CN110719073A - 应用于射频功率放大器的混合包络调制方法及其电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种应用于射频功率放大器的混合包络调制方法及其电路，当射频功率放大器的输出功率大于阈值功率时，选择混合电源调制方式，利用控制器控制误差放大器和反馈网络都不工作，线性放大器和降压转换器同时工作；当射频功率放大器的输出功率小于阈值功率时，选择LDO供电方式，利用控制器控制线性放大器和降压转换器不工作，由误差放大器、反馈网络和降压转换器中的PMOS管构成的线性稳压器工作。本发明的混合包络调制电路是一种易实现的低输出电压纹波，宽带高效率的包络调制器结构。环路响应快，而且频率不固定，在较高的开关频率下，其他器件的设计也不会复杂，而且输出纹波很低。

Description

应用于射频功率放大器的混合包络调制方法及其电路
技术领域
本发明涉及射频功率放大器领域，特别涉及一种应用于射频功率放大器的混合包络调制方法及其电路。
背景技术
射频功放(Radio Frequency Power Amplifier，RF PA)是无线通信设备中功耗最大的器件。随着便携式产品大量的涌现，设备对续航能力提出了更高的要求，RF PA的性能要求也随之提高；同时为提高频谱资源利用率，非恒定包络调制方式逐渐取代恒定包络调制方式，传统RF PA往往以牺牲效率来满足高峰均功率比(peak-to-average power ratio,PAPR)的射频信号要求，这使设备功耗大幅增加。动态电源调制技术采用高效的非线性RFPA，在保证线性度前提下处理PAPR的射频信号，是一种有效的解决方案。
目前，动态电源调制的研究主要从两个方面入手：一方面是对包络调制器进行研究改进；另一方面，从动态电源调制结构入手，在包络消除与恢复和包络跟踪结构基础上改进设计。
目前常见的包络调制器结构主要分以下三种：
(1)线性包络调制器：线性包络调制器的主要构成部件就是线性放大器，其主要特点是线性度好、带宽大，但效率一般偏低，不利于包络消除与恢复系统整体效率地提升。典型的结构如线性稳压器(LDO)、线性class AB类的放大器等。
(2)开关类包络调制器：放大器部分工作在开关状态，损耗低，具备优秀的效率特性。当信号带宽较大时，开关类放大器中开关损耗将会大幅提升，从而带来效率的下降。
(3)线性放大器与开关电源结合的包络调制器，即混合型包络调制器：其主要由窄带、高效率的DC-DC转换器和高线性度的class AB类线性放大器组成，设计思想是根据包络信号的频谱分布特性：包络信号的能量主要集中在低频部分，这样的频谱分布使得，在低频时使用高效的开关类放大器处理了绝大部分的信号能量，尽可能地降低了功耗，同时，在高频时信号的能量较低，使用高线性度的线性放大器，既保证了线性度又不会带来太多能量的损失。
混合型包络调制器是一种主从复合式结构，由一个作为电压源的宽带线性放大器和一个作为电流控制电流源的开关放大器组成。宽带线性放大器准确地控制输出电压使其保持良好的线性，开关放大器通过检测和放大线性放大器的输出电流，为负载提供绝大部分的输出电流。
目前混合型包络调制器中开关部分通常有两种控制方式：脉宽调制控制方式和迟滞比较控制方式。无论是哪种控制方式，其本质核心都是主从型的混合放大器结构，区别在于脉宽调制控制方式中开关部分的开关频率固定，与脉宽调制器的设计有关，而迟滞比较控制方式中，开关频率则与信号的输出电压有关，不断在变化，类似脉冲频率调制的控制方式。
脉宽调制控制方式开关频率固定，但是较低的开关频率限制了开关环路带宽，相较于迟滞比较控制方式，脉宽调制控制方式具有更慢的环路响应。相比较于脉宽调制控制方式，迟滞比较控制方式相对容易实现且具有更快的环路响应。但由于迟滞比较控制方式的开关频率变换范围由输出电压决定，频率不固定，不能够通过普通的输出级滤波器件滤除，同时当开关频率较高时，宽带全摆幅的电流传感器设计会比较复杂，具有相当的挑战性。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明提供了一种应用于射频功率放大器的混合包络调制(Hybrid Supply Modulator)电路和混合包络调制的开关控制器的设计方法。根据RF PA输出功率的大小进行不同模式选择的控制方式，在低功率输出时采用LDO模式供电，在高功率输出时采用混合包络调制方式供电。本发明的混合包络调制电路是一种易实现的低输出电压纹波，宽带高效率的包络调制器结构。
为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：
应用于射频功率放大器的混合包络调制方法，当射频功率放大器的输出功率大于阈值功率时，选择混合电源调制方式，利用控制器控制误差放大器和反馈网络都不工作，线性放大器和降压转换器同时工作；当射频功率放大器的输出功率小于阈值功率时，选择LDO供电方式，利用控制器控制线性放大器和降压转换器不工作，由误差放大器、反馈网络和降压转换器中的PMOS管构成的线性稳压器工作。
优选的，通过控制器控制降压转换器中PMOS管和NMOS管的导通和关断，从而进一步控制射频功率放大器的工作方式。
应用于射频功率放大器的混合包络调制电路，包括升压转换器、线性放大器、第一反馈网络、控制器、驱动器、降压转换器、误差放大器、第二反馈网络和功率放大器，所述升压转换器将电池电压进行升压后，第一输出电压给线性放大器供电，第二输出电压给控制器和驱动器供电；线性放大器的正输入端输入包络信号，线性放大器的负输入端与输出端经过第一反馈网络连接；线性放大器的输出端输出信号给控制器的输入端和功率放大器的供电端，控制器的输出端连接驱动器的输入端，驱动器的第一输出端和第二输出端分别输出驱动信号给降压转换器的第一输入端和第二输入端，降压转换器的输出端连接功率放大器的供电端；第二反馈网络连接到误差放大器的输入端和降压转换器，误差放大器的输出端连接降压转换器的第一输入端。
优选的，所述的控制器包括MOS管MP1、MOS管MN1、电阻Rs、电容Cs和比较器，MP1的栅极和MN1的栅极连接线性放大器的输出端，MOS管MP1的源极连接升压转换器的第二输出电压，MOS管MP1的漏极连接MOS管MN1的漏极，MOS管MN1的源极接地；电阻Rs的一端分别连接MOS管MP1的漏极、MOS管MN1的漏极和比较器的负输入端，电阻Rs的另一端连接电容Cs的一端，电容Cs的另一端接地；比较器的正输入端连接参考电压VREF，比较器的输出端连接驱动器。
优选的，所述的降压转换器包括PMOS管MPD、NMOS管MND和电感Lx，PMOS管MPD的栅极作为降压转换器的第一输入端连接驱动器的第一输出端，NMOS管MND的栅极作为降压转换器的第二输入端连接驱动器的第二输出端，PMOS管MPD的源极连接供电电源，PMOS管MPD的漏极连接NMOS管MND的漏极和电感Lx的一端，电感Lx的另一端作为降压转换器的输出端连接功率放大器的供电端。
优选的，控制器中MOS管MP1与线性放大器的输出级的PMOS管MPN是严格匹配的，且两者的宽度/长度的比例为1：N；控制器中MOS管MN1与线性放大器的输出级NMOS管MNN是严格匹配的，且两者的宽度/长度的比例为1：N；N为大于等于1的整数。
优选的，降压转换器的开关频率是输入包络信号带宽的3倍以上。
优选的，降压转换器的开关频率是输入包络信号带宽的5倍以上为最佳。
优选的，其特征在于：当功率放大器的输出功率大于阈值功率时，利用控制器控制误差放大器、第一反馈网络和第二反馈网络都不工作，线性放大器和降压转换器同时工作。
优选的，其特征在于：当功率放大器的输出功率小于阈值功率时，利用控制器控制线性放大器和降压转换器不工作，由误差放大器、第二反馈网络和降压转换器中的PMOS管MPD构成的线性稳压器工作。
本发明的混合包络调制电路，环路响应快，而且频率不固定，在较高的开关频率下，其他器件的设计也不会复杂，而且输出纹波很低。
附图说明
图1为本发明的混合包络调制电路的框图；
图2为本发明的混合包络调制电路的控制器的电路原理图；
图3为本发明在混合电源调制时的包络调制电路图。
具体实施例
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的解释说明，应当理解，此处所描述的实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
本发明提供的包络调制器结构包括升压转换器(BOOST DC-DC)、线性放大器(Linear Amplifier)、降压转换器(BUCK DC-DC)、第一反馈网络、控制器、驱动器、误差放大器、第二反馈网络和功率放大器。如图1所示：
升压转换器将电池电压升压到一个更高的电压，保证了电池电量比较低的时候仍然具有给功率放大器提供高电压的能力。线性放大器具有宽带、高线性度和低输出纹波的特点。线性放大器的正输入端输入包络信号，线性放大器的负输入端与输出端经过第一反馈网络连接；线性放大器的输出端输出信号给控制器的输入端和功率放大器的供电端，控制器的输出端连接驱动器的输入端，驱动器的第一输出端和第二输出端分别输出驱动信号给降压转换器的第一输入端和第二输入端，降压转换器的输出端连接功率放大器的供电端；第二反馈网络连接到误差放大器的输入端和降压转换器，误差放大器的输出端连接降压转换器的第一输入端。
为满足跟踪精度的要求，降压转换器的开关频率需要是输入包络信号带宽的3-5倍以上。
本发明中控制器包括MOS管MP1、MOS管MN1、电阻Rs、电容Cs和比较器，MP1的栅极MN1的栅极连接线性放大器的输出端，MP1的源极连接升压转换器的第二输出电压，MP1的漏极连接MN1的漏极，MN1的源极接地；Rs的一端分别连接MP1的漏极、MN1的漏极和比较器的负输入端，Rs的另一端连接Cs的一端，Cs的另一端接地；比较器的正输入端连接参考电压VREF，比较器的输出端连接驱动器。
降压转换器包括PMOS管MPD、NMOS管MND和电感Lx，MPD的栅极和MND的栅极分别连接驱动器的第一输出端和第二输出端，MPD的源极连接供电电源，MPD的漏极连接MND的漏极和电感Lx的一端，Lx的另一端作为降压转换器的输出端连接功率放大器的供电端。
射频调制信号的包络，其功率能量主要集中在直流到几千赫兹的范围内，99％的能量集中在20MHz以下。根据输入包络(Ven)的能量分布特点，可以使用BUCK转换器处理低频部分的能量，用线性放大器处理能量比例较少的高频部分。
当RF PA输出功率较高时，即Pout＞Pmode_sel，Pout为功率放大器输出功率，Pmode_sel为模式控制的阈值功率，此时选择混合电源调制方式(Hybrid SupplyModulator Mode)，通过线性放大器和降压转换器放大信号的包络，线性放大器控制输出电压，降压转换器为负载提供大部分电流。当RF PA输出功率较低时,即Pout＜Pmode_sel，此时选择线性稳压供电方式，即LDO供电方式(LDO Mode)，线性放大器和降压转换器不工作，误差放大器(Error Amplifier)、反馈网络(Feedback Network)和降压转换器中的PMOS管构成了线性稳压器(LDO)，此时LDO的输出电压中没有包络信号的幅度信息，通过改变RF PA中晶体管的数目来得到所需要的功率。此时LDO的电源电压与输出电压差较小，根据LDO的效率计算公式：
η＝Vout/Vsupply
在RF PA低功率输出时，用LDO模式供电得到较高的效率，且LDO输出电压纹波很小。
在RF PA高功率输出时，选择混合电源调制方式，LDO中的误差放大器和反馈网络都不工作，线性放大器和降压转换器同时工作，在这种模式中，控制器的设计结构如图2所示：
控制器中MP1、MN1与线性放大器的输出级MPN、MNN是严格匹配的，且两者的宽度/长度(W/L)比例为1：N，因此流经两者的电流也是为1:N固定比例关系。流经MP1、MN1的电流在Cs上产生电压，这个电压与VREF的比较结果去控制降压转换器中PMOS管MPD和NMOS管MND的导通和关断。N为大于等于1的整数。
混合电源调制时，包络调制的电路如图3所示，稳定状态下，假设VRC小于VREF，比较器输出为高电平，经过驱动电路后，MND打开，电感放电，由于电感电流不能突变，流过电感Lx的电流Ix变小直至反向变大，线性放大器的输出电流Iab变大，控制器中MP1、MN1镜像的电流IRC也变大，使得VRC大于VREF，比较器翻转，输出低电平，MPD导通，MND关断，电感Lx充电，电感电流Ix变小至反向变大，线性放大器的输出电流Iab变小，MNN吸收电流，镜像电流IRC也变小，Cs向MN1放电，使得VRC重新小于VREF，比较器输出高电平，形成开关周期。开关环路的传递函数可以表示为：
Figure BDA0002226539690000071
其中L为降压转换器电感值，RL是RF PA的等效阻抗。由传递函数可知，Rs与Cs形成了一个右半平面的零点，提高了系统的稳定性。
以上仅为说明本发明的实施方式，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.应用于射频功率放大器的混合包络调制方法，其特征在于：当射频功率放大器的输出功率大于阈值功率时，选择混合电源调制方式，利用控制器控制误差放大器和反馈网络都不工作，线性放大器和降压转换器同时工作；当射频功率放大器的输出功率小于阈值功率时，选择LDO供电方式，利用控制器控制线性放大器和降压转换器不工作，由误差放大器、反馈网络和降压转换器中的PMOS管构成的线性稳压器工作。
2.根据权利要求1所述的混合包络调制方法，其特征在于：通过控制器控制降压转换器中PMOS管和NMOS管的导通和关断，从而进一步控制射频功率放大器的工作方式。
3.应用于射频功率放大器的混合包络调制电路，其特征在于：包括升压转换器、线性放大器、第一反馈网络、控制器、驱动器、降压转换器、误差放大器、第二反馈网络和功率放大器，所述升压转换器将电池电压进行升压后，第一输出电压给线性放大器供电，第二输出电压给控制器和驱动器供电；线性放大器的正输入端输入包络信号，线性放大器的负输入端与输出端经过第一反馈网络连接；线性放大器的输出端输出信号给控制器的输入端和功率放大器的供电端，控制器的输出端连接驱动器的输入端，驱动器的第一输出端和第二输出端分别输出驱动信号给降压转换器的第一输入端和第二输入端，降压转换器的输出端连接功率放大器的供电端；第二反馈网络连接到误差放大器的输入端和降压转换器，误差放大器的输出端连接降压转换器的第一输入端。
4.根据权利要求3所述的混合包络调制电路，其特征在于：所述的控制器包括MOS管MP1、MOS管MN1、电阻Rs、电容Cs和比较器，MP1的栅极和MN1的栅极连接线性放大器的输出端，MOS管MP1的源极连接升压转换器的第二输出电压，MOS管MP1的漏极连接MOS管MN1的漏极，MOS管MN1的源极接地；电阻Rs的一端分别连接MOS管MP1的漏极、MOS管MN1的漏极和比较器的负输入端，电阻Rs的另一端连接电容Cs的一端，电容Cs的另一端接地；比较器的正输入端连接参考电压VREF，比较器的输出端连接驱动器。
5.根据权利要求3所述的混合包
络调制电路，其特征在于：所述的降压转换器包括PMOS管MPD、NMOS管MND和电感Lx，PMOS管MPD的栅极作为降压转换器的第一输入端连接驱动器的第一输出端，NMOS管MND的栅极作为降压转换器的第二输入端连接驱动器的第二输出端，PMOS管MPD的源极连接供电电源，PMOS管MPD的漏极连接NMOS管MND的漏极和电感Lx的一端，电感Lx的另一端作为降压转换器的输出端连接功率放大器的供电端。
6.根据权利要求4所述的混合包络调制电路，其特征在于：控制器中MOS管MP1与线性放大器的输出级的PMOS管MPN是严格匹配的，且两者的宽度/长度的比例为1：N；控制器中MOS管MN1与线性放大器的输出级NMOS管MNN是严格匹配的，且两者的宽度/长度的比例为1：N；N为大于等于1的整数。
7.根据权利要求3所述的混合包络调制电路，其特征在于：降压转换器的开关频率是输入包络信号带宽的3倍以上。
8.根据权利要求7所述的混合包络调制电路，其特征在于：降压转换器的开关频率是输入包络信号带宽的5倍以上为最佳。
9.根据权利要求3至8任意一项所述的混合包络调制电路，其特征在于：当功率放大器的输出功率大于阈值功率时，利用控制器控制误差放大器、第一反馈网络和第二反馈网络都不工作，线性放大器和降压转换器同时工作。
10.根据权利要求3至8任意一项所述的混合包络调制电路，其特征在于：当功率放大器的输出功率小于阈值功率时，利用控制器控制线性放大器和降压转换器不工作，由误差放大器、第二反馈网络和降压转换器中的PMOS管MPD构成的线性稳压器工作。
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