｆを示す円弧を長くすることができる。

なお、Ｚ_２＞Ｚ_１とするには、図３４に示すように、第２伝送線路（マイクロストリップライン又はストリップライン）５０１２の幅を、第１伝送線路（マイクロストリップライン又はストリップライン）５０１１よりも細くすればよい。

図４６（ｂ）に示すインピーダンスの可変範囲Ｆのうち、点Ｐ１から点Ｐ３までの軌跡は、実軸Ｒ上又は実軸Ｒの近傍に位置し、実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅとなっている。
ここで、ロードモジュレーションを適切に行うには、負荷変動部５００１のインピーダンス（入力インピーダンス）は、抵抗成分のみを有するか、リアクタンス成分があるとしてもわずかで、抵抗成分が支配的であるのが好ましい。

そこで、部分Ｅの範囲内（点Ｐ１から点Ｐ３近傍までの範囲）で、負荷変動部５００１のインピーダンスを変化させると、負荷変動部５００１のインピーダンスは、リアクタンス成分が少なく、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化することになる。
なお、負荷変動部５００１のインピーダンスに関して、「抵抗成分が支配的」とは、インピーダンスを、Ｚ＝Ｒ＋ｉＸ（Ｒは抵抗成分、Ｘはリアクタンス成分）と表現した場合に、Ｒ／Ｘ＞１となる状態をいう。つまり、抵抗成分がリアクタンス成分よりも大きい状態をいう。この状態では、インピーダンスにリアクタンス成分が実質的に存在しないものとみなす。部分Ｅの範囲内（点Ｐ１から点Ｐ３近傍までの範囲）では、抵抗成分が支配的な状態となっている。
また、より好ましい「抵抗成分が支配的」な状態は、Ｒ／Ｘ≧１．５であり、さらに好ましくは、Ｒ／Ｘ≧２である。

負荷変動部５００１のインピーダンスを部分Ｅの範囲内で（連続的又は離散的に）変化させるには、シャント回路５０３０のインピーダンスＬを、Ｌ＝Ｌ_ａ（又はＬ_ａの近傍の値）からＬ＝∞までの範囲内で、（連続的又は離散的に）変化させればよい。
このようにして、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ負荷変動部５００１のインピーダンスを変化させると、負荷変動部５００１が実質的に抵抗にみえる状態が維持されたまま、その抵抗値を変化させることができる。
しかも、図４６（ｂ）では、点Ｐ１及び点Ｐ３の２点で、負荷変動部５００１のインピーダンスに含まれるリアクタンス成分をゼロにできる。しかも、部分Ｅの範囲内では、リアクタンス成分が実質的に存在しないものとみなせる範囲でインピーダンスを変化させることができる。

図４５に示す負荷変動部５００１の入力側には、図３３（ａ）の負荷変動部５００１と同様に、インピーダンス変換部（補助インピーダンス変換部）５００２が接続されている。このインピーダンス変換部５００２には、λ／４伝送線路によって構成されている。図４５のインピーダンス変換部５００２の機能は、図２５に示す増幅装置８０１におけるインピーダンス変換器８５０と同じ機能を有している。
したがって、例えば、負荷変動部５００１のインピーダンス可変範囲が図４６（ｂ）に示すとおりである場合、インピーダンス変換部５００２を設けることで、図４６（ｃ）に示すように、正規化インピーダンス＝１（例えば、５０Ω）以上の範囲でインピーダンスを変動させることができる。

［６．１７．２第２例］
図４７は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部５００１の第２例を示している。
図４７に示す負荷変動部５００１は、第１伝送線路５０１１に接続されたシャント回路（第２シャント回路）５０４０を追加的に有しているほかは、図４５に示す負荷変動部５００１と同様の構成を有している。なお、図４７では、インピーダンス変換部５００２を示していないが、図４７の負荷変動部５００１に対しても、インピーダンス変換部５００２を接続することができる。

第２伝送線路５０１２の第１シャント回路５０３０は、可変インダクタＬ２を有しているのに対し、第１伝送線路５０１１の第２シャント回路５０４０は、可変ではなく固定値のインダクタＬ１を有している。
つまり、第２シャント回路５０４０は、素子状態が変化しない素子Ｌ１は含むが、素子状態が変化する素子は含まない回路となっている。
なお、第２シャント回路５０４０も、第１シャント回路５０３０と同様に、第１伝送線路５０１１の長さ方向中央位置に設けられているが、第１伝送線路５０１１の長さ方向中途であれば他の位置であってもよい。

第２シャント回路５０４０は、負荷変動部５００１のインピーダンス可変範囲Ｆを調整するためのものである。つまり、第２シャント回路は、インピーダンス可変範囲の調整用回路である。
図４８は、インダクタＬ１のインダクタンスを６種類の値に設定した場合それぞれについて、可変インダクタＬ２の値を０から無限大の範囲で変化させたときにおける、負荷変動部５００１のインピーダンス可変範囲Ｆを示している。
なお、図４８に示す結果を求めるため、図４７における第１伝送線路５０１１及び第２伝送線路５０１２それぞれの特性インピーダンスＺ_１，Ｚ_２を、Ｚ_０（正規化インピーダンス＝１）に設定したが、Ｚ_０以外の他の値でもよい。

図４８では、Ｌ１の値を、「０」（図４８（ａ）参照）、「１６．２５ｉ」（図４８（ｂ）参照）、「３６．３ｉ」（図４８（ｃ）参照）、「６８．８ｉ」（図４８（ｄ）参照）、「１５４ｉ」（図４８（ｅ）参照）、「∞」（図４８（ｆ）参照）の６種類の値に設定した。図４８に示すように、Ｌ１の値が大きくなるにつれて、負荷変動部５００１のインピーダンス可変範囲Ｆは、点Ｃ１を中心とする円（半径０．５）に沿って、時計周りの方向に移動する。
なお、Ｌ１＝∞の場合は、図４５の負荷変動部５００１と回路的に等価である。

このように、所望されるインピーダンス可変範囲Ｆに応じてＬ１の値を設定することで、所望のインピーダンス可変範囲Ｆを得ることができる。
なお、図４７に示す第２例においても、図４５に示す第１例と同様に、Ｚ_２＞Ｚ_１とすることで、インピーダンスの可変範囲Ｆを広くすることができる。

［６．１７．３第３例］
図４９（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部５００１の第３例を示している。
図４９（ａ）に示す負荷変動部５００１は、複数（２つ）の伝送線路５０１１，５０１２それぞれに接続されているのは、いずれも、可変インダクタＬ１，Ｌ２を有する第１シャント回路５０３０ａ，５０３０ｂとなっている。そのほかの点は、図４７に示す負荷変動部５００１と同様である。なお、図４９では、インピーダンス変換部５００２を示していないが、図４９の負荷変動部５００１に対しても、インピーダンス変換部５００２を接続することができる。

図４９（ｂ）は、図４９（ａ）の負荷変動部５００１のＬ１，Ｌ２それぞれを０から∞まで変化させたときの、負荷変動部５００１のインピーダンスの可変範囲Ｆを示している。図４９（ｂ）の可変範囲Ｆは、図４８の６種類の可変範囲Ｆをすべて重ね合わせたものに相当する。このように、インピーダンスを変更可能な第１シャント回路５０３０ａ，５０３０ｂを複数設けることで、Ｌ１の値が固定である場合に比べて、負荷変動部５００１のインピーダンスの可変範囲Ｆを広く（可変範囲Ｆを示す円弧の長さを長く）することができる。

図４９（ｂ）に示すインピーダンス可変範囲は、図４９（ａ）に示す２つの伝送線路５０１１，５０１２のパラメータ（線路長θ_１，θ_２及び特性インピーダンスＺ_１，Ｚ_２）を、図４７の負荷変動部５００１の２つの伝送線路５０１１，５０１２と同様に設定した場合のものである（線路長θ_１＝θ_２＝λ／４=λ／８＋λ／８、特性インピーダンスＺ_１＝Ｚ_２＝Ｚ_０）。
このように、可変のＬ１を設けることで、第２伝送線路５０１２の特性インピーダンスＺ_２を、第１伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺ_１よりも大きくしなくても（例えば、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚ_０の場合であっても）、負荷変動部５００１のインピーダンスの可変範囲を広くすることができる。

第２伝送線路５０１２の特性インピーダンスＺ_２をより大きくするには、第２伝送線路５０１２の幅をより細くする必要があり、所望されるインピーダンスの可変範囲が大きい場合、それに伴って、第２伝送線路５０１２の幅を十分に小さくする必要がある。
しかし、第２伝送線路５０１２が形成される基板の加工上の制約から、第２伝送線路５０１２の幅を十分に小さくすることが困難な場合がある。
このため、第２伝送線路５０１２の幅を細くするというアプローチだけでは、所望されるインピーダンスの可変範囲を得ることが困難になる場合がある。

しかし、可変のＬ１を設けることでも、可変範囲を大きくできるため、Ｚ_１＝Ｚ_２である場合、又は、Ｚ_２＞Ｚ_１であるがＺ_２がさほど大きくない場合であっても、所望されるインピーダンスの可変範囲を容易に得ることができる。

図５０は、第３例において、伝送線路５０１１，５０１２の特性インピーダンスＺ_１，Ｚ_２をＺ_０（＝５０Ω）に固定し、伝送線路５０１１，５０１２の線路長θ_１，θ_２を変化させた場合を示している。
図５０（ａ）に示すように、伝送線路５０１１，５０１２の線路長θ_１，θ_２は、θ_１＝θ_２＝θとし、θは、０．１（電気長）〜０．５（電気長）の範囲において、ステップサイズ＝０．０５で変化させた。

図５０（ｂ）に示すように、θ＝０．２５（λ／４）の場合、負荷変動部５００１の可変範囲は、図４９（ｂ）に示す可変範囲Ｆと同じになり、点Ｃ１を中心とする円弧となる。θが０．２５（λ／４）よりも大きくなると、円弧の中心Ｃ１がスミスチャート上において時計回りＣＷに移動する。一方、θが０．２５（λ／４）よりも小さくなると、円弧の中心Ｃ１がスミスチャート上において反時計回りＣＣＷに移動する。

このように、伝送線路５０１１，５０１２の線路長θを、０．２５（λ／４）以外の長さに設定しても、可変範囲の位置（円弧の中心）が変わるだけで、線路長θ＝０．２５（λ／４）であるときと同様に、負荷変動部５００１のインピーダンスを可変にすることができる。また、線路長θを変化させても、可変範囲の大きさを維持することができる。

また、図５０（ｂ）から明らかなように、伝送線路５０１１，５０１２の線路長θを変化させても、インピーダンス可変範囲は、必ずスミスチャートの中心（正規化インピーダンス＝１）を通る。
したがって、伝送線路５０１１，５０１２の線路長θを変化させても、Ｌ１，Ｌ２を適切に設定すれば、負荷変動部５００１のインピーダンスを、負荷変動部５００１から出力される信号が与えられる回路（例えば、アンテナ）にインピーダンス整合する値（例えば、５０Ω）にすることが可能である。

また、図５０（ｂ）から明らかなように、伝送線路５０１１，５０１２の線路長θを変化させても、Ｌ_１＝Ｌ_２＝０である点Ｐ２は、スミスチャートの最外円上の位置を維持する。
このように、Ｌ_１，Ｌ_２は小さいほど、負荷変動部５００１のインピーダンスは、スミスチャートの径方向外側に位置し易くなる一方、Ｌ_１，Ｌ_２が大きいほど、スミスチャートの中心又は実軸Ｒの付近に位置し易くなる。
したがって、負荷変動部５００１のインピーダンスを、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化させる、という観点からは、Ｌ_１，Ｌ_２はできるだけ大きな値の範囲で変化させるのが好ましい。

図５１は、第３例において、伝送線路５０１１，５０１２の線路長θ_１，θ_２をθ＝０．２５（λ／４）に固定し、伝送線路５０１１，５０１２の特性インピーダンスＺ_１，Ｚ_２を変化させた場合を示している。
図５１（ａ）に示すように、伝送線路５０１１，５０１２の特性インピーダンスＺ_１，Ｚ_２は、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚとし、Ｚは、３０Ω〜８０Ωの範囲において、ステップサイズ＝１０で変化させた。

図５１（ｂ）に示すように、Ｚ＝５０Ω（＝Ｚ_０）の場合、負荷変動部５００１の可変範囲は、図４９（ｂ）に示す可変範囲Ｆと同じになり、点Ｃ１を中心とする円弧となる。Ｚが５０Ωよりも大きくなると、円弧の中心Ｃ１がスミスチャート上において時計回りＣＷに移動する。ただし、Ｌ１＝Ｌ２＝∞である点Ｐ１は、実軸Ｒの位置を維持する。なお、Ｚが５０Ωよりも大きくなると、点Ｐ１はスミスチャートの中心（正規化インピーダンス＝１）に近づく。
一方、Ｚが５０Ωよりも小さくなると、円弧の中心Ｃ１がスミスチャート上において反時計回りＣＣＷに移動する。ただし、ただし、Ｌ１＝Ｌ２＝∞である点Ｐ１は、実軸Ｒの位置を維持する。なお、Ｚが５０Ωよりも小さくなると、点Ｐ１はスミスチャートの中心（正規化インピーダンス＝１）から遠ざかる。

図５１（ｂ）に示すように、伝送線路５０１１，５０１２それぞれの特性インピーダンスＺを、５０Ω以外の値に設定しても、可変範囲の位置（円弧の中心）が変わるだけで、Ｚ＝５０Ωであるときと同様に、負荷変動部５００１のインピーダンスを可変にすることができる。
また、図５１（ｂ）から明らかなように、伝送線路５０１１，５０１２それぞれの特性インピーダンスＺを変化させても、インピーダンス可変範囲は、必ずスミスチャートの中心（正規化インピーダンス＝１）を通る。
したがって、伝送線路５０１１，５０１２の特性インピーダンスＺを変化させても、Ｌ１，Ｌ２を適切に設定すれば、負荷変動部５００１のインピーダンスを、負荷変動部５００１から出力される信号が与えられる回路（例えば、アンテナ）にインピーダンス整合する値（例えば、５０Ω）にすることが可能である。

しかも、図５１（ｂ）に示すように、伝送線路５０１１，５０１２の特性インピーダンスＺを変化させても、Ｌ１，Ｌ２を∞に設定すれば、負荷変動部５００１のインピーダンスは実軸Ｒの任意の値（０Ω〜５０Ω）をとることができる。
つまり、Ｌ１，Ｌ２を∞としたときの負荷変動部５００１のインピーダンスは、第１伝送線路５０１１の線路インピーダンス（特性インピーダンス）Ｚと第２伝送線路５０１２の線路インピーダンス（特性インピーダンス）Ｚの合成インピーダンス（Ｚ／／Ｚ）となる（図３３（ｂ）参照）。伝送線路５０１１，５０１２は、線路長がλ／４であれば、抵抗成分のみを有するため、合成インピーダンス（Ｚ／／Ｚ）も、抵抗成分のみを有する（実質的にリアクタンス成分が存在しない）。

また、図５１（ｂ）から明らかなように、伝送線路５０１１，５０１２の特性インピーダンスＺを変化させても、Ｌ_１＝Ｌ_２＝０である点Ｐ２は、スミスチャートの最外円上の位置を維持する。
このように、Ｌ_１，Ｌ_２は小さいほど、負荷変動部５００１のインピーダンスは、スミスチャートの径方向外側に位置し易くなる一方、Ｌ_１，Ｌ_２が大きいほど、スミスチャートの中心又は実軸Ｒの付近に位置し易くなる。
したがって、負荷変動部５００１のインピーダンスを、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化させる、という観点からは、Ｌ_１，Ｌ_２はできるだけ大きな値の範囲で変化させるのが好ましい。

しかも、伝送線路５０１１，５０１２それぞれの線路長がλ／４である場合には、Ｌ１＝Ｌ２＝∞である点Ｐ１からスミスチャートの中心位置付近までの可変範囲の軌跡が、実軸Ｒ上又は実軸Ｒの近傍に位置し、実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅとなっている（特に、点Ｐ１が実軸Ｒ上に位置する）。
したがって、伝送線路５０１１，５０１２それぞれの線路長がλ／４である場合には、Ｌ_１，Ｌ_２を比較的大きな値の範囲で変化させることで、負荷変動部５００１のインピーダンスを、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化させるのが容易となる。

さらに、図５１（ｂ）によれば、並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２の全体の特性インピーダンス（Ｚ／／Ｚ）が、負荷変動部５００１から出力される信号が与えられる回路（例えば、アンテナ）にインピーダンス整合する値（例えば、５０Ω）よりも、小さいことで、負荷変動部５００１のインピーダンスの可変範囲の軌跡が、実軸Ｒに沿って変化する部分が広くなることがわかる。
例えば、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚ＝３０Ωであれば（Ｚ／／Ｚ）＝１５Ωであり、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚ＝８０Ωであれば（Ｚ／／Ｚ）＝４０Ωであるから、図５１に例示するＺの変化範囲（３０Ω〜８０Ωの範囲）における各値は、並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２の全体の特性インピーダンス（Ｚ／／Ｚ）が、負荷変動部５００１から出力される信号が与えられる回路（例えば、アンテナ）にインピーダンス整合する値（ここでは、５０Ωとする）よりも、小さくなっている。

そして、Ｚ_１＝Ｚ_２＝Ｚの値が小さいほど、実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅが広くなるから、実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅを広くするには、伝送線路５０１１，５０１２の幅を広くすればよい。したがって、実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅを広くするためには、伝送線路５０１１，５０１２の幅を細くする必要がなく、伝送線路の幅を細くする場合の基板加工上の問題の発生を回避できる。

［６．１７．４第４例］
図５２（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部５００１の第４例を示している。
図５２（ａ）に示す負荷変動部５００１は、並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の数が、３となっている。つまり、図５２（ａ）に示す負荷変動部５００１は、図４９（ａ）に示す負荷変動部５００１に第３伝送線路５０１３を追加し、第３伝送線路５０１３に第１シャント回路５０３０ｃ（可変インダクタＬ３）を追加したものとなっている。
そのほかの点は、図４９（ａ）に示す負荷変動部５００１と同様である。なお、図５２では、インピーダンス変換部５００２を示していないが、図５２の負荷変動部５００１に対しても、インピーダンス変換部５００２を接続することができる。

図５２（ａ）に示す負荷変動部５００１のインピーダンスの可変範囲Ｆは、所定の条件下では、図５２（ｂ）に示すように、図４９（ｂ）と同じ可変範囲をとることができる。つまり、図５２（ａ）に示す負荷変動部５００１は、図４９（ａ）に示す負荷変動部５００１と回路的に等価となり得る。

ここで、負荷変動部５００１の伝送線路の並列接続数がｎであるときに、伝送線路の並列接続数がｍである負荷変動部５００１と等価になるための条件は、次の通りである。
Ｚｔｈｎ／ｎ＝Ｚｔｈｍ／ｍ
ここで、
Ｚｔｈｎ：伝送線路の並列接続数がｎであるときの各伝送線路の特性インピーダンス
Ｚｔｈｍ：伝送線路の並列接続数がｍであるときの各伝送線路の特性インピーダンス

したがって、ｎが、図５２に示すように３であり、ｍが、図４９に示すように２である場合について考えると、図４９（ａ）の負荷変動部５００１においてＺ_１＝Ｚ_２＝Ｚｔｈ２としたときに、
Ｚｔｈ３／３＝Ｚｔｈ２／２
が成り立てば、図５２の負荷変動部５００１と図４９の負荷変動部５００１とは回路的に等価である。
例えば、Ｚｔｈ３＝４５ΩでありＺ_１＝Ｚ_２＝Ｚｔｈ２＝３０Ωである場合、又は、Ｚｔｈ３＝７５ΩでありＺ_１＝Ｚ_２＝Ｚｔｈ２＝５０Ωである場合においては、図５２の負荷変動部５００１と図４９の負荷変動部５００１とは回路的に等価である。

したがって、第３例に係る負荷変動部５００１に関する前述した考察は、図５２の第４例に係る負荷変動部５００１についても当てはまる。

なお、図５２に示す負荷変動部５００１のように３以上の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３を設ける場合においても、シャント回路（第１シャント回路）５０３０ａ，５０３０ｂ，５０３０ｃは、少なくとも一つの伝送線路５０１１，５０１２，５０１３に備わっていればよい。ただし、シャント回路(第１シャント回路)の数は二以上が好ましい。
また、図５２に示す負荷変動部５００１において、複数のシャント回路のうちの少なくとも一つを、可変素子を有しないシャント回路（第２シャント回路）としてもよい。

［６．１７．５第５例］
図５３（ａ）は、伝送線路に設けたシャント回路によってインピーダンスが変化する負荷変動部５００１の第５例を示している。
図５３（ａ）に示す負荷変動部５００１は、伝送線路が並列接続されておらず単一の伝送線路５０１１だけが存在し、その伝送線路５０１１に第１シャント回路５０３０（可変インダクタＬ）が設けられている。
そのほかの点は、図４９（ａ）及び図５２（ａ）に示す負荷変動部５００１と同様である。なお、図５３では、インピーダンス変換部５００２を示していないが、図５３の負荷変動部５００１に対しても、インピーダンス変換部５００２を接続することができる。

図５３（ａ）に示す負荷変動部５００１も、所定の条件下では、図５３（ｂ）に示すように、図４９（ｂ）及び図５２（ｂ）と同じ可変範囲をとることができる。つまり、図５３（ａ）に示す負荷変動部５００１は、図４９（ａ）及び図５２（ａ）に示す負荷変動部５００１と回路的に等価となり得る。

つまり、前述の
Ｚｔｈｎ／ｎ＝Ｚｔｈｍ／ｍ
という関係式は、負荷変動部５００１の伝送線路の数が１（並列接続数が１）であるときにも成り立つ。
したがって、ｎが、図５３（ａ）に示すように１であり、ｍが、図５２（ａ）に３である場合について考えると、
Ｚｔｈ１／１＝Ｚｔｈ３／３
が成り立てば、図５３（ａ）の負荷変動部５００１と図５２（ａ）の負荷変動部５００１とは回路的に等価である。
例えば、Ｚｔｈ１＝１５ΩでありＺｔｈ３＝４５Ωである場合、又は、Ｚｔｈ１＝２５ΩでありＺｔｈ３＝７５Ωである場合においては、図５３（ａ）の負荷変動部５００１と図５２（ａ）の負荷変動部５００１とは回路的に等価である。

よって、第４例に係る負荷変動部５００１と等価になり得る第３例に係る負荷変動部５００１に関する前述した考察は、図５３の第５例に係る負荷変動部５００１についても当てはまる。

さらに、図５３の第５に係る負荷変動部５００１の場合、負荷変動部において信号入力側（ＩＮ）から信号出力側（ＯＵＴ）に至る伝送線路５０１１の数が１本（並列接続数＝１）でよいため、回路構成を、簡素にすることができ好適である。

図５４は、図５３に示す負荷変動部５００１において、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１を、負荷変動部５００１から出力される信号が与えられる回路（例えば、アンテナ）にインピーダンス整合する値Ｚ_０にした場合を示している。この場合、負荷変動部５００１のインピーダンス可変範囲Ｆは、図５４（ｂ）に示すようになる。

図５４（ｂ）に示すインピーダンス可変範囲Ｆにおいては，Ｌ＝∞である点Ｐ１が、正規化インピーダンスが１である点（スミスチャートの中心）となる。可変範囲Ｆは、スミスチャートの中心を通る円（半径＝０．５）に沿った円弧となる。可変範囲Ｆは、点Ｐ１を起点として、Ｌ＝０である点Ｐ２に至る。点Ｐ２（Ｌ＝０）の場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは∞となる。

図５４に示すように、１本しかない伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１をＺ_０（例えば、５０Ω）にすると、この負荷変動部５００１をロードモジュレーション方式の増幅装置における負荷変動部（負荷変動器）として用いた場合に、増幅装置の効率の低下を招くことがある。

ここで、ロードモジュレーション方式においては、増幅装置に入力される信号が小さく、したがって、負荷変動部５００１から出力される信号も小さくしたい場合、負荷変動部５００１における信号の反射を大きくすればよい。
一方、増幅装置に入力される信号が大きく、したがって、負荷変動部５００１から出力される信号も大きくしたい場合、負荷変動部５００１における信号の反射を小さくすればよい。

しかし、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１がＺ_０（例えば、５０Ω）であると、伝送線路５０１１だけを考えた場合（シャント回路５０３０のインピーダンスが無限大であると仮定した場合）には、負荷変動部５００１における反射は最小となり、負荷変動部５００１からの出力される信号は最大となる（ロスは小）。

したがって、負荷変動部５００１における反射を大きくして負荷変動部５００１からの信号出力を小さくしたい場合には、負荷変動部５００１のインピーダンスをＺ_０（スミスチャートの中央）以外の値にすべく、リアクタンス成分が必要となる。
つまり、負荷変動部５００１から小電力信号を得たい場合には、シャント回路５０３０のインピーダンスは無限大ではなく、無限大よりも小さい値Ｌにする必要がある。
この結果、信号出力を小さくしたい場合には、シャント回路５０３０のインピーダンスが小さくなり、シャント回路５０３０に無駄な電流が流れやすくなる。
シャント回路５０３０に流れる電流が大きいと、増幅装置の効率を低下させる。

ここで、Ｗ−ＣＤＭＡ，ＯＦＤＭのように、ピーク電力がまれにしか発生せず、平均電力とピーク電力との比が大きい通信方式の場合、確率的に多く発生する小電力信号のロスは小さいことが望ましい。
しかし、図５４に示すように、１本しかない伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１をＺ_０にすると、確率的にまれにしか発生しない大電力信号のロスが小さくなるだけで、確率的に多く発生する小電力信号のロスが大きくなる。この結果、増幅装置の効率は低下する。
なお、このことは、並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス）が、Ｚ_０である場合にも当てはまる。

これに対し、１本しかない伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１がＺ_０以外の値（インピーダンス整合しない値）である場合、増幅装置の効率の低下を防止できる。
ここで、インピーダンス整合とは前述のように電力整合のことであり、インピーダンス整合しない値とは、電力整合（インピーダンス整合）時と比較して、２ｄＢ以上出力電力が低下するインピーダンス値をいう。このようなインピーダンス値は、計算によって、又は、ロードプル装置とよばれる測定器によって測定することができる。

伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１が、インピーダンス整合しない値であると、伝送線路５０１１だけを考えた場合、つまり、シャント回路５０３０のインピーダンスが無限大であるときに、負荷変動部５００１における反射が大きくなり、負荷変動部５００１から出力される信号は小さくなる。
このとき、シャント回路５０３０のインピーダンスは無限大であるため、シャント回路５０３０にはロスとなる電流は流れない。
したがって、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１がインピーダンス整合しない値であると、発生頻度の高い小電力信号を、ロスの少ないＬ＝∞で生成することができる。この結果、発生頻度の高い小電力信号についてのロスが低下する。よって、増幅装置の効率の低下を防止できる。
なお、このことは、並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス）が、Ｚ_０以外の値である場合にも当てはまる。

以上の増幅装置９５１の動作を、図４２に即して説明する。図４２の負荷制御部９５４ｃは、入力信号の振幅情報ｒに基づいて、シャント回路５０３０（５０３０ａ，５０３０ｂ，５０３０ｃ）の制御素子（可変インダクタ）の制御を行えばよい。
負荷制御部９５４ｃは、入力信号の振幅が小さいほど、シャント回路５０３０（５０３０ａ，５０３０ｂ，５０３０ｃ）のインピーダンスＬが大きくなり、入力信号の振幅が大きいほど、シャント回路５０３０（５０３０ａ，５０３０ｂ，５０３０ｃ）のインピーダンスＬが小さくなるように制御すればよい。
これにより、入力信号の振幅が小さいときには、負荷変動部５００１の反射が大きくなって、負荷変動部５００１の出力信号が小さくなり、入力信号の振幅が大きいときには、負荷変動部５００１の反射が小さくなって、負荷変動部５００１の出力信号が大きくなる。

前述のように、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１がＺ_０よりも小さい値であると（並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス）が、Ｚ_０よりも小さい値であると）、可変範囲Ｆが実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅを広くとり易くなる。

つまり、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１がＺ_０よりも大きい値（並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス）が、Ｚ_０よりも大きい値）であっても、可変範囲Ｆが実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅを確保することができるが、当該部分は、スミスチャートの中心よりも右側の実軸Ｒに沿ったものとなる。
したがって、実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅを広くしようとすると、Ｌ＝∞となる点Ｐ１の位置を、スミスチャートの中心よりも右側の実軸Ｒ上であって、インピーダンス＝∞に近い位置にしなければならない。
つまり、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１（並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス））を∞に近い値（非常に大きい値）にしなければならない。
しかし、１本だけの伝送線路５０１１の特性インピーダンスを非常に大きい値にしようとすれば、伝送線路５０１１の幅を非常に細くしなければならない。しかも、複数の伝送線路５０１１、５０１２，５０１３が並列接続されている場合には、個々の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の伝送線路の幅をさらに細くしなければならない。

このため、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１（並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス））を非常に大きくすることは、基板加工上の観点からは、現実的には困難である。
この結果、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１がＺ_０よりも大きい値であると（並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス）が、Ｚ_０よりも大きい値）である場合には、可変範囲Ｆが実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅを広くとるのが困難となる。

これに対し、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１（並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス））を小さくすることは、伝送線路の幅を大きくすればよいだけであるため、基板加工上の問題は少ない。
よって、伝送線路５０１１の特性インピーダンスＺｔｈ１がＺ_０よりも小さい値であると（並列接続された複数の伝送線路５０１１，５０１２，５０１３の全体の特性インピーダンス（合成インピーダンス）が、Ｚ_０よりも小さい値であると）、可変範囲Ｆが実軸Ｒに沿って変化する部分Ｅを広くとり易くなり、好ましい。

また、負荷変動部５００１において、シャント回路５０３０を除いた部分、つまり、伝送線路５０１１は、λ／４伝送線路であるため、Ｌ＝∞の場合、負荷変動部５００１のインピーダンス（点Ｐ１）は、スミスチャートの実軸Ｒ上に位置する。つまり、Ｌ＝∞の場合、負荷変動部５００１のインピーダンスは、リアクタンスが実質的に含まれておらず、抵抗成分が支配的な値となっている。
したがって、伝送線路５０１１の線路長がλ／４である場合には、Ｌを比較的大きな値の範囲で変化させることで、負荷変動部５００１のインピーダンスを、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化させるのが容易となる。

なお、第５例に係る負荷変動部５００１の回路構成は、第３例及び第４例に係る負荷変動部５００１の回路構成を一般化したものに相当するため、第５例に係る負荷変動部５００１に関する前述した考察は、第３例及び第４例に係る負荷変動部５００１についても当てはまることがある。

［６．１７．６第３例の負荷変動部の回路（パターン１）］
図５５は、図４９に示す第３例の負荷変動部５００１のＬ１，Ｌ２それぞれを、離散的に変化させるための回路例を示している。
図５５において、第１伝送線路５０１１及び第２伝送線路５０１２の線路長は、それぞれ、λ／４である。また、第１伝送線路５０１１及び第２伝送線路５０１２の幅は同じに設定されており、両伝送線路５０１１，５０１２の特性インピーダンスは、例えば、５０Ωである。

図５５において、第２伝送線路５０１２に設けられた第１シャント回路５０３０ａは、その第１シャント回路５０３０ａのインピーダンス（誘導性リアクタンス）を４つの値に離散的に変更可能に構成されている。また、第１伝送線路５０１２に設けられた第１シャント回路５０３０ｂは、その第１シャント回路５０３０ｂのインピーダンス（誘導性リアクタンス）を２つの値に離散的に変更可能に構成されている。

図５５において、第２伝送線路５０１２に設けられた第１シャント回路５０３０ａは、第１線路５０５６と、第２線路５０５７と、第３線路５０５８と、２つのスイッチング素子（高周波スイッチング素子；制御素子）５０２１ｂ（Ｄ２），５０２１ｃ（Ｄ３）と、を備えている。各線路５０５６，５０５７，５０５８は、いずれもマイクロストリップライン又はストリップラインとして構成されている。制御信号によって素子状態が変化する制御素子であるスイッチング素子は、例えば、ＰＩＮダイオードによって構成することができ、制御信号に応じて、導通状態又は非導通状態に切り替わることができる。

第１線路５０５６は、第２伝送線路５０１２の長さ方向中途（長さ方向中央位置）に設けられている。
第２線路５０５７は、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２）を介して、第１線路５０５６に直列接続されている。第３線路５０５８は、スイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ３）を介して、第１線路５０５６に直列接続されている。つまり、第２線路５０５７及び第３線路５０５８を並列接続したものが、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２），５０２１ｃ（Ｄ３）を介して、第１線路５０５６に直列接続されている。
第２線路５０５７及び第３線路５０５８において、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２），５０２１ｃ（Ｄ３）とは反対側の端部は、オープンとなっている。

図５５において、第１伝送線路５０１１に設けられた第１シャント回路５０３０ｂは、第１線路５０６１と、一つのスイッチング素子（高周波スイッチング素子；制御素子）５０２１ａ（Ｄ１）と、を備えている。第１線路５０６１は、マイクロストリップライン又はストリップラインとして構成されている。制御素子であるスイッチング素子は、例えば、ＰＩＮダイオードによって構成することができ、導通状態又は非導通状態に切り替わることができる。
第１線路５０６１は、第１伝送線路５０１１の長さ方向中途（長さ方向中央位置）に、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）を介して接続されている。第１線路５０６１において、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）とは反対側の端部は、オープンとなっている。

図５６は、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＦＦ（非導通状態）としたまま、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２）及びスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ３）を、ＯＮ（導通状態）／ＯＦＦ（非導通状態）に切り替えた４パターンについての等価回路を示している。

図５６に示すように、Ｄ２＝ＯＦＦ／Ｄ３＝ＯＦＦの場合（図５６（ａ）参照）、負荷変動部５００１は、２つの並列接続された伝送線路５０１１，５０１２に加えて、第２伝送線路５０１２に第１線路５０５６からなるオープンスタブが設けられたものとなる。
同様に、Ｄ２＝ＯＮ／Ｄ３＝ＯＦＦの場合（図５６（ｂ）参照）、負荷変動部５００１は、２つの並列接続された伝送線路５０１１，５０１２に加えて、第２伝送線路５０１２に第１線路５０５６及び第２線路５０５７からなるオープンスタブが設けられたものとなる。
同様に、Ｄ２＝ＯＦＦ／Ｄ３＝ＯＮの場合（図５６（ｃ）参照）、負荷変動部５００１は、２つの並列接続された伝送線路５０１１，５０１２に加えて、第２伝送線路５０１２に第１線路５０５６及び第３線路５０５８からなるオープンスタブが設けられたものとなる。
同様に、Ｄ２＝ＯＮ／Ｄ３＝ＯＮの場合（図５６（ｄ）参照）、負荷変動部５００１は、２つの並列接続された伝送線路５０１１，５０１２に加えて、第２伝送線路５０１２に第１線路５０５６、第２線路５０２７及び第３線路５０５８からなるオープンスタブが設けられたものとなる。

このように、制御信号によって、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２）及びスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ３）のＯＮ／ＯＦＦを切り替えると、線路長又は線路形態の異なる４種類のオープンスタブが得られる。
したがって、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２）及びスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ３）のＯＮ／ＯＦＦを切り替えによって、第２伝送線路５０１２に設けられた第１シャント回路５０３０ａは、４種類のインピーダンス（誘導リアクタンス）Ｚ_ａ１，Ｚ_ａ２，Ｚ_ａ３，Ｚ_ａ４に変化することができる。

ここで、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であると、負荷変動部５００１のインピーダンス可変範囲は、図４８（ｆ）のＬ１＝∞の場合と同じになる。したがって、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２）及びスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ３）のＯＮ／ＯＦＦを切り替えによって得られた４種類のインピーダンスは、いずれも、図４８（ｆ）のＬ１＝∞の場合における可変範囲Ｆ内の値となる。

図５７は、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＮ（導通状態）としたまま、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２）及びスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ３）を、ＯＮ（導通状態）／ＯＦＦ（非導通状態）に切り替えた４パターンについての等価回路を示している。

スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮ（導通状態）であると、第１伝送線路５０１１に第１線路５０６１からなるオープンスタブが設けられたものとなる。
したがって、図５７に示す等価回路は、図５６に示す等価回路における第１伝送線路５０１１に第１線路５０６１からなるオープンスタブが設けられたものとなっている。

ここで、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＮ（導通状態）にして、第１伝送線路５０１１に第１線路５０６１からなるオープンスタブが設けられたものとすることは、図４８において、Ｌ１＝∞以外のＬ１の値にすることと等価である。
つまり、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＮ（導通状態）にすると、インピーダンス可変範囲Ｆが、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であるときに比べて、変化する。

したがって、図５８にも示すように、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＮ（導通状態）にすると、負荷変動部５００１のインピーダンスの値Ｚ_ｂ１，Ｚ_ｂ２，Ｚ_ｂ３，Ｚ_ｂ４は、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であるときのインピーダンスの値Ｚ_ａ１，Ｚ_ａ２，Ｚ_ａ３，Ｚ_ａ４に比べて変化する。

よって、負荷制御部９５４ｃからの制御信号によって、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）、スイッチング素子５０２１ｂ（Ｄ２）及びスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ３）のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることで、合計８種類のインピーダンスに変化させることができる。
なお、第１線路５０６１の線路長Ｄ_Ｌは、λ／４又はλ／４付近の長さ（例えば、λ／４ ≦ Ｄ_Ｌ ≦ ３λ／８）であるのが好ましい。

［６．１７．７第３例の負荷変動部の回路（パターン２）］
図５９は、図４９に示す第３例の負荷変動部５００１のＬ１，Ｌ２それぞれを、離散的に変化させるための他の回路例を示している。
図５９の負荷変動部５００１では、第１伝送線路５０１１に設けられた第１シャント回路５０３０ｂの構成が、図５５の負荷変動部５００１と異なっているが、他の構成については図５５と同様である。

図５９の回路例は、図５５の回路例よりもロスを低減可能にしたものである。
図５５の回路では、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）が導通状態であると、第１伝送線路５０１１に線路長Ｄ_Ｌのオープンスタブが設けられたことになる。そして、第１伝送線路５０１１に接続される第１線路５０６１（オープンスタブ）の線路長Ｄ_Ｌがλ／４付近の長さである場合には、第１伝送線路５０１１と第１線路５０６１との接続位置（スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）の位置）は、ｓｈｏｒｔとなる。
したがって、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）が導通状態のときに、ｓｈｏｒｔになるため、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）に電流が流れ易くなり、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）に流れる電流によってロスが発生する。

もっとも、第１伝送線路５０１１は、その位置によって電流の大きさが異なり、第１伝送線路５０１１において電流が小さくなる位置に、第１線路５０６１（スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１））を設ければ、ロスの発生を小さくできる。
しかし、第１伝送線路５０１１において電流が小さくなる位置に、第１線路５０６１（スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１））を設けようとすると、回路設計の自由度が低下する。

そこで、図５９の回路例では、第１伝送線路５０１１において電流が大きくなる位置に、第１線路５０６１（スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１））を設けても、ロスの発生を小さくできるように構成されている。

具体的には、第１伝送線路５０１１に設けられた第１シャント回路５０３０ｂは、線路長がＤ_Ｌの線路からなる第１スタブ５０７１と、線路長がλ／４の第２スタブ５０７２と、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）と、を備えている。
第１スタブ５０７１は、第１伝送線路５０１１の長さ方向中途（長さ方向中央）の接続位置に設けられている。第１スタブ５０７１の線路長Ｄ_Ｌは、λ／４又はλ／４付近の長さ（例えば、λ／４ ≦ Ｄ_Ｌ ≦ ３λ／８）であるのが好ましい。
以下では、便宜的に、第１スタブ５０７１を、第１伝送線路５０１１との接続位置からλ／４の線路長の部分（第１部分）５０７１ａと、第１部分５０７１ａを除いた残りの部分（第２部分）５０７１ｂと、を分けて考える場合がある。第２部分の線路長は、（Ｄ_Ｌ−λ／４）である。
第２スタブ５０７２は、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）を介して、第１スタブ５０７１の長さ方向中途に接続されている。

スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であるときには、第２スタブ５０７２は実質的に存在しなくなり、線路長（非導通状態線路長）がＤ_Ｌである第１スタブ５０７１によるオープンスタブが、第１伝送線路５０１１に接続された状態となる。線路長（非導通状態線路長）Ｄ_Ｌのオープンスタブによって、図５５に示す負荷変動部５００１において、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮ（導通状態）であるときと同じ状態(図５７参照)が得られる。
したがって、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＦＦ（非導通状態）にすると、負荷変動部５００１のインピーダンスの値が、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮ（導通状態）であるときのインピーダンスの値に比べて変化する。

一方、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮであるときには、第１スタブ５０７１の第１部分５０７１ａ及び第２スタブ５０７２による線路長λ／２のオープンスタブが、第１伝送線路５０１１に接続された状態となる。
ここで、第２スタブ５０７２は、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）が接続されているのとは反対側の端部がｏｐｅｎであるため、第２スタブ５０７２において、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）が接続されている側の端部はｓｈｏｒｔとなる。第１スタブ５０７１の第２部分５０７１ｂは、ｓｈｏｒｔとなる位置において、第２スタブ５０７２と並列に接続されているため機能しない。

したがって、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮであるときには、線路長λ／４の第１スタブ５０７１の第１部分５０７１ａ及び線路長λ／４の第２スタブ５０７２だけが直列接続されている状態となる。この結果、線路長λ／２のオープンスタブが、第１伝送線路５０１１に接続された状態となる。
そして、線路長λ／２のオープンスタブの場合、第１スタブ５０７１と第１伝送線路５０１１との接続位置もｏｐｅｎになる。このため、第１伝送線路５０１１からみると、線路長λ／２のオープンスタブは存在しないのと等価となる。線路長λ／２のオープンスタブによって、図５５に示す負荷変動部５００１において、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であるときと同じ状態（図５６参照）が得られる。

この結果、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＮ（導通状態）にすると、負荷変動部５００１のインピーダンスの値が、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であるときのインピーダンスの値に比べて変化する。

図５９の負荷変動部５００１では、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮであるときには、第１伝送線路５０１１からみると、線路長λ／２のオープンスタブは存在しないのと等価となる。したがって、第１スタブ５０７１が、第１伝送線路５０１１において電流が大きい部分に設けられていても、第１スタブ５０７１へ流れる電流は小さくなり、第１スタブ５０７１（線路長λ／２のオープンスタブ）に流れる電流によるロスも小さくなる。
なお、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）は、線路長λ／２のオープンスタブにおいてｓｈｏｒｔとなる位置に設けられており、電流が大きくなり易い位置にある。ただし、線路長λ／２のオープンスタブ自体に流れる電流が小さくなっているため、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）に流れる電流も小さくなっており、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）におけるロスの発生を抑えることができる。

スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＮ（導通状態）にしたときに得られるオープンスタブの線路長は、λ／２に限られず、（λ／２）×ｎ（ｎは１以上の整数）であればよい。具体的には、第２スタブ５０７２の線路長は、λ／４に限られず、（λ／４）＋（（λ／２）×ｍ（ｍは０以上の整数））であればよい。

また、図５９に示すシャント回路５０３０ｂは、第２伝送線路５０１２に接続される第１シャント回路５０３０ａとして使用してもよい。

［６．１７．８第３例の負荷変動部の回路（パターン３）］
図６０は、図４９に示す第３例の負荷変動部５００１のＬ１，Ｌ２それぞれを、離散的に変化させるための他の回路例を示している。
図６０の負荷変動部５００１では、第１伝送線路５０１１に設けられた第１シャント回路５０３０ｂの構成が、図５５の負荷変動部５００１と異なっているが、他の構成については図５５と同様である。

図６０の回路例も、図５９の回路例と同様に、図５５の回路例よりもロスを低減可能にしたものである。
図６０において、第１伝送線路５０１１に設けられた第１シャント回路５０３０ｂは、線路長がＤ_Ｌの線路からなる第１スタブ５０７３と、線路長が（（λ／２）−Ｄ_Ｌ）の第２スタブ５０７４と、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）と、を備えている。

第１スタブ５０７３は、第１伝送線路５０１１の長さ方向中途（長さ方向中央）の接続位置に設けられている。第１スタブ５０７３の線路長Ｄ_Ｌは、λ／４又はλ／４付近の長さ（例えば、λ／４ ≦ Ｄ_Ｌ ≦ ３λ／８）であるのが好ましい。
第２スタブ５０７４は、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）を介して、第１スタブ５０７３に直列接続されている。第２スタブ５０７４の線路長は、（（λ／２）−Ｄ_Ｌ）に限られず、（（（λ／２）×ｎ）−Ｄ_Ｌ）（ｎは１以上の整数）であってもよい。

スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であるときには、第２スタブ５０７４は実質的に存在しなくなり、線路長（非導通状態線路長）がＤ_Ｌである第１スタブ５０７３によるオープンスタブが、第１伝送線路５０１１に接続された状態となる。線路長（非導通状態線路長）Ｄ_Ｌのオープンスタブによって、図５５に示す負荷変動部５００１において、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮ（導通状態）であるときと同じ状態(図５７参照)が得られる。
したがって、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）をＯＦＦ（非導通状態）にすると、負荷変動部５００１のインピーダンスの値が、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮ（導通状態）であるときのインピーダンスの値に比べて変化する。

一方、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮであるときには、直列接続された第１スタブ５０７３及び第２スタブ５０７４による線路長λ／２のオープンスタブが、第１伝送線路５０１１に接続された状態となる。
線路長λ／２のオープンスタブの場合、第１スタブ５０７３と第１伝送線路５０１１との接続位置もｏｐｅｎになる。このため、第１伝送線路５０１１からみると、線路長λ／２のオープンスタブは存在しないのと等価となる。線路長λ／２のオープンスタブによって、図５５に示す負荷変動部５００１において、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＦＦ（非導通状態）であるときと同じ状態（図５６参照）が得られる。

図６０の負荷変動部５００１では、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）がＯＮであるときには、第１伝送線路５０１１からみると、線路長λ／２のオープンスタブは存在しないのと等価となる。したがって、第１スタブ５０７３が、第１伝送線路５０１１において電流が大きい部分に設けられていても、第１スタブ５０７３へ流れる電流は小さくなり、第１スタブ５０７３（線路長λ／２のオープンスタブ）に流れる電流によるロスも小さくなる。

しかも、図６０の負荷変動部５００１では、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）は、線路長λ／２のオープンスタブにおいてｓｈｏｒｔとなる位置（ｏｐｅｎの位置からλ／４の位置）には設けられていないため、線路長λ／２のオープンスタブにおいて比較的電流が少ない位置に設けられていることになる。
したがって、図６０の負荷変動部５００１では、図５９の負荷変動部５００１よりも、スイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１）に流れる電流によるロスを低減することができる。

図６０に示すシャント回路５０３０ｂは、第２伝送線路５０１２に接続される第１シャント回路５０３０ａとして使用してもよい。
また、図５５、図５９、及び図６９に示す第１シャント回路５０３０ａ，５０３０ｂは、図４５に示す第１例の第１シャント回路５０３０、図４７に示す第２例の第１シャント回路５０３０に用いても良い。

［６．１７．９インピーダンスが可変である第１シャント回路の回路例］
図６１〜図６６は、既に説明した第１シャント回路の回路例以外の、第１シャント回路の回路例の様々なバリエーションを示している。なお、図６１及び図６３〜図６５では、理解の容易のため、第１シャント回路５０３０の回路例を、図４５に示す第１例の負荷変動部５００１の第１シャント回路５０３０に用いたものを示した。ただし、図６１及び図６３〜図６６に示す第１シャント回路５０３０の回路例は、図４５、図４７、及び図４９〜図５４に示す第１シャント回路５０３０ａ，５０３０ｂ，５０３０ｂ，５０３０ｃとして用いても良い。

図６１に示す第１シャント回路５０３０は、キャパシタンス（容量性リアクタンス）を変化させることで、第１シャント回路５０３０としてはインダクタンス（誘導性リアクタンス）が変化するように動作させるためのものである。

具体的には、第１シャント回路５０３０は、並列接続された複数（２つ）のキャパシタＣ_ｓ１，Ｃ_ｓ２を有している。複数のキャパシタＣ_ｓ１，Ｃ_ｓ２は、それぞれ、制御信号によって素子状態（ＯＮ／ＯＦＦ）が変化するスイッチング素子（高周波スイッチング素子；制御素子）５０２１ａ（Ｄ１），５０２１ｂ（Ｄ２）を介して、グランドに接続されている。制御信号によって素子状態が変化する制御素子であるスイッチング素子は、例えば、ＰＩＮダイオードによって構成することができ、制御信号に応じて、導通状態又は非導通状態に切り替わることができる。

並列接続された複数のキャパシタＣ_ｓ１，Ｃ_ｓ２には、更に、インダクタＬｓが並列接続されている。インダクタＬｓは、負荷変動部５００１の出力信号が大きい場合に対応するためのものである。複数のキャパシタＣ_ｓ１，Ｃ_ｓ２及びインダクタＬｓによって、第１シャント回路本体５０９０が構成されている。ただし、インダクタＬｓは省略してもよい。

第１シャント回路本体５０９０は、マイクロストリップライン又はストリップラインからなる線路５０８０を介して、第２伝送線路５０１２の長さ方向中途（長さ方向中央位置）に接続されている。
線路５０８０の線路長は、３λ／８（λ×３／８）であり、インピーダンスを変換するために用いられる。

２つのスイッチング素子５０２１ａ（Ｄ１），５０２１ｂ（Ｄ２）がとり得る４通りのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせに対応する、第１シャント回路本体５０９０の４通りのインピーダンスＺ_ｃ１，Ｚ_ｃ２，Ｚ_ｃ３，Ｚ_ｃ４を、図６２（ａ）に示した。
第１シャント回路本体５０９０のインピーダンスＺ_ｃ１，Ｚ_ｃ２，Ｚ_ｃ３，Ｚ_ｃ４が図６２（ａ）に示すような値をとる場合に、第１シャント回路本体５０９０と第２伝送線路５０１２との間に、線路長３λ／８の線路５０８０が設けられていると、第２伝送線路５０１２からみた第１シャント回路５０３０のインピーダンスは、図６２（ｂ）に示すようになる。図６２（ｂ）は、図４６（ａ）におけるシャント回路インピーダンスの可変範囲内で、インピーダンスを離散的に変化させたものに対応する。

集中定数の回路素子だけを使うと、図６２（ｂ）のＺ_ｃ１，Ｚ_ｃ４のように、インピーダンスが０又は∞の値を生成することは困難である。しかし、線路長３λ／８の線路５０８０を設けることで、図６２（ｂ）に示すようにインピーダンスを変換できるため、図６２（ｂ）のようなインピーダンスが得られる第１シャント回路本体５０９０を設ければ、０又は∞のインピーダンスであっても、比較的容易に生成できる。

図６３は、図６１に示す第１シャント回路５０３０にスイッチング素子（高周波スイッチング素子；制御素子）５０２１ｃ（Ｄ０）を追加したものである。
追加されたスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ０）は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子であり、例えば、ＰＩＮダイオードによって構成することができ、制御信号に応じて、導通状態又は非導通状態に切り替わることができる。
追加されたスイッチング素子５０２１ｃ（Ｄ０）は、第２伝送線路５０１２と線路長３λ／８の線路５０８０との間に設けられている。

スイッチング素子５０２１ｃは、第１シャント回路５０３０が最大インピーダンス（最大インダクタンス）をとるように、スイッチング素子５０２１ａ，５０２１ｂが切り替えられたときに、ＯＦＦ（非導通状態）となる。これにより、第１シャント回路５０３０によるロスを抑えることができる。この結果、負荷変動部５００１の出力信号（ロードモジュレーション方式の増幅装置の出力信号）が大きい場合の効率低下を抑えることができる。

図６４は、図６１に示すキャパシタＣ_ｓ１，Ｃ_ｓ２及びインダクタＬｓを、マイクロストリップライン又はストリップラインからなる線路（スタブ）５０９１，５０９２，５０９３に置き換えたものである。これにより、低ロス化が可能である。
なお、線路５０９１，５０９２はオープンスタブとして設けられ、線路５０９３はショートスタブとして設けられている。線路５０９３の線路長は、（λ／８＋ｎ×（λ／２）（ｎは１以上の整数））である。線路５０９３をショートスタブとすることで、線路長を短くすることができる。

さて、これまでに説明した第１シャント回路５０３０の例は、第１シャント回路５０３０のインピーダンスが離散的に変化し、したがって、負荷変動部５００１のインピーダンスも離散的に変化するものであった。
これに対し、図６５は、第１シャント回路５０３０のインピーダンスが連続的に変化し、したがって、負荷変動部５００１のインピーダンスも連続的に変化させることができる。

図６５では、第１シャント回路５０３０は、線路長が３λ／８である線路５０８０と、制御信号によって素子状態（キャパシタンスの値）が変化する制御素子５０２１ａとしての可変キャパシタンス素子（バラクタダイオード、ＬＤＭＯＳなど）５０９６を備えている。なお、制御素子（制御回路）５０２１ａには、可変キャパシタンス素子（バラクタダイオード）５０９６の両端に印加される電圧を、制御信号に応じて変化させる可変電源部５０９５も含まれている。
可変キャパシタンス素子５０９６は、キャパシタンス（容量性リアクタンス）を変化させるが、線路長３λ／８の線路５０８０が設けられていることで、第１シャント回路５０３０全体としては、誘導性リアクタンスの範囲でインピーダンスが変化する。

インピーダンスが連続的に変化する第１シャント回路５０３０では、制御素子を多数設けなくても、様々な値のインピーダンスをとることができるため、回路構成を簡素にすることができる。また、インピーダンスの細かな調整も容易となる。
さらに、第１シャント回路５０３０のインピーダンスを誘導性リアクタンスとしたい場合であっても、入手の容易な可変キャパシタンス素子５０９６を用いつつ、線路長３λ／８の線路５０８０も用いることで、容易に第１シャント回路５０３０を構成できる。

図６６（ａ）〜（ｋ）は、第１シャント回路５０３０のさらに他の例を示している。図６６（ａ）〜（ｅ）は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子５０２１ａとして、可変キャパシタンス素子を用いて、インピーダンスを連続的に変化させる回路の例である。なお、図６６（ａ）〜（ｅ）において、可変電源部５０９５の図示は省略した。

図６６（ａ）〜（ｅ）の第１シャント回路５０３０では、制御素子５０２１ａ以外の他の素子５０８１を備えている。図６６（ａ）では、他の素子５０８１は、制御素子５０２１ａに直列接続されたインダクタ（集中定数）である。図６６（ｂ）の第１シャント回路５０３０では、図６６（ａ）のインダクタ（集中定数）５０５８が、マイクロストリップライン又はストリップラインからなるインダクタ（分布定数）に置換されている。

図６６（ｃ）では、他の素子５０８１は、制御素子５０２１に並列接続されたインダクタ（集中定数）である。図６６（ｄ）の第１シャント回路５０３０では、図６６（ｃ）のインダクタ（集中乗数）５０８１が、マイクロストリップライン又はストリップラインからなるインダクタ（分布定数）に置換されている。
図６６（ｅ）の第１シャント回路５０３０では、図６６（ｄ）に示す回路に対して、図６１などに示す線路長３λ／８の線路５０８０と同様の線路５０８０が追加されている。

図６６（ｆ）〜（ｋ）は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子５０２１ａとして、スイッチング素子（高周波スイッチング素子；ＰＩＮダイオード）を用いて、インピーダンスを離散的に変化させる回路の例である。

図６６（ｆ）の第１シャント回路５０３０では、図６６（ｅ）の可変キャパシタンス素子５０２１ａが、スイッチング素子５０２１ａ及びキャパシタ５０８２に置換されている。図６６（ｇ）の第１シャント回路５０３０では、図６６（ｆ）のキャパシタ５０５８がマイクロストリップライン又はストリップラインからなるキャパシタ（分布定数）に置換されている。

図６６（ｈ）の第１シャント回路５０３０は、並列接続された複数のスイッチング素子５０２１ａ，５０２１ｂを、制御信号によって素子状態が変化する制御素子として有している。図６６（ｈ）において、一方のスイッチング素子５０２１ａには、インダクタ５０８１が接続されている。
図６６（ｉ）の第１シャント回路５０３０は、図６６（ｈ）において、直列接続されたスイッチング素子５０２１ａ及びインダクタ５０８１の位置を逆にしたものである。

図６６（ｊ）の第１シャント回路５０３０は、図６６（ｉ）の第１シャント回路５０３０のインダクタ５０８１とスイッチング素子５０２１ａとの間に、キャパシタ５０８２を追加したものである。
図６６（ｋ）の第１シャント回路５０３０は、図６６（ｈ）の第１シャント回路５０３０におけるインダクタ５０８１を、マイクロストリップライン又はストリップラインからなるインダクタ（分布定数）に置換したものである。図６６（ｋ）において、インダクタ５０８１は、オープンスタブとなっている。

図６６に示す多様な回路例においても、各素子の値を適切に設定することで、第１シャント回路５０３０のインピーダンス（特に、誘導性リアクタンス）の値を所望の値に変化させることができる。したがって、負荷変動部５００１のインピーダンスを所望の値に変化させることができる。

［７．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
また、いずれかの開示した複数の実施の形態又は例において示された手段は、他の実施形態又は例においても採用可能である。

１０１：増幅装置
１０２：増幅器（スイッチング増幅器）、１０３：負荷変動部、１０４：処理部、１０４ａ：振幅演算部、１０４ｂ：位相演算部、１０４ｃ：負荷制御部、１０５：遅延調整部、１０６：位相変調器

２０１：増幅装置
２０２：増幅器（スイッチング増幅器）、２０３：負荷変動部、２０４：処理部、２０４ａ：振幅演算部、２０４ｂ-１，２０４ｂ-２：演算部、２０４ｃ：負荷制御部、２０５：遅延調整部、２０６：直交変調器

３０１：増幅装置、３０２：増幅器（スイッチング増幅器）、３０３：負荷変動部、３０４：処理部、３０４ａ：振幅演算部、３０４ｃ：負荷制御部、３０５：遅延調整部、３０６：直交変調器

４０１：増幅装置
４０２：増幅器（スイッチング増幅器）、４０３：負荷変動部、４０４：処理部、４０４ａ：振幅演算部、４０４ｃ：負荷制御部、４０５：遅延調整部、４０６：直交変調器、４０７，４０８，４０９：歪補償部

５０１：増幅装置
５０２：増幅器（スイッチング増幅器）、５０３：負荷変動部、５０４：処理部、５０４ａ：振幅演算部、５０４ｃ：負荷制御部、５０５：遅延調整部、５０６：直交変調器、５０８：電源変調部、

６０１：増幅装置
６０２：増幅器（スイッチング増幅器）、６０２ａ，６０２ｂ増幅器（スイッチング増幅器）、６０３：負荷変動部、６０３ａ，６０３ｂ：位相調整器、６０３ｅ：合成部、６０３ｆ：アイソレータ、６０４：処理部、６０４ａ：振幅演算部、６０４ｃ−１，６０４ｃ−２：負荷制御部、６０５ａ，６０５ｂ：遅延調整部、６０６：直交変調器

７０１：増幅装置
７０２ａ，７０２ｂ：増幅器（スイッチング増幅器）、７０３：負荷変動部、７０３ａ，７０３ｂ：位相調整器、７０３ｅ：合成部、７０３ｆ：アイソレータ、７０４：処理部、７０４ａ：振幅演算部、７０４ｃ−１，７０４ｃ−２：負荷制御部、７０５ａ，７０５ｂ：遅延調整部、７０６：直交変調器、７０９：歪補償部

８０１：増幅装置
８０２：増幅器（スイッチング増幅器）、８０３：負荷変動部、８０４：処理部、８０４ａ：振幅演算部、８０４ｃ−１，８０４ｃ−２：負荷制御部、８０５ａ，８０５ｂ：遅延調整部、８０６：直交変調器、８０９：歪補償部、８２１，８２２：可変インピーダンス、８４０：位相器、８４３：アイソレータ、８５０：インピーダンス変換器

９０１：増幅装置
９０２：増幅器（スイッチング増幅器）、９０３：負荷変動部、９０４：処理部、９０４ａ：振幅演算部、９０４ｃ：負荷制御部、９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ，９０５ｄ：遅延調整部、９０６：直交変調器、９０９：歪補償部、９５０：インピーダンス変換器

９５１：増幅装置
９５２：増幅器（スイッチング増幅器）、９５３：負荷変動部、９５４：処理部、９４５４ａ：振幅演算部、９５４ｃ：負荷制御部、９０５ａ，９０５ｂ，９０５ｃ：遅延調整部、９５６：直交変調器、９５９：歪補償部、９６０：インピーダンス変換器

１００１：負荷変動器（負荷変動部）
１００２：増幅器、１００３ａ，１００３ｂ：位相調整器、１００３ｃ，１００３ｄ：インピーダンス変換器、１００３ｅ：合成部、１００３ｆ:アイソレータ、１０１０：アンテナ、１０１１：位相制御部

２００１増幅装置
２００２ａ，２００２ｂ：増幅器、２００３ｅ：合成部、２００４：信号処理部、２００６ａ，２００６ｂ：位相変調器

３００１負荷変動器（負荷変動部）
３０１１，３０１２，３０１３，３０１４：伝送路、３０２１，３０２２：可変インピーダンス、３０３５:可変容量ダイオード、３０２５:インダクタ、３０２５ａ：分布定数線路、３０２８：制御素子（スイッチング素子）、３０３１：制御部、３０４０：位相器、３０４１：位相補正部、３０４３：アイソレータ、Ｐ１：第１ポート、Ｐ２：第２ポート、Ｐ３：第３ポート、Ｐ４：第４ポート

４００１：負荷変動器（負荷変動部）
４００２：増幅器、４００３ａ，４００３ｂ：位相調整器、４０１０：アンテナ、４１１１，４１１２，４１１３，４１１４：伝送線路、４１２１，４１２２：可変インピーダンス、４１４０：位相器、４１４１：位相補正部、４１５０：インピーダンス変換器、４０３１：負荷制御部

５００１：負荷変動器（負荷変動部）
５００１ａ，５００１ｂ，５００１ｃ，５００１ｄ，５００１ｅ：部分負荷変動部、５００２：補助インピーダンス変換部、５０１１，５０１２，５０１３：伝送線路、５０１２ａ，５０１２ｂ：λ／８伝送線路、５０２１,５０２１ａ，５０２１ｂ，５０２１ｃ：制御素子（スイッチング素子；高周波スイッチング素子；ＰＩＮダイオード；可変キャパシタンス素子）、５０２２：付加素子（インダクタ）、５０２３、共振回路、５０３０、５０３０ａ，５０３０ｂ，５０３０ｃ：第１シャント回路、５０３１：負荷制御部、５０４０：第２シャント回路、５０５０：両面基板、５０５１：表面、５０５２：裏面、５０５３，５０５４：スルーホール、５０５６：第１線路、５０５７：第２線路、５０５８：第３線路、５０６１：第１線路、５０７１：第１スタブ、５０７２：第２スタブ、５０７３：第１スタブ、５０７４：第２スタブ、５０８０：線路

６００１：負荷変動器（負荷変動部）
６０１１〜６０１５：負荷部、６０２１，６０２１：スイッチ部

１１：増幅装置
１２：増幅器（スイッチング増幅器）、１３：負荷変動部（負荷変動器）、１３ａ：入力部、１３ｂ：負荷変動部本体（負荷変動器本体）、１３ｃ：出力部、１３ｄ：制御信号入力部、１４ｃ：負荷制御部

Claims

信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力側に接続された負荷変動部と、
を備える増幅装置であって、
前記負荷変動部は、
伝送線路と、
前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、
を備え、
前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、
前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動部のインピーダンスを変化させ、
前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であるとともに、抵抗成分が支配的な値である
ことを特徴とする増幅装置。
信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力側に接続された負荷変動部と、
を備える増幅装置であって、
前記負荷変動部は、
伝送線路と、
前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、
を備え、
前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、
前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動部のインピーダンスを変化させ、
前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であり、
前記伝送線路は、λ／４伝送線路（λは、信号波長）である
ことを特徴とする増幅装置。
前記制御素子は、前記シャント回路が存在しないのと同視できる程度に、前記シャント回路のインピーダンスを高く変化させる
請求項１又は２記載の増幅装置。
前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動部のインピーダンスを、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とインピーダンス整合する値又はその値の近傍の値に変化させる
請求項１〜３のいずれか１項に記載の増幅装置。
前記制御素子は、前記負荷変動部のインピーダンスを、抵抗成分が支配的な状態を維持しつつ変化させる
請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅装置。
前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動部のインピーダンスは、前記負荷変動部から出力される信号が与えられる回路とインピーダンス整合する値よりも小さい値である
請求項１〜５のいずれか１項に記載の増幅装置。
前記シャント回路は、前記伝送線路の線路方向における中央位置に接続されている
請求項１〜６のいずれか１項に記載の増幅装置。
請求項１又は２記載の増幅装置を備え、
前記増幅装置により、通信信号を増幅する
ことを特徴とする無線通信装置。
負荷が変動する負荷変動器であって、
伝送線路と、
前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、
を備え、
前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、
前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動器のインピーダンスを変化させ、
前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動器のインピーダンスは、前記負荷変動器から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であるとともに、抵抗成分が支配的な値である
ことを特徴とする負荷変動器。
負荷が変動する負荷変動器であって、
伝送線路と、
前記伝送線路の中途に接続されたシャント回路と、
を備え、
前記シャント回路は、制御信号によって素子状態が変化する制御素子を含み、
前記制御素子は、素子状態の変化によって、前記負荷変動器のインピーダンスを変化させ、
前記シャント回路のインピーダンスが無限大であると仮定した場合において、前記負荷変動器のインピーダンスは、前記負荷変動器から出力される信号が与えられる回路とはインピーダンス整合しない値であり、
前記伝送線路は、λ／４伝送線路（λは、信号波長）である
ことを特徴とする負荷変動器。