CN104541221A - 切换式辅助线性稳压器 - Google Patents

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Abstract

公开的一种切换式辅助线性(SMAL)放大器/稳压器结构可以被配置为向动态负载供应电力的SMAL稳压器(200)，诸如RF功率放大器。SMAL稳压器的实施例包括这样的配置，在该配置中线性放大器(210)和切换式变换器(切换器)(230)被并联耦合在电源节点处并被配置为使得当所述放大器和所述切换式变换器被协同控制以供应负载电流(IPA)时，所述放大器设置负载电压(VPA)。在一个实施例中，所述线性放大器(210)被AC耦合到电源节点(PAOUT)，并且所述切换式变换器被配置为具有电容性充电控制回路，该回路控制所述切换式变换器以有效地控制所述放大器从而提供电容性充电控制。在另一个实施例中，放大器包括分离的反馈回路：外部相对较低速的反馈回路，其可以被配置用于控制信号路径带宽，和内部相对较高速的反馈回路，其可以被配置用于控制所述线性放大器的输出阻抗带宽。

Description

切换式辅助线性稳压器
技术领域
本发明涉及混合或复合放大器/稳压器体系结构，其结合了切换式(switch mode，切换/开关)放大器/稳压器和线性放大器/稳压器，也被称为线性辅助切换式或切换式辅助线性体系结构。
背景技术
在用于混合体系结构的一种应用中，混合稳压器包括切换式变换器(或切换式变换器)和线性放大器，二者被并联耦合在电源输出节点处，并被协同控制以供应稳压负载电压和负载电流。在这种混合稳压器中，较高带宽但较低效率的线性放大器供应较高频率含量的输出功率，而较高效率但较低带宽的切换变换器提供较低频率含量。
混合稳压器的一种应用是作为RF(射频)功率放大器(PA)的包络(envelope)调制电源。包络调制/跟踪提高了高的峰值平均功率比(PAR)信号的功率放大效率，例如典型的移动RF通信--包络调制稳压器动态地控制RF PA电源电压，跟踪PA输出功率变化/需求。
包络调制/跟踪电源的设计参数包括噪声、失真和带宽。噪声和失真由包络调制器产生，被注入到PA电源引脚，该噪声和失真将转移至PA输出频谱。包络调制器带宽通常显著高于基带信号带宽。对于混合稳压器体系结构而言，显著的噪声源是来自所述切换式变换器的切换噪声，并且重要的设计准则是要减少在包络调制器的工作带宽上的线性放大器的小信号输出阻抗(输出阻抗带宽)。
混合稳压器能够被配置为具有AC耦合到电源输出节点的线性放大器。该线性放大器仅被要求供应负载电压的AC分量--稳压器的输出端处的DC平均电压被维持在AC耦合的(DC-解耦合)电容器上。
虽然本说明书在用于功率放大器应用的稳压电源的背景下被描述，但在此所呈现的原理并不限于这种应用，而是更一般地涉及包括切换式变换器和线性放大器的混合体系结构。
发明内容
本发明提供了装置和方法，其用于调整切换式辅助线性(SMAL)放大器体系结构，使其作为稳压器供应稳压动态负载电压和相关联的负载电流至信号(动态)带宽表征的动态负载。该SMAL放大器/稳压器体系结构包括被耦合到电源节点处的(线性)放大器的切换式变换器(切换变换器或切换器)，所述放大器耦合到负载。该SMAL放大器/稳压器被配置并以信号路径带宽表征，其能够小于动态负载的信号带宽。
在一个实施例中，SMAL稳压器被配置为具有通过耦合电容器耦合到所述电源节点的放大器，并且实施一种用于与电容性充电控制电路AC耦合的方法，其包括：(a)响应于动态输入信号，基于信号路径带宽从所述放大器供应对应的稳压负载电压；(b)响应于具有小于信号路径带宽的切换器带宽的切换控制信号，基于所述切换器带宽将切换器负载电流从所述切换器供应至所述电源节点；和(c)通过所述耦合电容器，将放大器负载电流从所述放大器电路供应至所述电源节点处，该放大器负载电流对应于不由切换器负载电流供应的负载电流。该方法还包括：(a)建立电流控制回路，其提供切换控制信号，和嵌套充电控制回路，其将偏移量引入至所述电流控制回路，该偏移量对应于耦合电容器两端的电压与预定的DC-平均耦合电容器电压之间的差值；和(b)响应于非零偏移量，SMAL稳压器提供对应的经调整的切换控制信号，使得该切换器提供对应的经调整的切换器负载电流，导致放大器输出经调整的放大器负载电流，其具有对应于非零偏移量的非零平均值，从而将耦合电容器上的所述电压调整到预定DC-平均耦合电容器电压。
在另一个实施例中，SMAL稳压器实施一种将信号路径带宽从所述(线性)放大器的输出阻抗带宽中解耦的方法，其包括：(a)配置放大器以独立地控制SMAL稳压器的信号路径带宽和放大器的输出阻抗带宽，从而实现将输出阻抗带宽从信号路径带宽上解耦的配置，通过建立第一和第二负反馈回路，使得该第一反馈回路比第二反馈回路具有较高的速度，并且其中(i)所述第一反馈回路被配置为控制所述放大器的输出阻抗带宽，以及(ii)所述第二反馈回路被配置为控制SMAL稳压器的信号路径带宽；(b)响应于具有信号带宽的输入信号，供应来自放大器的具有信号路径带宽的对应的稳压负载电压；(c)响应于具有小于信号路径带宽的切换器带宽的切换控制信号，供应来自切换器、对应于负载电流和切换器带宽的切换器负载电流；和(d)供应来自放大器的放大器负载电流，其对应于信号路径带宽和不由切换器负载电流供应的负载电流。
附图说明
图1A和图1B示出了示例性RF发射器系统，其包括功率放大器(PA)，并包括包络调制器，其被配置为将包络调制功率供应到所述PA以跟踪PA的功率变化/需求。
图2示出了SMAL(切换式辅助线性)稳压器的示例性实施例，诸如作为用于RF PA的包络调制器/电源的应用，SMAL稳压器包括切换式变换器，其被配置为供应负载电流；和线性放大器(DC耦合到所述切换式变换器)，其被配置为供应稳压负载电压，并供应不由切换式变换器供应的负载电流。
图3示出了针对图2中示出的SMAL稳压器的实施例的示例波形：(a)在上部曲线中，PA负载/电源电压VPA跟踪PA输出功率变化/要求，和(b)在下部曲线中，相关的PA负载电流IPA，与由切换式变换器供应的ISW负载电流，和需要由线性放大器供应的附加的IOP负载电流的各自的曲线图。
图4示出了SMAL稳压器的示例性实施例，在其中所述线性放大器被AC耦合到被配置为电流源的切换式变换器，并且在其中切换(电流)控制回路被配置为有效地控制线性放大器以向耦合电容器提供电容性充电控制。
图5A和图5B分别示出替代SMAL稳压器的示例性实施例和替代SMAL稳压器的等效电路，在其中线性放大器被AC耦合到被配置为电压源(通过输出电感器供应电流)切换式变换器，并且在其中切换(电压)控制回路被配置为有效地控制线性放大器来向耦合电容器提供电容性充电控制。
图6示出SMAL稳压器的示例性替代实施例，在其中线性放大器被AC耦合到切换式变换器，并且在其中电容性充电控制是通过电容性充电控制回路控制晶体管来实现的，该晶体管被耦合到所述耦合电容器的线性放大器一侧。
图7A示出SMAL稳压器的示例性实施例，SMAL稳压器包括具有解耦的输出阻抗和信号路径带宽的线性放大器设计，其包括被配置成用于增加输出阻抗带宽的局部/内部(较高速度)反馈回路和可配置成建立独立于输出阻抗带宽的信号路径带宽的外部反馈网络。
图7B示出了图7A的SMAL稳压器的示例性替代实施例，其中所述切换式变换器直接耦合至所述线性放大器的局部/内部反馈回路，从而减少了寄生迹线电感(在示例IC的实施方式中，被耦合至专用IN_SW引脚)。
图8示出了闭环输出阻抗(ZOUT)和频率之间的关系。
具体实施方式
描述了混合放大器/稳压器体系结构的示例性实施例，并被实施为切换式辅助线性(SMAL)稳压器，其供应稳压动态负载电压和相关的负载电流至信号(动态)带宽表征的动态负载。SMAL稳压器的实施例包括被耦合到电源节点处的(线性)放大器的切换式变换器(切换变换器或切换器)，所述放大器被耦合到负载。所述SMAL放大器/稳压器被配置为，并且以信号路径带宽表征，所述信号路径带宽能够小于动态负载的信号带宽，并被配置为使得线性放大器设置稳压(动态)负载电压，并且所述切换变换器(其以小于信号路径带宽的切换器带宽表征)供应较低频率负载电流，而(较高带宽)线性放大器供应不由切换变换器供应的负载电流。SMAL稳压器的示例性实施例在作为射频功率放大器(PA)的包络调制(跟踪)电源的示例应用的背景中被描述。术语包络调制和包络跟踪可互换使用。
SMAL稳压器的实施例被配置为具有放大器，其通过耦合电容器耦合到所述电源节点，并与电容性充电控制电路实现AC耦合，其中：(a)放大器电路响应于动态输入信号，基于信号路径带宽供应对应的稳压负载电压；(b)切换器电路响应于具有小于信号路径带宽的切换器带宽的切换控制信号，基于所述切换器带宽供应切换器负载电流；和(c)通过所述耦合电容器，所述放大器电路供应放大器负载电流，其对应于不由切换器负载电流供应的负载电流。该切换器电路包括：(a)电流控制回路，其被配置成提供切换控制信号以控制所述切换器电路，从而供应切换器负载电流；和(b)嵌套充电控制回路，其被配置成将偏移量引入所述电流控制回路，该偏移量对应于耦合电容器两端的电压与预定的DC-平均耦合电容器电压之间的差值；(c)使得，响应于非零偏移量，电流控制回路提供对应的经调整的切换控制信号。响应于所述经调整的切换控制信号，切换器电路供应对应的经调整的切换器负载电流，导致所述放大器电路输出经调整的放大器负载电流，其具有对应于非零偏移量的非零平均值，从而将耦合电容器上的所述电压调整到预定的DC-平均耦合电容器电压。对于另一些实施例，SMAL稳压器能够被配置为使得：(a)所述电流控制回路能够最大化该切换器负载电流，从而最小化该放大器负载电流；(b)所述信号路径带宽能够小于信号带宽；以及(c)所述电流控制回路能够利用预定的滞后窗口实现滞后控制，且其中所述充电控制回路被配置为将对应于预定的耦合电容器电压的偏移量引入到滞后窗口中。
所述SMAL稳压器的另一些实施例被配置用于将信号路径带宽从所述(线性)放大器的输出阻抗带宽中解耦，其中包括如下的配置，其中：(a)放大器电路响应于动态输入信号供应对应的稳压负载电压；(b)切换器电路响应于具有小于信号路径带宽的切换器带宽的切换控制信号，基于切换器带宽供应切换器负载电流；(c)放大器电路供应放大器负载电流，该电流对应于不由切器负载电流供应的负载电流；和(d)放大器电路被配置为具有第一和第二负反馈回路，使得所述第一反馈回路比第二反馈回路具有较高的速度，并且(i)所述第一反馈回路被配置为控制放大器的输出阻抗带宽，和(ii)所述第二反馈回路被配置为基本上独立所述输出阻抗带宽控制所述信号路径带宽。
1.RF包络调制
在使用包络调制的RF发射器中，提供至PA的电源电压被动态地调制以对应地跟踪PA所需的输出功率变化。包络调制对于高的峰值-平均功率比(PAR)信号提供了显著的效率改进，如典型的RF通信(诸如用于移动手持设备和基站中)。
图1A是示例RF发射器系统10的功能说明，该系统包括RF功率放大器11和通常被称为RFIC(射频集成电路)的RF基带子系统13。RFIC13产生基带信号x(t)，其上变频15至RF，然后由PA放大(例如用于驱动RF天线)。
包络调制器100供应电力至所述PA(PA电源导轨)、响应来自RFIC13的包络信号e(t)调制电源电压。所述包络跟踪信号e(t)跟踪由RFIC 13所确定的PA的输出功率变化/需求。即，RFIC 13分解基带信号在两个分离的路径之间：一个包络跟踪信号e(t)，其携带包络(幅度)信息，和一个恒定幅度信号x(t)，其携带相位信息：
e(t)＝|s(t)|                 (1)
x(t)＝s(t)/|s(t)|                   (2)
这两个信号通过PA合并。因为(1)中的操作是非线性的，即使s(t)的带宽有限，包络信号e(t)将不是非线性的，并且其结果是，包络调制带宽通常将显著大于信号路径带宽。
图1B示出了RF发射器系统10的替代实施例，该系统包括在RFIC 13之后的低通滤波器17。该低通滤波器能够被配置为减小输入到包络调制器100的包络信号e(t)的带宽。符号调节装置19在上变频/混合15之前能够被用来补偿由低通滤波器引入的延时。
该替代实施例表示了在包括包络调制器100的发射器系统10的总效率方面的设计折中。例如，减小包络调制器100的带宽(即，减小输入到包络调制器的包络跟踪信号e(t)的带宽)牺牲了部分PA效率，因为降低了PA电源电压的跟踪带宽，但其就改进的包络调制器效率而言是有利的。包括x(t)信号路径中的符号调节装置将增加信号路径带宽，并且因此将增加上转换器/混频器的带宽要求和到PA的输入。
限制包络跟踪带宽的另一些优点包括降低接收频带噪声，并降低PA的增益误差。RX频带噪声是在RF收发器的接收频带内的PA输出端处测量的噪声(通过降低包络跟踪带宽测量)，包络调制器将引入更少的噪声和/或失真，从而降低RX频带噪声。PA增益误差与通过包络调制器的包络跟踪信号和实际包络跟踪信号之间的差成比例，如果包络跟踪带宽减小，PA的增益误差也减小，降低RX频带噪声。
2.SMAL稳压器-DC耦合
图2示出了SMAL稳压器200的示例性实施例，其被配置为提供稳压电力到负载(负载电压VPA和负载电流IPA)。SMAL稳压器200包括线性放大器210和切换式变换器230，及其相关的切换控制器250，该切换式变换器230被配置作为电流源。线性放大器210和切换式变换器230并联耦合到电流求和输出节点PAOUT处(被耦合到功率放大器的电源引脚)。针对该示例性实施例，所述线性放大器被DC耦合到PAOUT节点。
所述线性放大器级210响应于动态输入电压VIN供应动态负载电压VPA。SMAL稳压器200的一个示例应用是作为用于RF PA的包络调制电源(图1A)，使得动态输入电压VIN是包络跟踪信号(来自RFIC)，并且所述SMAL稳压器向PA供应动态稳压负载电压VPA和所需要的负载电流IPA。
线性放大器210被配置为提供电压调节、设置供应给PA的动态负载电压VPA。线性放大器也供应不由切换变换器230供应的所需的负载电流IOP。SMAL稳压器200能够被配置为最大化来自切换变换器230(电流源)的ISW负载电流，从而最小化由线性放大器210供应的所需的IOP负载电流。在该配置中，较低的带宽切换变换器供应较低频率的ISW负载电流，而较高的带宽线性放大器供应较高频率的IOP负载电流，使得在PAOUT节点处的ISW+IOP供应PA所需的IPA负载电流。
如下描述了线性放大器210的示例实施例(图7A和图7B)，包括配置所述线性放大器以建立用于SMAL稳压器200的信号路径带宽，以及包括将信号路径带宽的配置从输出阻抗带宽的配置中解耦。从信号路径带宽中解耦输出阻抗带宽使得输出阻抗带宽独立于信号路径带宽能够被相对地最大化，这是一个重要的优点，因为除了提供较高频率的负载电流(IOP)之外，线性放大器210能够被配置为拒绝由切换变换器230产生的切换噪声和波动。
切换变换器230的示例实施例被实施为降压变换器，并被配置为电流供应源/源。切换变换器230包括降压电感器231，但不包括常规降压稳压器的输出电容器。实际上，线性放大器210代替了常规降压输出电容器。该示例变换器布局是一种设计选择，并且切换变换器可替代的实施方式包括升压、降压-升压和回扫(flyback)。
根据常规降压变换器设计，控制的调制器电路233控制用于降压切换(FET)M1/M2的门极驱动器235。切换控制器250被配置为控制所述切换变换器230的切换占空比。
切换控制器250是利用滞后电压比较器251来实现的。到比较器251的一个输入是源自线性放大器210提供的IOP负载电流，而另一个输入是预定偏移量VOFFSET。如图所示，来自所述线性放大器的IOP/N通过电阻器255和低通滤波257转换成电压，以降低切换频率。对于该示例性实施例，IOP/N是由线性放大器210的N个输出晶体管中的其中一个提供的，以使由线性放大器供应的IOP负载电流由N个输出晶体管的N-1个形成。
切换控制器250能够被配置为优化SMAL稳压器200在供应功率至PA的效率，其通常通过最大化由(受带宽限制的)切换变换器230供应的IPA负载电流的ISW分量，并相应地最小化由线性放大器210供应的所需的IOP负载电流(并且因此减小了线性放大器中的功率耗散)来实现。即，由切换变换器230供应/吸收的ISW电流被最大化，并且最小化由线性放大器210供应/吸收的所需IOP电流，使得较高速度但较低效率的线性放大器输送较高频率的动态IPA负载电流的IOP分量，而较高效率但较低带宽切换变换器提供较低频率ISW分量。通常地，该效率优化通过将输入至比较器251的VOFFSET设置为零来实现。
对于切换变换器230的示例降压实施方式，带宽主要由通过降压电感器231(具有电感L)的最大电流转换速率(slew rate)限制，其由下式给出：
上升转换速率＝(VCC-VPA)/L
下降转换速率＝-VPA/L
线性放大器210随后动态地供应/吸收所需的IPA负载电流和由切换变换器230供应的ISW负载电流之间的差值。所述降压电感器的电感呈现了设计折中。
图3示出了SMAL稳压器200的示例波形：(a)在上部曲线中，VPA负载电压跟踪PA输出功率变化/需求，其通过线性放大器所设定，和(b)在下部曲线中，相关的IPA负载电流(ISW+IOP)，与由切换变换器供应的较低频率的ISW负载电流，和由线性放大器供应的所需的较高频率的IOP负载电流的各自的曲线图。注意基于IPA负载电流的动态需求和切换变换器的带宽限制，线性放大器和切换变换器二者均能够供应并吸收电流。
参照图2，如上所述，SMAL稳压器200和线性放大器210能够被配置为具有显著高于所述切换变换器230的带宽的信号路径带宽。例如，根据本公开，SMAL稳压器的实施方式可能够被配置用于在20MHz范围内的信号路径带宽，其具有在1-15MHz范围内(取决于无源部件和信号特征)的变换器切换频率。
3.与电容性充电控制电路的AC耦合
图4、图5A-5B和图6示出了SMAL稳压器的实施例，在其中线性放大器通过AC耦合(DC解耦)电容器CACAC耦合到PAOUT节点。对于每个实施例，在所述线性放大器的(外部)反馈回路内，耦合电容器CAC被耦合到线性放大器输出端和PAOUT节点之间。
利用AC耦合，预定的DC-平均电压被维持在CAC耦合电容器上，并且所述线性放大器供应由SMAL稳压器(PAOUT电源节点)供应的VPA负载电压的AC分量。由线性放大器供应的IOP负载电流通过CAC耦合电容器耦合到PAOUT节点，以此来维持CAC上的预定的DC-平均电压，因此通过CAC耦合电容器的稳态平均电流为零。
所述SMAL稳压器能够被配置为控制所述平均电流从线性放大器输入到耦合电容器CAC中，以维持CAC上的预定的DC-平均电压：(a)在图4、图5A和图5B中的示例实施例示出了SMAL稳压器，在其中切换式变换器级包括电容性充电控制回路，其控制ISW负载电流以有效地控制该线性放大器的输出电流，和(b)在图6中的可替代示例实施例示出了SMAL稳压器，在其中线性放大级包括具有相关电容性充电控制的充电控制晶体管，其被配置成控制所述电流从线性放大器输出到耦合电容器。
对于示例性实施例，CAC电容能够相对较大(例如，在5-10μF的范围内)。在这种配置中，CAC耦合电容器未被设计为过滤来自切换变换器的切换噪声/波动，而代替地，用作DC-电压电平移位器，存储VPA输出电压的预定的DC-平均值。CAC耦合电容器上的DC-平均电压的预定电平能够根据寄存器或通过一个或多个寄存器的计算来设定。
图4示出了SMAL稳压器400的示例性实施例，在其中线性放大器410通过AC耦合电容器CACAC耦合到PAOUT节点。切换式变换器430包括具有嵌套控制回路的切换控制器450，该嵌套控制回路包括被配置为实现电容性充电控制的VCAC控制回路455。
功能上，VCAC控制回路455将VCAC偏移量引入至ISW控制回路(IOP/N)中，该回路控制由切换变换器430供应的ISW负载电流。响应于所述VCAC偏移量，切换变换器430相应地调节ISW负载电流，使得线性放大器410调节其ILA输出电流至非零平均值。作为结果，CAC耦合电容器上的电压基于通过耦合电容器CAC到PAOUT节点的平均电流变化，对耦合电容器CAC进行充电/放电以维持DC-平均电压VCAC。
一种用于SMAL稳压器400的AC耦合实施例的设计考虑建立了相对于线性放大器410的电源电压的DC-平均电压VCAC。为了说明目的，忽略DC-平均电压VCAC，SMAL稳压器400能够供应高于电源(例如，电池)电压的输出电压，只要该信号的峰峰振幅小于电源电压即可。例如，对于2.5V的电源电压，如果PA负载电压VPA从2V摆动到3.6V，则不需要提高LA电源导轨，这是因为信号峰峰振幅(在本例中为1.6V)低于2.5V电源电压(并将保持，只要电源电压在适当余量保持高于1.6V)。即，对于AC耦合的示例性实施例，LA处的设计约束是VPP(峰峰)和VPA-DC(平均VPA输出电压)二者都必须小于电源电压某一余量(在一些实施例中，VPA-DC能够为0伏特)。因此，在指定最大PA负载电压VPA时，AC耦合提供了一定程度的设计自由度，而不需要提高线性放大器410的电源导轨。具体地，VPK能够大于电源电压，只要观察到VPP和VPA-DC约束。对比图2中图示说明的示例性DC耦合实施方式，其中VPK被约束。
切换控制器450被配置为控制所述切换变换器(降压)430，并且(a)用于稳态操作，以提供ISW负载电流，其可最小化由线性放大器410供应的所需的IOP负载电流，和(b)如有必要，调节ISW使线性放大器输出非零平均值ILA输出电流，其除了供应所需的IOP负载电流外，对耦合电容器CAC进行充电/放电以维持所述DC-平均VCAC耦合电容器电压。
切换控制器450包括滞后电流比较器451，其限定了ISW/IOP滞后窗口。滞后电流比较器451接收由两个(嵌套)控制回路产生的输入，所述两个回路：(a)ISW控制回路，其基于对应于由线性放大器410供应的IOP负载电流的IOP/N，和(b)VCAC控制回路455，其基于耦合电容器CAC两端的电压。参照图2，所述VCAC控制回路基本上取代了至滞后电压比较器251的V偏移输入。
所述ISW控制回路工作以驱动降压切换变换器供应ISW负载电流，从而通过在ISW/IOP滞后窗口内维持(通过低通滤波平均的)IOP/N最小化来自线性放大器的IOP负载电流。结果，所述线性放大器输出(稳定状态)零平均输出电流ILA，ILA通过所述耦合电容器CAC被耦合到PAOUT求和节点作为由线性放大器410供应的IOP负载电流。
所述VCAC控制回路455是通过跨导(gm)放大器457来实现的。所述VCAC控制回路将对应于预定的耦合电容器电压VCAC的VCAC充电控制偏移量引入到ISW/IOP滞后窗口。跨导(gm)放大器457提供到滞后比较器451的电流输入，其与CAC耦合电容器两端的电压成比例，参照VCAC：gm*[VPA-(VLA+VCAC)]。即，通过VCAC控制回路引入的VCAC偏移量对应于(a)VPA(即PA负载电压)和(b)(VLA+VCAC)(即所述线性放大器输出电压VLA加上预定的耦合电容器电压VCAC)之间的差值。低通滤波这些输入减少了对高频共模抑制的要求。
当耦合电容器CAC上的电压偏离预定的VCAC时，ISW/IOP滞后窗口是偏移的(VPA-(VLA+VCAC)不为零)，从而使ISW控制回路工作以驱动切换变换器430输出ISW负载电流，其使线性放大器对应地输出非零平均ILA电流。该非零平均ILA除了通过耦合电容器CAC提供IOP负载电流以外，还将CAC充电/放电到VCAC，即，直到[VPA-(VLA+VCAC)]为零。此时，嵌套ISW控制回路继续稳态运行以驱动切换变换器430，从而供应ISW负载电流，其最小化由线性放大器410供应的所需的IOP负载电流。对于该稳态运行操作(其具有耦合电容器CAC上的VCAC)，所述线性放大器输出通过CAC至PAOUT求和节点的零-平均ILA电流，作为IOP负载电流。
例如，假设切换变换器410在由线性放大器(LA)410提供的IOP负载电流大于50mA时供应电流，并在IOP低于50mA时吸收电流，从而使ISW/IOP滞后窗口为+50/-50mA(零-平均ILA电流)。如果VPA的DC平均值高于(VLA+VCAC)，则gm乘以[VPA-(VLA+VCAC)]偏移电流被输入到滞后比较器。例如，如果该电流是20mA，那么新的ISW/IOP滞后窗口是+70/-30mA，并且新的LA非零平均ILA输出电流大约为20mA，逐渐对CAC充电以增加耦合电容器上的电压，直到达到所述预定的电压VCAC(当VPA-(VLA+VCAC)为零时)。
图5A和图5B分别示出了具有AC耦合的SMAL稳压器500的示例性替代实施例和其等效电路，其适于高频应用。线性放大器510通过耦合电容器CAC被AC耦合到PAOUT节点。对于该实施例，切换式变换器530被实施为降压电压源，除了降压电感器531之外，还包括降压输出电容器532。切换控制器550提供到降压变换器530的电压控制，其包括将降压电压源转换为供应ISW负载电流的电流源的大输出电感器539。切换控制器550包括被配置以实现电容性充电控制的VCAC控制回路455。
功能上，VCAC控制回路555将VCAC偏移量引入至控制由切换变换器530供应的ISW负载电流的ISW控制回路(VIN)中。响应于所述VCAC偏移量，切换变换器530相应地调节所述ISW负载电流，使得线性放大器510调整其ILA输出电流至非零平均值。作为结果，耦合电容器CAC上的电压基于通过耦合电容器CAC到PAOUT节点的平均电流变化，对耦合电容器CAC进行充电/放电以维持DC-平均电压VCAC。
切换控制器550包括组合器551，其接收两个信号输入：(a)ISW控制信号，其基于也输入到线性放大器510的目标电压VIN，和(b)VCAC控制信号，其来自VCAC控制回路555并基于耦合电容器CAC两端的电压。
对于ISW控制信号，目标电压VIN被低通滤波器553平均，并且提供到切换变换器530的ISW控制输入对应于由线性放大器510设置的VPA负载电压。到切换变换器530的所述ISW控制输入工作以控制降压输出电容器532上的电源电压，使得所得的ISW负载电流通过所述输出电感器539导致线性放大器输出(稳态)零平均ILA输出电流。ILA输出电流通过耦合电容器CAC被耦合到PAOUT求和节点，作为将由线性放大器510供应的所需的IOP负载电流。
VCAC控制回路是通过紧随补偿网络559的电压放大器557来实现的。所得VCAC控制信号引入对应于预定的耦合电容器电压VCAC的VCAC充电控制偏移信号。来自放大器557的输出与CAC两端的电压成比例，参考VCAC：[VPA-(VLA+VCAC)]。即，通过VCAC控制回路引入的VCAC偏移控制信号对应于(a)VPA(即PA负载电压)和(b)(VLA+VCAC)(即所述线性放大器输出电压VLA加上预定的耦合电容器电压VCAC)之间的差值。低通滤波这些输入减少对高频共模抑制的要求。
当耦合电容器CAC上的电压偏离预定的VCAC时，来自VCAC控制回路555的VCAC偏移控制信号[VPA-(VLA+VCAC)]将为非零值。所得ISW控制信号和VCAC偏移控制信号通过组合器551被结合，驱动切换变换器530来调节负载电流ISW，并且从而使线性放大器510输出对应于[VPA-(VLA+VCAC)]的非零平均ILA电流。所述非零平均ILA，除了提供负载电流IOP以外，还将耦合电容器CAC充电/放电到VCAC，即，直到[VPA-(VLA+VCAC)]为零。此时，ISW控制信号(对应于低通滤波的目标电压VIN)继续稳态运行以驱动切换变换器530供应负载电流ISW，其最小化来自线性放大器510的IOP负载电流。所述线性放大器输出对应于IOP负载电流的零-平均ILA电流通过CAC耦合电容器至PAOUT求和节点。
图5B示出了图5A中示出的SMAL稳压器500的实施例的AC等效电路，将切换式变换器(降压)530近似作为电压受控电压源。控制回路的传递函数由下式给出：
H ( s ) = 1 + sCR C sCR L ( sL R L + 1 ) × 1 1 + s / ( 2 π f 3 dB ) × R 2 R 12 1 + sC 1 ( R 12 + R 11 ) 1 + sC 1 R 11
除了RC和RL以外，所有数值均见于图5B，RC是耦合电容器CAC(在传递函数中标为C)的等效电阻(ESR)，RL是L的等效电感(ESL)。极点和零点为：P1＝0；P2＝-RL/L；P3＝-2πf3dB；P4＝-1/C1R11；Z1＝-1CRC；Z2＝-1/(C1(R12+R11))。例如：(P2)假定100mOhm的ESR和100μH的L，该极点能够处于160Hz下；(P3)该极点能够提供额外的自由度来过滤掉电容器C两端的任何高频噪声(其由所述线性放大器电流引起)；(P4)该极点能够提供额外的自由度来过滤掉电容器C两端的任何高频噪声，其由所述线性放大器电流引起；(Z1)假定20mOhm的ESR和50μH的C，该零点能够处于166kHz(很高的极点频率)下；(Z2)该零点能够被设置以稳定回路并增加相位裕度。
图6示出了具有AC耦合的替代SMAL稳压器体系结构600的示例性实施例，在其中电容性充电控制在线性放大器级被实现。具体地，线性放大器级610包括VCAC(充电)控制晶体管M3以及相关的VCAC控制电路660。对于该示例性实施例，VCAC控制晶体管M3是工作在线性区域中以提供电容性充电控制的操作模式晶体管，在不属于该专利公开主题的另一种操作模式中，VCAC控制晶体管M3被用于使耦合电容器接地(在线性放大器被禁用的情况下)。.
SMAL稳压器600包括被实施为降压电流源的切换变换器630。所述降压切换变换器630通过降压电感器631被耦合到PAOUT节点。
切换控制器650被配置为控制切换变换器630以提供ISW负载电流，其最小化将由线性放大器610供应的所需的IOP负载电流。切换控制器650包括滞后电流比较器651，其限定了ISW/IOP滞后窗口。所述滞后电流比较器651接收源自ISW控制回路基于电流IOP/N的IOP/N输入，电流IOP/N对应于由线性放大器610供应的IOP负载电流。该IOP/N输入与对应于所述IOP负载电流的DC平均值(对于AC耦合的实施方式，为零)的零基准进行比较。所述ISW控制回路工作以驱动切换变换器630供应ISW负载电流以通过将(低通滤波的)IOP/N维持在ISW/IOP滞后窗口内最小化来自线性放大器的IOP负载电流。作为结果，线性放大器610输出(稳定状态)零平均输出电流ILA，通过所述耦合电容器CAC被耦合至所述PAOUT求和节点，并作为由线性放大器610供应的IOP负载电流。
VCAC控制回路660包括级联差分放大器661和662，其被配置为实现基于耦合电容器CAC两端的电压的VCAC控制。所述放大器662的输出提供到M5控制栅极的VCAC控制信号。
VCAC控制回路660能够表示为[VPA-(VLA+VCAC)]，或用于图6的配置，[(VPA-VLA)-VCAC]。即，所述放大器661/662产生对应于耦合电容器两端的电压(VLA+VCAC)相对于所述的预定的DC-平均电压VCAC的VCAC控制信号，其相对于。具体地，反馈确保施加到放大器662的负输入端的VCAC会出现在耦合电容器CAC的两端，其允许耦合电容器电压VCAC的精确控制。
当耦合电容器CAC上的电压偏离预定的VCAC(非零[(VPA-VLA)-VCAC])时，来自VCAC控制回路660(放大器662)的VCAC控制信号将控制M3以实现对耦合电容器CAC的充电/放电，直到[(VPA-VLA)-VCAC]为零。所述单独的ISW控制回路650继续稳态运行，驱动切换变换器630以供应ISW负载电流，其最小化将由线性放大器610供应的所需的IOP负载电流。在这种稳态情况下(其中耦合电容器CAC上具有VCAC)，线性放大器610通过CAC输出零-平均ILA电流到PAOUT求和节点，以作为IOP负载电流。
解耦输出阻抗和信号路径带宽
图7A和图7B示出了在具有功率放大器701(例如在图1A/图1B所示出的用在RF发射器系统中)的系统配置的SMAL稳压器700的示例性实施例。SMAL稳压器700包括线性放大器710和切换式变换器730，该两者并联耦合在到PA701的输出节点PAOUT处。切换式变换器的控制与切换式变换器集成在一起，并且未单独示出(例如，与图2中的控制器250相比较)。
如图所示，SMAL稳压器700的示例性实施例被配置为具有DC耦合(例如也在图2中所示出的)，其具有适当的修改，与这些实施例相关的说明书也适用于AC耦合的实施例/实施方式。
如图所示，线性放大器710和切换变换器730被实现为单独的集成电路(IC)，根据本发明的SMAL稳压器能够适用于单个IC实施方式。系统互连将必定包括迹线电感，其能够影响较高频率下的操作(如结合图7B中的实施例所讨论的)。
SMAL稳压器700供应稳压电压VPA和电流IPA至PA(PAOUT)。根据本公开，(a)PA负载电压VPA由线性放大器710动态地设置，和(b)PA负载电流IPA由线性放大器710供应，其具有由切换变换器730供应的主要电流辅助。切换变换器730被配置为供应较低频率的ISW负载电流，并且线性放大器710被配置为供应不由切换变换器供应的IOP负载电流(即，供应/吸收不由切换变换器供应的PA负载电流IPA)。ISW和IOP在PAOUT电源节点处相加。
线性放大器710输出电压VLA和电流ILA。对于示例性DC耦合的实施方式，输出电压VLA对应于供应至PA 701的经调整的负载电压VPA，且输出电流IPA对应于由所述线性放大器供应的负载电流IOP。对于示例性IC实施方式，VLA和ILA可用在输出引脚OUT_PA处。
所述线性放大器设计710能够被配置用于解耦输出阻抗和信号路径带宽，使得信号路径带宽能够相对独立于输出阻抗带宽而被建立。所述线性放大器包括局部/内部(较高速度)反馈回路，其被配置用于控制输出阻抗带宽，和全局/外部反馈网络，其可被配置为独立地建立信号路径带宽。如本公开中所使用的，输出阻抗带宽是指在其上SMAL稳压器的输出阻抗相对于相关频率和负载保持较低的带宽。
图8示出了闭环输出阻抗(ZOUT)和频率(Hz)之间的关系，该描述是在负反馈运算放大器背景下，该放大器在相关方面相当于根据本公开诸如用在SMAL稳压器中的线性放大器。所述闭环输出阻抗ZOUT以较低频率下的低电阻RDC表征，其中所述放大器具有显著的环路增益。在较高的频率下，放大器环路增益下降而输出阻抗ZOUT增加。设计参数是零dB交叉频率f0dB(ZCF)，被定义为在系统输出阻抗上升到0dB-ohms(以非0dB为单位的1ohm)的频率。
在示例RF应用背景下，线性放大器的输出阻抗ZCF越高，输出阻抗带宽就越高，并且功率放大器处的RX频带噪声就越低。即，具有相对于相关的RF频率的高ZCF的线性放大器，在主动拒绝高频电压扰动方面是有利的，该扰动通过切换式变换器或从动态PA负载(来自PA电源引脚的噪声输出)外部被引入到SMAL稳压器内部。因此，能够有利地增加输出阻抗带宽(增加ZCF)以减小RX频带噪声。然而，设计折中能够减少信号路径带宽以提高效率(即，限制包络跟踪对带宽要求的信号路径带宽)且/或增加设计灵活性(例如通过降低设计复杂度)。
图7A和图7B包括线性放大器设计710的高级功能图示，包括从信号路径带宽中解耦输出阻抗带宽。根据本公开的用在SMAL稳压器中的线性放大器的具体实施方式表示一种设计选择，并且根据本公开，另一些放大器体系结构可适用于作为线性放大器，其包括实现设计替代方案和/或折中以在不同工作条件下提高效率并且用于不同应用。
参照图7A，线性放大器710接收差分包络跟踪信号(VCON+/-)，例如来自RFIC(在图2、图4、图5A、图5B和图6中，该差分信号对应于VIN)。作为响应，线性放大器710提供经调整的单端负载电压VPA(VLA)到PA 701。
线性放大器710包括被配置用于减小相关频率下的输出阻抗的内部(较高速度)反馈回路711和被配置用于建立信号路径带宽的外部(较低速度)反馈网络713。对于所示的IC实施方式，所述外部反馈网络713被连接到FB和OUT_PA引脚之间的PAOUT。
所述局域/内部(较高速度)反馈回路711能够增加输出阻抗带宽。所述内部反馈回路711减少了较高频率下的输出阻抗、增加了零交叉频率(图8中的ZCF)，并且从而增加了输出阻抗带宽。在到线性放大器710的反相VCON-输入端处的电容性分压器网络715能够被用于在较高频率下提供进一步的控制。
该全局/外部反馈网络713能够被配置为建立信号路径带宽，包括优化SMAL稳压器700用于降低导致效率增加的信号路径带宽。例如，在所述外部反馈回路713中使用相对大的电阻值将减慢反馈回路，并降低信号路径带宽，而不明显地影响相关频率的输出阻抗带宽。另外，通过短路在OUT_PA和FB引脚之间的反馈回路中的(迹线)电感，并联电阻717能够用于稳定高频率下的外部反馈回路713，从而改善相位裕度。
图7B图示了图7A中SMAL稳压器700的示例性替代实施例，在其中切换变换器730被连接在线性放大器710的输出端处，在局域/内部反馈回路711处有效地减少了切换变换器730和线性放大器710之间的寄生迹线电感。对于示例IC实施方式，切换变换器730连接到线性放大器710的单独的IN_SW引脚。利用该系统互连配置，PAOUT节点在线性放大器处，有效地减少迹线电感的影响(由于切换和波动噪声造成的失真)。
切换式辅助线性放大器/稳压器体系结构的示例性实施例已经在示例应用的背景下被描述为RF功率放大器的包络调制(或跟踪)电源。根据本公开的用于SMAL放大器/稳压器体系结构的另一些应用包括音频电源、音频放大器(具有集成电源)和电力线通信。
本领域技术人员将理解，在所要求保护的发明的范围内，可以对所述示例性实施例做出修改，并且还可能存在许多其他实施例。

Claims (12)

1.一种用于将稳压负载电压和相关的负载电流供应至信号带宽表征的动态负载的电路，其包括：
切换式辅助线性稳压器，即SMAL稳压器，其包括放大器电路和切换式变换器(切换器)电路，该二者电路并联耦合在耦合至所述负载的电源节点处，所述放大器电路通过耦合电容器耦合到所述电源节点；所述SMAL稳压器被配置为基于信号路径带宽供应所述稳压负载电压和负载电流，其中：
所述放大器电路响应于动态输入信号，基于所述信号路径带宽供应相应的稳压负载电压；
所述切换器电路响应于具有小于所述信号路径带宽的切换器带宽的切换控制信号，基于所述切换器带宽供应切换器负载电流；并且
所述放大器电路通过所述耦合电容器供应放大器负载电流，所述放大器负载电流对应于不由所述切换器负载电流供应的负载电流；和
所述切换器电路，其包括：
电流控制回路，其被配置为提供所述切换控制信号以控制所述切换器电路，从而供应所述切换器负载电流；和
嵌套充电控制回路，其被配置为将偏移量引入所述电流控制回路中，所述偏移量对应于所述耦合电容器两端的电压与预定DC-平均耦合电容器电压之间的差值；
使得，响应于非零偏移量，所述电流控制回路提供相应的经调整的切换控制信号；并且
使得，响应于所述经调整的切换控制信号，所述切换器电路供应相应的经调整的切换器负载电流，以使所述放大器电路输出经调整的放大器负载电流，所述放大器负载电流具有对应于所述非零偏移量的非零平均值，从而将所述耦合电容器上的所述电压调整到所述预定的DC-平均耦合电容器电压。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述电流控制回路进一步被配置为最大化所述切换器负载电流，使得所述放大器负载电流被最小化。
3.根据权利要求1所述的电路，其中所述信号路径带宽小于所述信号带宽。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述电流控制回路利用预定的滞后窗口实现滞后控制，并且其中所述充电控制回路被配置为将对应于所述预定耦合电容器电压的偏移量引入到所述滞后窗口。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述切换器电路包括被配置成提供所述切换控制信号的切换控制电路系统，所述切换控制电路系统包括：
滞后比较器，其被配置为建立为滞后窗口，并被耦合以接收(i)对应于所述放大器负载电流的电流控制信号，和(ii)偏移信号；
电流控制电路系统，其被配置成建立所述电流控制回路并产生所述电流控制信号；和
充电控制电路系统，其被配置成建立所述充电控制回路并产生所述偏移信号；
其中所述放大器电路和所述切换器电路可操作以将所述电流控制信号维持在所述滞后窗口内；并且
其中所述滞后比较器响应于所述偏移信号将相应的偏移量引入所述滞后窗口。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述切换器电路被配置为电压源，其包括：
输出电容器，其存储受控电压；和
输出电感器，其被耦合在所述输出电容器和所述电源节点之间，使得所述输出电容器上的所述受控电压被转换成由所述切换器电路供应至所述电源节点的所述切换器负载电流。
7.一种系统，其包括：
功率放大器，其被耦合以接收具有信号带宽的动态输入信号，并被配置为输出对应于所述输入信号的放大信号，所述功率放大器包括电源输入端；
切换式辅助线性稳压器，即SMAL稳压器，其包括放大器和切换式变换器(切换器)，所述放大器和切换式变换器并联耦合在电源节点处，所述放大器通过耦合电容器耦合到所述电源节点，所述电源节点耦合到所述功率放大器的所述电源输入端；
所述SMAL稳压器被配置成基于信号路径带宽供应稳压负载电压和相关负载电流到所述功率放大器，其中：
所述放大器响应于所述输入信号，基于所述信号路径带宽供应相应的稳压负载电压；
所述切换器响应于具有小于所述信号路径带宽的切换器带宽的切换控制信号，基于所述切换器带宽供应切换器负载电流；和
所述放大器供应对应于不由所述切换器负载电流供应的所述负载电流的放大器负载电流；和
所述切换器，其包括：
电流控制回路，其被配置为提供所述切换控制信号以控制所述切换器，从而供应所述切换器负载电流；和
嵌套充电控制回路，其被配置为将偏移量引入到所述电流控制回路，所述偏移量对应于所述耦合电容器两端的电压与预定DC-平均耦合电容器电压之间的差值；
使得，响应于非零偏移量，所述电流控制回路提供相应的经调整的切换控制信号；并且
使得，响应于所述经调整的切换控制信号，所述切换器供应对应的经调整的切换器负载电流，以使所述放大器输出经调整的放大器负载电流，其具有对应于所述非零偏移量的非零平均值，从而将所述耦合电容器上的所述电压调整到所述预定DC-平均耦合电容器电压。
8.根据权利要求7所述的系统，其中所述信号路径带宽小于所述信号带宽。
9.根据权利要求7所述的系统，其中所述电流控制回路利用预定的滞后窗口实现滞后控制，并且其中所述充电控制回路被配置为将对应于所述预定耦合电容器电压的偏移量引入到所述滞后窗口。
10.根据权利要求7所述的系统，其中所述切换器包括被配置成提供所述切换控制信号的切换控制电路系统，所述切换控制电路系统包括：
滞后比较器，其被配置为建立为滞后窗口，并被耦合以接收(i)对应于所述放大器负载电流的电流控制信号，和(ii)偏移信号；
电流控制电路系统，其被配置成建立所述电流控制回路并产生所述电流控制信号；和
充电控制电路系统，其被配置成建立所述充电控制回路并产生所述偏移信号；
其中所述放大器和所述切换器可操作以将所述电流控制信号维持在所述滞后窗口内；并且
其中所述滞后比较器响应于所述偏移信号将相应的偏移量引入所述滞后窗口。
11.一种用于将稳压负载电压和相关负载电流供应至信号带宽表征的动态负载的电路，其包括：
切换式辅助线性稳压器，即SMAL稳压器，其包括放大器电路和切换式变换器(切换器)电路，该二者电路并联耦合在耦合至所述负载的电源节点处；
所述SMAL稳压器被配置成基于信号路径带宽供应所述稳压负载电压和所述负载电流，其中：
所述放大器电路响应于动态输入信号供应相应的稳压负载电压；
所述切换器电路响应于具有小于所述信号路径带宽的切换器带宽的切换控制信号，基于所述切换器带宽供应切换器负载电流；并且
所述放大器电路供应放大器负载电流，其对应于不由所述切换器负载电流供应的所述负载电流；并且
所述放大器电路被配置为具有第一和第二负反馈回路，使得所述第一反馈回路比所述第二反馈回路具有高的速度，并且其中：
所述第一反馈回路被配置成控制所述放大器的输出阻抗带宽；并且
所述第二反馈回路被配置成基本上独立地控制所述输出阻抗带宽的所述信号路径带宽；从而将输出阻抗带宽的配置从信号路径带宽中解耦。
12.根据权利要求15所述的电路，其中所述切换器电路被连接在所述线性放大器的输出端，使得所述电源节点在所述线性放大器的所述输出端处，从而最小化所述切换器电路和所述线性放大器之间的迹线电感。
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