CN109565239A - 用于反馈控制回路电路的抖动调节装置、以及用于切换模式dc-dc转换器的抖动调节器拓扑、以及制造该装置的方法 - Google Patents

用于反馈控制回路电路的抖动调节装置、以及用于切换模式dc-dc转换器的抖动调节器拓扑、以及制造该装置的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN109565239A
CN109565239A CN201780018642.6A CN201780018642A CN109565239A CN 109565239 A CN109565239 A CN 109565239A CN 201780018642 A CN201780018642 A CN 201780018642A CN 109565239 A CN109565239 A CN 109565239A
Authority
CN
China
Prior art keywords
esr
shake
converter
noise
mlcc
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201780018642.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109565239B (zh
Inventor
王智偉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kasp Co
Original Assignee
Kasp Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kasp Co filed Critical Kasp Co
Publication of CN109565239A publication Critical patent/CN109565239A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109565239B publication Critical patent/CN109565239B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/28—Testing of electronic circuits, e.g. by signal tracer
    • G01R31/317—Testing of digital circuits
    • G01R31/31708—Analysis of signal quality
    • G01R31/31709—Jitter measurements; Jitter generators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/22—Attenuating devices
    • H01P1/227—Strip line attenuators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/143—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using compensating arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M1/08—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise
    • H03M1/0836—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise of phase error, e.g. jitter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

一种包括与宽带衰减器串联耦合的相当大的ESR值的抖动调节器被引入反馈控制回路电路中，以提供进入反馈控制回路的增大的角度和降噪的反馈信号斜坡。当在切换模式DC‑DC转换器的平均滤波器电路中引入抖动调节器时，抖动调节器降低了DC‑DC转换器输出处的切换噪声抖动(SNJ)信号和整体噪声。

Description

用于反馈控制回路电路的抖动调节装置、以及用于切换模式 DC-DC转换器的抖动调节器拓扑、以及制造该装置的方法
相关申请的交叉引用
本申请要求本发明人的于2016年3月19日提交的标题为“JITTER CONDITIONERTOPOLOGY FOR SWITCHING MODE DC-DC CONVERTERS”的美国临时专利申请第62/310,673号的权益，其通过引用并入本文。
联邦政府资助的研究：否。
序列表：无。
背景技术
直流-直流(DC-DC)转换器是对现代电子系统性能至关重要的组件。在大多数无线连接性应用、功率受限的便携式和可穿戴式应用中，DC-DC转换器提供转换自诸如电池的能量源的恒定DC电源偏压，以匹配其中的组件的操作要求。DC-DC转换器分为两种类型。第一种类型是线性稳压器或低压差(LDO)稳压器。线性稳压器提供由线性稳压器供电的电路元件所感知的显著低的电源偏置噪声，但是以低转换效率为代价，这导致更短的电池寿命。第二种类型是切换模式DC-DC转换器，其提供比线性稳压器高得多的转换效率，然而，代价是由切换模式DC-DC转换器供电的电路元件所感知的较高的电源偏置噪声。
尽管使用两种类型的DC-DC转换器来改善转换效率和噪声是业界的持续目标，但是在切换模式DC-DC转换器与线性稳压器之间在转换效率和电源偏置噪声方面总是存在折衷。例如，当需要通过监管要求或需要建立最佳黄金标准用于噪声敏感电子系统(诸如射频和微波电路、定时电路、模数转换器、积分器、数字通信信号卷积等)时，大多数电路设计人员选择不那么高效的线性稳压器(或LDO)来为电子系统供电。使用切换模式DC-DC转换器通常被称为可替代的功能选择，以获得更长的电池寿命或更好的功率节省，但预期在系统性能和产品规格上有折衷。
图1示出了常规切换模式DC-DC转换器电路拓扑的现有技术，其中电路拓扑将存在在输入轨道(VIN)100上的第一DC电压转换为在输出轨道140上的第二DC电压。电路拓扑包括两个基本功能块-切换块110和平均滤波器120。切换块110包含反馈控制回路电路112，其根据输出轨道140上的DC输出电压条件决定何时接通和断开MOSFET驱动器114和MOSFET驱动器116，无论是处于稳定状态还是存在随着负载150变化的负载条件，切换块都连接到反馈节点104。MOSFET驱动器114和MOSFET驱动器116的导通时间和关断时间的量由控制回路电路112内的调制器，其在切换节点(SW)102处的输出呈现为连接在切换节点102与平均滤波器120之间的轨道130上的脉冲串电压波形132。为了在输出轨道140上获得恒定且平滑的DC输出电压，包括串联连接的功率电感器L122和去耦电容器C124的低通平均滤波器120必须连接在轨道130与输出轨道140之间。平均滤波器120使脉冲串电压波形132的DC分量通过，并且抑制由在切换频率处的脉冲串电压波形132及其谐波构成的AC分量和噪声。不完全衰减的AC分量和噪声在输出轨道140上表现为纹波电压142和噪声149，并且纹波在时域中包含增大的电压(上斜率)斜坡144和减小的电压(下斜坡)斜坡146，具有与控制回路电路112中的调制器的切换频率相等的周期。当在控制回路电路112中增大的电压斜坡144从预定参考源上升或者减小的电压斜坡146从预定参考源下降到相应切换判定阈值时，MOSFET驱动器114和MOSFET驱动器116在导通状态和关断状态之间切换，从而在输出轨道140上提供稳定且经调节的DC输出电压。
然而，没有反馈控制回路电路112是无噪声的。噪声119存在于反馈控制回路电路112中，结果是其使得切换判定阈值118不理想，使得切换判定阈值实质上是在噪声119与切换判定阈值118之间形成的判定区域。斜坡信号144和斜坡信号146接近非理想判定区域，由斜坡信号144和斜坡信号146携带的少量噪声149或由控制回路电路112中的切换判定阈值携带的噪声119足以触发MOSFET驱动器改变状态，并且因此这将更早或更晚地发生。判定区域中的这种概率性变化引起在切换节点102处存在的脉冲串电压波形132的导通时间134和关断时间136中的某种可变性138，使输出纹波电压142与稳态参考相比更早或更晚地上升和下降。输出纹波电压142的这种可变性被称为“抖动”148。存在于输出纹波电压中的抖动通常被认为是切换模式DC-DC转换器的转换效率的抑制者。
近年来，由于切换模式DC-DC转换器的新发展使得可以使用低ESR去耦电容这一事实，低等效串联电阻(低ESR)多层陶瓷芯片电容器(MLCC)124已成为在输出平均滤波器120内使用的去耦电容器的优选选择。在输出平均滤波器120内使用低ESR MLCC 124提供了产生较小纹波电压幅度的优点，从而降低了由切换模式DC-DC转换器供电的电路元件所感知的潜在干扰。低ESR电容器也用不同的介电材料制成，用于高功率或高压应用(诸如固体聚合物铝电解、液体和固体聚合物铝电解以及聚合物阴极钽电解)，从而在工业中广泛用于切换模式DC-DC转换器拓扑结构内，以将纹波电压幅度最小化。上述大多数电容器在物理上构建成具有两个端子，使得一个端子连接到DC输出轨道140并且另一个端子连接到地或参考电位160。此外，当需要更多的抑制以覆盖包含脉冲串电压波形132的AC分量和噪声的更宽范围的高频率时，一种常见的方法是使用低ESR MLCC的阶梯形拓扑，其不同的电容值在DC-DC输出轨道140处并联连接。与上述方法类似，近年来引入的4端子陶瓷电容器的使用是代替低ESR MLCC的阶梯形拓扑的可替代方法。4端子陶瓷电容器以X2Y衰减器、芯片3端子电容器、3端子芯片滤波器或市场上常用的其他名称销售。
图2(现有技术)示出了两种类型的4端子陶瓷电容器的示意符号，以及它们各自的物理外观。一个表示为X2Y衰减器200，而另一个表示为芯片3端子电容器210。这些4端子陶瓷电容器构建成具有在电容器的每个横向侧上的两个接地端子(在X2Y衰减器情况下是G1202和G2 204或在芯片3端子电容器的情况下是接地电极212和214)和在电容器的端部中的每个上的两个其他端子(在X2Y衰减器情况下是A 206和B 208或在芯片3端子电容器情况下是馈通电极216和218)。比较4端子陶瓷电容器和低ESR MLCC的使用情况的典型方法即为比较频率上的插入损耗。
如图3(现有技术)中所示的示例将由曲线310表示的4端子陶瓷电容器的插入损耗与由另一曲线320表示的具有相同的电容的低ESR MLCC的插入损耗进行比较。4端子陶瓷电容器在约10.5MHz的频率下具有较高的自谐振频率(SRF)314，而低ESR MLCC在约4MHz的频率下具有较低的SRF 324。对于高频抑制，4端子陶瓷电容比SRF 324以上频率的标准MLCC高出330约22dB。就其中提供约50dB衰减332的衰减带宽而言，4端子陶瓷电容覆盖更宽的lMHz-200MHz的频率范围312，而低ESR MLCC覆盖更窄的l MHz-11MHz频率范围322。然而，对于低频抑制，诸如低于MLCC的SRF 324或低于1MHz，低ESR MLCC与4端子陶瓷电容一样良好。
如今，包括智能手机、智能手表、物联网(IoT)和其他无线互联装置在内的数十亿无线电子系统通常在省电模式下操作，以将功耗最小化或将电池寿命最大化。节能模式下的电流损耗本质上是脉冲式的：这些装置可能会短暂进入高功率有源状态(例如RF On)仅几毫秒到十分之几毫秒，而大部分时间都用于持续十分之几秒到几十秒的低功耗状态。节能模式的平均电流损耗可能仅为几十微安或大约为满负载的百分之一。因此，这些装置是“轻负载”并且在脉冲负载条件下操作。
因此，存在对于一种DC-DC转换器的需要，其能够从轻负载到满负载分发高转换效率，并且同时在脉冲负载条件的影响下提供低电源偏置噪声。
尽管脉冲频率调制(PFM)类型的切换模式DC-DC转换器被认为能够从轻负载到满负载分发高转换效率。然而，来自PFM DC-DC转换的电源偏置噪声始终被视为混乱，因此大多数关注噪声敏感的RF、微波和模拟电路、以及现代无线通信系统中的关键信号处理功能的设计人员都会避免使用PFM DC-DC转换器。已经设计了结合了脉冲宽度调制(PWM)和PFM调制器的组合的混合DC-DC转换器，以通过在全负载下的PWM转换改善噪声特性，同时通过轻负载下的PFM转换保持高转换效率。
然而，在这两种模式之间的切换导致在过渡期间提高的负载调节瞬态响应和电压降。已经发现这些缺点在脉冲负载条件的影响下进一步加剧，这是因为在进入或离开省电模式时需要模式切换，而单模式PFM DC-DC转换器没有这些问题。
如果可以解决PFM DC-DC转换的混乱噪声问题，全新一代无线、便携、可穿戴和物联网装置将受益于显著改善的电池寿命和增强的用户体验，而不折衷最大的无线和系统性能。因此，涉及使用切换模式DC-DC功率转换和滤波器的现有技术的特征在于上面概述的转换效率与电源偏置噪声之间的折衷问题。
发明内容
对于本领域技术人员而言，与切换模式DC-DC转换器相关联的输出噪声是明确定义和有文献记录的，其中：纹波；切换频率和谐波；瞬时振荡(由于寄生)；以及杂散。然而，已经发现存在时域中相关联的另一个噪声，干扰下游电路维持由切换模式DC-DC转换器供电、特别是那些用PFM DC-DC转换器供电的最佳系统性能的能力。还发现，输出噪声的幅度下降到一定水平之后，噪声的幅度不再是阻止下游噪声敏感电路和系统产生性能的主要因素。
已经发现，由切换模式DC-DC转换器内的控制电路(即负反馈控制回路)引起的抖动随着时间改变输出噪声，以产生折衷被供电系统的性能的噪声的主要贡献者。通过与Tektronix的合作，已经能够捕获并且首次清楚地看到与电源偏置噪声中的时域分量相关联的非常短的、变化的间隔瞬时和杂散事件。已经将该分量称为“切换噪声抖动”或“SNJ”。
本发明旨在提供用于改善控制电路和切换模式DC-DC转换器(尤其是包括负反馈回路和PFM转换的那些转换器)中的总噪声、其中SNJ为主要贡献者的新颖组件、电路拓扑和相关联的方法。本发明使噪声敏感电路和电子系统能够实现由切换模式DC-DC转换器供电的最大功率转换效率和即使不优于线性稳压器也与其等同的最大系统性能两者。
根据本发明的一个实施例，通过提供抖动调节装置(即抖动调节器)，实现了这些目标，该抖动调节装置包括耦合到宽带衰减器的实质ESR。抖动调节器适用于利用控制电路的应用，特别是那些包括负反馈回路的应用。抖动调节器响应于输入交流信号，增大反馈信号斜坡的角度并减少其带来进入控制回路电路的噪声，并降低其中判定控制的变化性(即，将状态从一个变为另一个)。抖动调节器降低了控制电路输出上的SNJ和总噪声特性。
结合了所公开的抖动调节器的DC-DC转换器电路呈现出的独特特性在于，它们同时提供平均滤波器的功能以及实现了SNJ、高频噪声和纹波幅度的降低，并且因此改善了总电源偏置噪声特性。在结合了所公开的抖动调节器的PFM DC-DC转换器的情况下，混沌噪声元件不再呈现给被供电电路元件，因此使用所公开的抖动调节器的PFM DC-DC转换器改善了噪声敏感的RF和微波电路和系统，以及时域功能(诸如时钟电路、振荡器、模数转换器、积分器、信号卷积等)的性能和稳定性，以及从轻负载/待机到满负荷操作分发改进的功率转换效率，并且在由于省电操作模式的脉冲负载条件的影响下，不会折衷总电源偏置噪声和经调节的电压的稳定性。
根据以下结合附图的详细描述，将更全面地理解本发明。
优点总结
因此，一个或多个方面的若干优点如下：降低可用于负反馈控制回路的控制电路中的时域噪声(即SNJ)和频域噪声，这可以使得能够在提供相当长的电池寿命和等于或优于线性稳压器的最大性能噪声敏感的应用中使用PFM DC-DC转换器，这可适用于超低功率切换模式DC-DC转换器设计而无需添加有源电路元件。通过考虑附图和随后的描述，一个或多个方面的其他优点将会显而易见。
附图说明
参考以下附图描述本发明的非限制性和非穷举性实施例。在附图中，除非另有说明，否则相同的附图标记在各个附图中指代相同的部件，其中：
图1是现有技术的切换模式DC-DC转换器电路拓扑结构及其电压波形的示意图；
图2是现有技术的4端子陶瓷电容器的示意符号和外部视图；
图3是现有技术的4端子陶瓷电容器和低ESR MLCC的插入损耗的比较。
图4A、图4B、图4C和图4D是本发明各个不同实施例的切换模式DC-DC转换器电路的示意图；
图5示出了根据本发明如何降低SNJ的波形图；
图6示出了关于图4A、图4B、图4C和图4D的抑制的频率的电阻特性的曲线图；
图7示出了图4A、图4B、图4C和图4D的平均滤波器的插入损耗特性的曲线图；
图8示出了图4A、图4B、图4C和图4D的抖动调节器的修改的电路模型；
图9示出了关于图8的电路模型的修改的频率的电阻的曲线图；
图10示出了关于图8的电路模型的修改的频率的插入损耗特性的曲线图；
图11A，11B和11C示出了图4A、图4B、图4C和图4D的抖动调节器和MLCC的修改的示意图；
图12A示出了4A、4B、4C和4D的抖动调节器和MLCC的修改的电路模型；以及
图12B示出了关于图12A的电路模型的修改的频率的插入损耗特性的曲线图。
具体实施方式
使用抖动调节器的抖动调节器、控制电路、平均滤波器和DC-DC转换器的构建在下面的描述中使用已经在本发明的背景技术和附图1、2和3的前一部分中简要介绍的特定语言来描述。为了提供对本发明实施例的透彻理解，阐述了许多具体细节，诸如电路拓扑、电路模型、电路功能和电路参数。在整个实施例和附图中可以重复附图标号，以便适当地索引关于特定电路元件某些电路参数。然而，应该理解，实施方案和示例不旨在是限制性的。可以预期所公开的实施例中的任何改变和修改以及本文件中公开的原理的任何进一步应用，如相关领域的普通技术人员通常会想到的。在其他情况下，没有详细描述诸如DC-DC转换器操作、噪声去耦和滤波器拓扑和方法的众所周知的特征，以免不必要地模糊本发明的实施例。本领域普通技术人员将认识到，在实现本发明时会期望和/或需要其他元件和/或步骤。然而，因为这些元件和步骤在本领域中是公知的，并且因为它们不利于更好地理解本发明，所以本文不提供对这些元件和步骤的讨论。本文的公开内容涉及对本领域技术人员已知的这些元件和方法的所有这些变型和修改。另外，对于本领域技术人员来说显而易见的是，除非另有说明，否则本文使用的可以包括整体或整体的一部分的术语(诸如“切换块”、“控制电路”、“平均滤波器”、“纹波”、“输出噪声”、“抖动”、“调节”、“宽带衰减器”、“滤波器”等)，如所使用的，预期包括整体的部分和整体的全部两者。
此外，如本文总体上使用的，“轨道”可以是导电材料中的至少一个或多个，例如导电平面、电线、通孔、孔、单独的导电材料部分(诸如电阻引线、或电感引线、或电板)，每个可操作用于电流和电压的持续传播。
此外，应理解，附图中所示的各种实施例是说明性表示，而且并不一定按比例绘制。
对于本领域技术人员而言，与切换模式DC-DC转换器相关联的输出噪声是明确定义和记录的，其中：纹波；切换频率/频率和谐波；瞬时振荡(由于寄生)；以及杂散的。由于这些是众所周知的，因此可以容易地通过去耦电容器或本领域技术人员已知的其他方法对它们进行滤波和抑制，其中普遍存在的是该方法用于抑制频域中的输出噪声的幅度。然而，已经发现存在与时域相关联的另一个噪声干扰下游电路维持由切换模式DC-DC转换器供电、特别是那些用PFM DC-DC转换器供电的最佳系统性能的能力。还发现，在输出噪声的幅度下降到一定水平之后，即使在宽频率范围内，噪声的幅度也不再是阻止下游电路性能的主导因素，特别是那些具有噪声敏感的RF和微波电路和系统以及时域功能(诸如时钟电路、振荡器、模数转换器、积分器、信号卷积等)。
已经发现，由切换模式DC-DC转换器内的控制电路(即负反馈控制回路)引起的抖动随着时间改变输出噪声。通过与Tektronix的合作，已经能够捕获并且首次清楚地看到与电源偏置噪声中的时域分量相关联的非常短的、变化的间隔瞬态和杂散事件。已经将该组件称为“切换噪声抖动”或“SNJ”。
当通过本领域技术人员已知的方法合理地过滤和抑制切换模式DC-DC转换器的输出噪声时，SNJ将成为损害被供电系统性能的噪声特征的主要贡献者。还发现，如果系统在省电模式下操作，SNJ会在脉冲负载条件下加剧。
本发明旨在提供用于调节SNJ和修改SNJ信号以降低控制电路和切换模式DC-DC转换器(尤其是包括负反馈回路和PFM转换的那些转换器)中的混沌噪声元件的新颖组件、电路拓扑和方法。
根据本发明的一个实施例，实现了这些目标，如图4A所示，切换模式DC-DC转换器电路拓扑400包括切换块420和平均滤波器电路408。PFMDC-DC转换器控制回路电路440是可以在切换块420中使用的一个电路的示例。控制回路440监视反馈节点424处的反馈电压，并将反馈电压与预定的切换判定阈值进行比较，以切换顶部MOSFET驱动器436和底部MOSFET驱动器438的导通阶段和关断阶段，以提供在切换节点422处的脉冲串电压波形。然后，通过新颖的平均滤波器408分别修改和去除轨道418上的脉冲串电压波形的SNJ分量和AC分量，以在输出轨道428处提供稳定的、低SNJ和低噪声的经调节的DC电压。
图4A中的平均滤波器408包括电感器410、子电路或抖动调节器402和低ESR MLCC去耦电容器411。子电路402是可用于在新颖平均滤波器408的一个实施例中实现的一个抖动调节器的示例。抖动调节器402包括实质等效串联电阻(Rjc)404和宽带衰减器或电容器406。轨道417连接抖动调节器402的输入端子J1 426和输出端子J2 434，并且被电耦合到Rjc 404的端子中的任一个，而Rjc 404的另一端子电耦合到宽带衰减器或电容器406，宽带衰减器或电容器406通过接地端子Gd1 405和接地端子Gd2 407电耦合到接地电位轨道。低ESR MLCC去耦电容器411通过ESR 414和电容CI 416的等效电路模型表示。电感器410的端子中的任一个连接到切换节点422并且电感器410的另一个端子在公共连接结425处连接到反馈节点424。抖动调节器402的轨道417和低ESR MLCC去耦电容器411的端子中的任一个连接在结425与输出轨道428之间的轨道上。低ESR MLCC去耦电容器411的其他端子连接到接地电位轨道。抖动调节器402的输入端子426可以连接在基本上紧邻结425的位置处。
当去耦电容器411降低轨道428上的纹波电压的幅度时，抖动调节器402的Rjc 404和宽带衰减器或电容器406同时响应于交流电感器电流430以，当交流电感器电流430在Rjc404上产生电压降时，产生基本上抑制噪声的反馈电压波形Vj 432，对于该电压降，宽带衰减器或电容器406在大约100MHz的频谱(例如，从1MHz到100MHz的范围)内提供大约50dB的噪声抑制(即，去耦)。因此，反馈电压波形Vj 432在进入反馈节点424处的非理想控制环路电路时携带基本上降低的噪声。此外，为了理解Rjc 404和反馈电压波形Vj 432的噪声抑制对于修改和降低输出轨道428上的SNJ是如何至关重要，图5借助于根据本发明的数学方程式提供了进一步的说明。
参考图5，当抖动调节器402的Rjc 404分别地与宽带衰减器或电容器406耦合或不与宽带衰减器或电容器406耦合时，反馈电压波形Vj 432可由低噪声波形500或有噪声波形540表示。波形500包括信号上斜率斜坡502和信号下斜率斜坡504。除了在信号上斜率斜坡542和信号下斜率斜坡544上携带更多噪声之外，波形540与波形500相同。另外，由于没有控制回路电路440完全免于噪声，所以由于控制回路电路中的噪声，切换阈值508呈现非理想的判定区域。如果波形500和波形540两者都接近相同的非理想切换判定阈值或判定区域508，则波形540将在时间Tj 546上引起比由波形500在时间Tf 548上引起的抖动更多的抖动。结果，有噪声波形540的抖动在输出轨道428上产生较大的SNJ信号，而低抖动波形500在输出轨道428上产生最小的SNJ信号。
此外，如果“L”表示电感器410的电感，并且“i”表示电感器电流430，则反馈电压Vj432出现在输入端子J1 426和结425处(即，在反馈节点424处出现相同的反馈电压)，在数学上由以下方程式表示：
如果Rjc表示抖动调节器402的实质等效串联电阻404，则将上述方程式两边乘以Rjc并重新排列方程式，将数学表示修改为如下：
如果“m”表示图5中的信号下斜率斜坡504或544的斜率，则m在数学上描述为：
结果，信号下斜率斜坡504或544的斜率与Rjc(即抖动调节器402的等效串联电阻(Rjc)404)成比例。相对于切换块420的切换频率范围，在抖动调节器402的Rjc 404的电阻比平均滤波器408的低ESR MLCC去耦电容器411的ESR 414(例如，约2微欧姆)高得多(例如，高出3倍以上)的情况下，反馈信号下斜率斜坡504的负斜率增加，并且因此反馈信号下斜率斜坡504的电压分布以增大的斜升角510接近切换阈值508的判定区域(如在信号下斜率斜坡和判定区域的放大视图506中所示)。另外，由于没有控制回路电路440完全免于噪声，所以由于控制回路电路中的噪声，切换阈值508呈现非理想的判定区域。当反馈信号512和反馈信号516的相同电压和噪声分布接近切换阈值508的非理想判定区域，但信号512具有较大的斜升角且信号516具有较小的斜升角518时，由信号516在时间T1 520上引发的抖动远大于由信号512在时间T0 514上引发的抖动。结果，抖动调节器402的显著更大的Rjc 404也有助于最小化波形500的抖动，并且从而结合以上公开的宽带衰减器，输出轨道428处的总SNJ信号进一步降低到最小。
图4B中示出了新平均滤波器电路的另一个实施例，其中抖动调节器402具有与图4A中所示相同的结构，除了附加的低ESR MLCC 412被添加为与MLCC 411并联之外。MLCC412是可用于在必要时进一步降低输出轨道428处的纹波电压的一个示例。
新平均滤波器电路的另一个实施例在图4C和图4D中示出，其中抖动调节器403、MLCC 411和MLCC 412的电特性与分别在图4A和图4B中示出的相同，除了4端子抖动调节器402被修改为2端子抖动调节器403，其中一个端子J1 431连接到轨道417而另一个接地端子Gd1连接到接地电位。
图6示出了关于图4A、图4B、图4C和图4D的实施例的频率的电阻特性。ESR分布602是可以与低ESR MLCC去耦电容器411和412一起使用的一个示例。ESR分布602通常用在传统的平均滤波器中。电阻值区域604是可用于相对于DC-DC转换器的切换频率范围从抖动调节器402或403的Rjc 404中的值选择的一个示例。选择Rjc 404的电阻值的另一示例可以以Rjc 404与ESR 414、ESR 415或ESR的比率606表示。作为本发明的示例性实施例，相对于DC-DC转换器的切换频率608的预定范围或低于低ESR MLCC去耦电容器的SRF，比率606可以是三或更高。例如，如果PFM DC-DC转换器响应于变化的负载条件在约40kHz至600kHz的可变切换频率范围内操作，则Rjc 404的电阻分布610相对于约40kHz至600kHz的频率范围可以被用于形成抖动调节器402或403。另外，具有ESR分布612的低ESR MLCC C2可以用于MLCC411或412以构建平均滤波器408。对于本发明的另一示例性实施例，对于抖动调节器402或403的Rjc 404，相对于从大约10Hz到10MHz覆盖的预定范围的DC-DC转换器切换频率，电阻值604的区域可以在大约8mΩ到2Ω的范围内。
图7示出了图4A、图4B、图4C和图4D的实施例的宽带衰减器406和低ESR MLCC 411和412的插入损耗特性。作为本发明的示例性实施例，利用抖动调节器402或403和低ESRMLCC去耦电容器411(或电容器411和412)的并联组合制成的平均滤波器408可以在低频区域702(例如，低于1MHz)和高频区域704(例如，从1MHz到超过100MHz)两者中提供用于预定的一个或多个切换频率的50dB的噪声衰减。可用于预定切换频率的一个示例是1MHz或更低。因此，可以通过使用低ESR MLCC去耦电容器411或电容器411和电容器412来实现低频区域702中的衰减，去耦电容器411或电容器411和电容器412分别由插入损耗特性711或特性711和特性712表示，即其提供从约60kHz到1MHz的切换频率的约50dB的衰减(即，纹波)。低ESR MLCC的目的是将输出纹波电压的幅度抑制在输出轨道428上的预定的一个或多个切换频率到适合于应用的适当水平。同时，如果反馈电压携带如所示出的与有噪声波形540类似的高频噪声，耦合到Rjc 404的宽带衰减器406可以在反馈电压波形Vj 432上提供具有插入损耗特性706的宽带宽噪声衰减。对于高频区域704，宽带衰减器406的插入损耗特性706可以相对于1MHz至100MHz或更高的频率范围(即，约100MHz或更高的衰减带宽)提供50dB的噪声衰减。因此，如所示出的类似于波形500的干净的反馈电压波形Vj 432被提供给反馈节点424。
图8示出了对图4A、图4B、图4C和图4D的实施例的平均滤波器408的电路模型的修改。平均滤波器808的电路模型类似于平均滤波器408的电路模型，除了抖动调节器402和抖动调节器403的拓扑被修改为由其中的等效电路802所表示的另一拓扑。端子808和端子810分别相当于端子426和端子434。端子804和端子806分别相当于端子405和端子407。
已经发现并非所有的4端子陶瓷电容器都是相同的，尽管它们的目的是相同的，并且被设计成和用于提供超出电容器SRF的高频噪声的更好去耦(如图3所示)，因为与低ESRMLCC相比，它们的ESR低，并且提供优于大多数MLCC的低等效串联电感(ESL)。
在使用不同的4端子陶瓷电容器进行进一步特性描述之后，已经发现一些X2Y衰减器展现出比其他4端子陶瓷电容器高得多的ESR，其中频率的减少低于其SRF。这可以用等效电路802来解释。由于实现优异的低ESL以实现更好的高频衰减性能的要求，所以X2Y衰减器内的电极被特殊地布置。然而，缺点是等效电路802中所示的等效电阻网络变得更加复杂，并且电极的ESR随着频率的减少而增加。但是对于使用4端子陶瓷电容器进行宽带噪声衰减的电路和应用，X2Y在低频下的缺点并不明显，并且不会影响X2Y在这些电路设计和应用中的原始用途。
随着在低于X2Y衰减器的SRF的频率处的电阻特性的新发现，X2Y衰减器的新用途是可以使用X2Y衰减器来增大控制电路中的反馈电压斜坡的斜升角(如图5所示)的一个示例，特别是具有根据本发明的负反馈控制回路和切换模式DC-DC转换器的电压斜坡。X2Y衰减器的使用是根据本发明在时域中操作的抖动调节器402和抖动调节器403的另一个实施例。
图9示出了图4A、图4B、图4C和图4D的实施例的抖动调节器402和抖动调节器403的修改的等效电路的ESR特性。曲线902示出了X2Y衰减器的ESR，其可以由等效电路802表示。示出了在低于1MHz的频率下，X2Y衰减器902的ESR显著高于由曲线911和曲线912表示的低ESRMLCC的ESR。此外，当如图6所示的电阻值区域604覆盖为9中的展示904，显而易见的是，X2Y衰减器的高ESR的低频率处的缺点可用于增大控制电路(特别是根据本发明的具有负反馈控制回路的那些的控制电路和切换模式DC-DC转换器)中的反馈电压斜坡的斜升角(如图5所示)。如在从约40kHz到600kHz的频率范围906以及从约10mΩ到100mΩ的电阻范围908所示，由X2Y衰减器提供的ESR满足在图4A、图4B、图4C和图4D的实施例中的抖动调节器402和403的等效串联电阻(Rjc)404所要求的标准。因此，可以使用如本发明中所描述的抖动调节技术将X2Y衰减器转变为构建平均滤波器408的一部分的新用途。
进一步参考图10，曲线1002示出了X2Y衰减器的衰减分布，其提供50dB 1012或更高的衰减，带宽为200MHz 1009。因此，它满足根据本发明在此阐述的标准，其中宽带衰减器406需要衰减带宽为100MHz或更高的、50dB或更高的衰减。然而，尽管X2Y衰减器适合于如区域1008所示的高频衰减，但是它不能解决如区域1010中所示的低频纹波降低。因此，可能需要，通过添加标准的低ESR MLCC去耦电容器C1 411以提供衰减1006，或添加电容器C2412以提供衰减1004，或添加C1 411和C2412的组合，如图4A、图4B、图4C和图4D所示，相对于DC-DC转换器切换块420在低于1MHz的频率范围内进一步衰减。
在图11A和图11B中所示的本发明的又一个实施例中，平均滤波器408的4端子抖动调节器402的特征可以通过将X2Y衰减器1102与低ESR MLCC去耦电容器1104或电容器1104和电容器1106并联组合来实现，以根据电路拓扑的标准、等效电路、以及图4A、图4B、图4C、图4D、图5、图6、图7、图8、图9和图10的实施例的ESR和宽带衰减器的特性形成平均滤波器408。
在图11C中所示的本发明的又一个实施例中，平均滤波器408的4端子抖动调节器402的特征可以由X2Y衰减器1102根据电路拓扑的标准、等效电路、以及图4A、图4B、图4C、图4D、图5、图6、图7、图8、图9和图10的实施例与通用4端子陶瓷电容器1108(例如芯片3-端子电容器)并联组合来实现。
结果，图11A中的MLCC去耦电容器1104的实施例可以用图11C中的4端子陶瓷电容器1108代替，其中插入损耗特性被标识为图12B中的曲线1108，使得在区域1202的低频范围内提供与标准MLCC 1104相似或更好的必要衰减(即，在图12B中标识为曲线1104)以用于降低纹波。分别地，高频区域1204中的衰减由X2Y衰减器1102提供(即，在图12B中标识为曲线1102)。
因此，结合了所公开的由X2Y衰减器提供的抖动调节器和等效抖动调节器特征的DC-DC转换器电路在时域中呈现出独特的特性，即它们降低了输出噪声的SNJ信号。因此改善了整体电源偏置噪声特性。在结合了所公开的抖动调节器的实施例的PFM DC-DC转换器的情况下，混沌噪声元件不再呈现给供电电路元件，因此在平均滤波器中使用所公开的抖动调节器的PFM DC-DC转换器改善了噪声敏感的RF和微波电路和系统，以及(诸如时钟电路、振荡器、模数转换器、积分器、信号卷积等)时域功能的性能和稳定性，以及提供从轻负载/待机到满负荷操作的改进的功率转换效率，并且在由于省电操作模式的脉冲负载条件的影响下，不会损害整体电源偏置噪声和经调节的电压的稳定性。
尽管已经示出和描述了本发明的示例性实施例，但是本领域技术人员将会想到许多变型和替代实施例。例如，虽然结合PFM切换模式DC-DC转换器进行了描述，但是本发明可应用于许多不同类型的切换模式DC-DC转换器和线性稳压器，以及利用控制电路的应用，特别是那些包括负反馈回路的应用。尽管本文已经描述了各种组件组合，但是本领域技术人员将想到其他实施例和组件组合，并且，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的条件下，其他实施例和组件组合可以用于实现所要求保护的发明。

Claims (14)

1.一种抖动调节器组件，包括：
第一导电轨道；
具有预定值的高等效串联电阻(ESR)；如果交流电流在所述高ESR两端下降，则所述高ESR将产生高电压斜升角。
第二导电轨道；以及
用于在所述第一导电轨道与所述第二导电轨道之间耦合所述高ESR的装置，如果在存在于所述第一导电轨道上的关联交流电流在所述高ESR两端产生斜升电压降时所述第二导电轨道连接到接地电位，则所述装置将产生具有高斜升角的显著降噪电压斜坡信号。
2.如权利要求1所述的抖动调节器组件，其中用于耦合的所述装置由电容器提供。
3.如权利要求2所述的抖动调节器组件，其中所述电容器在高衰减带宽上具有高插入损耗。
4.如权利要求3所述的抖动调节器组件，其中所述高衰减带宽至少为100MHz。
5.如权利要求1所述的抖动调节器组件，其中所述高ESR比具有预定电容的低ESR多层陶瓷芯片电容器(MLCC)的ESR高至少三倍。
6.如权利要求1所述的抖动调节器组件，其中所述高ESR相对于10Hz至10MHz至少为8mΩ。
7.一种抖动调节器组件，包括：
导电轨道；
等效串联电阻(ESR)，具有比低ESR多层陶瓷芯片电容器(MLCC)更高的高ESR值；
宽带衰减器；并且
其中所述导电轨道、所述ESR和所述宽带衰减器串联连接。
8.如权利要求7所述的抖动调节器组件，其中所述高ESR值比具有预定电容的低ESR多层陶瓷芯片电容器(MLCC)的ESR高至少三倍。
9.如权利要求7所述的抖动调节器组件，其中所述高ESR相对于10Hz至10MHz至少为8mΩ。
10.如权利要求7所述的抖动调节器组件，其中所述宽带衰减器具有至少在1MHz至100MHz范围内的高插入损耗。
11.如权利要求10所述的抖动调节器组件，其中所述高插入损耗为50dB或更小。
12.一种抖动调节电路，响应于输入电流信号提供电压反馈信号，包括：
第一连续导电轨道；
等效串联电阻(ESR)，具有显著高于低ESR多层陶瓷芯片电容器(MLCC)的ESR值；
宽带衰减器；
接地电位轨道；
其中所述第一连续导电轨道、所述ESR和所述宽带衰减器串联连接；并且
所述宽带衰减器连接到所述接地电位轨道。
13.一种用于降低负反馈控制回路中的交流信号波形的抖动的方法，包括：
提供由上斜斜坡波形和下斜斜坡波形构成的交流输入信号；
提供由所述控制回路内的参考源预定的判定阈值；
提供具有预定值的高等效串联电阻(ESR)，所述高等效串联电阻(ESR)的预定值显著高于低ESR多层陶瓷芯片电容器(MLCC)的ESR；
提供具有接地电位的接地轨道；
提供交流耦合装置，所述交流耦合装置能够将所述高ESR电耦合到所述接地轨道，同时能够衰减在所述高ESR两端降下的高频噪声；
当交流信号在所述高ESR两端产生电压降时，将所述交流输入信号的至少一部分耦合到所述高ESR以形成反馈电压波形；以及
将所述反馈电压波形的至少一部分耦合到所述判定阈值，所述反馈电压波形在耦合到所述判定阈值时具有增大的斜升角。
14.一种用于调节切换模式DC-DC转换器的输出纹波电压的抖动的方法，包括：
提供经调节的脉冲串波形；
提供所述切换模式DC-DC转换器的反馈节点；
提供X2Y衰减器；
提供滤波器耦合装置，以在公共连接结处耦合所述经调节的脉冲串波形和所述反馈节点；以及
在基本上紧邻所述连接结的位置处耦合所述X2Y衰减器。
CN201780018642.6A 2016-03-19 2017-03-21 时域和频域信号调节装置、电路布置及制造该装置的方法 Active CN109565239B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662310673P 2016-03-19 2016-03-19
PCT/US2017/023268 WO2017165322A1 (en) 2016-03-19 2017-03-21 Jitter conditioning device for feedback control loop circuit, and jitter conditioner topology for switching mode dc-dc converters, and methods of making the same

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109565239A true CN109565239A (zh) 2019-04-02
CN109565239B CN109565239B (zh) 2021-08-06

Family

ID=59900714

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780018642.6A Active CN109565239B (zh) 2016-03-19 2017-03-21 时域和频域信号调节装置、电路布置及制造该装置的方法

Country Status (3)

Country Link
US (3) US11243249B2 (zh)
CN (1) CN109565239B (zh)
WO (1) WO2017165322A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111027269A (zh) * 2019-12-26 2020-04-17 南京工程学院 一种基于谐波等效电路的两级式dc/dc变换器建模方法
CN111125939A (zh) * 2019-11-15 2020-05-08 西安电子科技大学 用于lpddr4 io接口输出端的信号抖动估计方法
CN111464011A (zh) * 2020-04-24 2020-07-28 湖南大学 基于pwm调容的可变负载的轨道交通用充电机及控制方法
CN112367463A (zh) * 2020-10-30 2021-02-12 维沃移动通信有限公司 摄像头模组控制电路、方法及电子设备

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20180126857A1 (en) * 2016-02-12 2018-05-10 Capacitor Sciences Incorporated Electric vehicle powered by capacitive energy storage modules
CN109565239B (zh) * 2016-03-19 2021-08-06 川斯普公司 时域和频域信号调节装置、电路布置及制造该装置的方法
DE102020208381A1 (de) * 2020-07-03 2022-01-05 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichter und Verfahren zum Betrieb eines Stromrichters

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101018018B (zh) * 2005-12-21 2012-05-02 麦可丽股份有限公司 具有线性调节器控制的脉冲频率调制式电压调节器
US20140292300A1 (en) * 2013-03-29 2014-10-02 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. V+hu 2 +l Power Converter Control with Capacitor Current Ramp Compensation
CN104541221A (zh) * 2012-08-10 2015-04-22 德克萨斯仪器股份有限公司 切换式辅助线性稳压器

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4435689A (en) * 1982-05-10 1984-03-06 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Broadband slow wave structure attenuator
US6603646B2 (en) * 1997-04-08 2003-08-05 X2Y Attenuators, Llc Multi-functional energy conditioner
US6453157B1 (en) * 1998-03-23 2002-09-17 Ericsson Inc. Radio frequency tracking filter
CA2629235A1 (en) 2007-04-17 2008-10-17 Queen's University At Kingston Dc-dc converter with improved dynamic response
CN101577485B (zh) * 2008-05-08 2012-03-14 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 宽频滤波器
US9069365B2 (en) * 2012-02-18 2015-06-30 R2 Semiconductor, Inc. DC-DC converter enabling rapid output voltage changes
JP6028474B2 (ja) * 2012-09-10 2016-11-16 株式会社村田製作所 コンデンサ回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ回路、及び直流電源装置
JP6298974B2 (ja) * 2013-08-09 2018-03-28 北川工業株式会社 出力ノイズ低減装置
JPWO2016092833A1 (ja) * 2014-12-10 2017-08-17 日本電気株式会社 電子回路、及び、電子回路の実装方法
US9608515B2 (en) * 2015-02-25 2017-03-28 Analog Devices Global Resonance detection and filtering circuitry
CN109565239B (zh) * 2016-03-19 2021-08-06 川斯普公司 时域和频域信号调节装置、电路布置及制造该装置的方法
US10164517B2 (en) * 2016-08-17 2018-12-25 Altera Corporation Voltage regulator with jitter control

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101018018B (zh) * 2005-12-21 2012-05-02 麦可丽股份有限公司 具有线性调节器控制的脉冲频率调制式电压调节器
CN104541221A (zh) * 2012-08-10 2015-04-22 德克萨斯仪器股份有限公司 切换式辅助线性稳压器
US20140292300A1 (en) * 2013-03-29 2014-10-02 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. V+hu 2 +l Power Converter Control with Capacitor Current Ramp Compensation

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111125939A (zh) * 2019-11-15 2020-05-08 西安电子科技大学 用于lpddr4 io接口输出端的信号抖动估计方法
CN111125939B (zh) * 2019-11-15 2021-08-20 西安电子科技大学 用于lpddr4 io接口输出端的信号抖动估计方法
CN111027269A (zh) * 2019-12-26 2020-04-17 南京工程学院 一种基于谐波等效电路的两级式dc/dc变换器建模方法
CN111027269B (zh) * 2019-12-26 2023-09-12 南京工程学院 一种基于谐波等效电路的两级式dc/dc变换器建模方法
CN111464011A (zh) * 2020-04-24 2020-07-28 湖南大学 基于pwm调容的可变负载的轨道交通用充电机及控制方法
CN112367463A (zh) * 2020-10-30 2021-02-12 维沃移动通信有限公司 摄像头模组控制电路、方法及电子设备
CN112367463B (zh) * 2020-10-30 2022-03-18 维沃移动通信有限公司 摄像头模组控制电路、方法及电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
US20190006937A1 (en) 2019-01-03
CN109565239B (zh) 2021-08-06
US10942219B2 (en) 2021-03-09
US20220113352A1 (en) 2022-04-14
WO2017165322A1 (en) 2017-09-28
US20190064264A1 (en) 2019-02-28
US11243249B2 (en) 2022-02-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109565239A (zh) 用于反馈控制回路电路的抖动调节装置、以及用于切换模式dc-dc转换器的抖动调节器拓扑、以及制造该装置的方法
US10128746B2 (en) Switched capacitor DC-DC power converter
US20220131466A1 (en) Switched-capacitor circuit control in power converters
EP2106014B1 (en) Dc-dc converter module
US7808225B2 (en) Parallel arranged power supplies
US8773102B2 (en) Hysteretic CL power converter
KR101418594B1 (ko) 동기 부스트 변환기용 동기 정류기 조정 장치
US8963525B2 (en) DC/DC converter and game machine using it
US7420357B2 (en) Hysteretic DC/DC converter
US20180083490A1 (en) Single-Isolation Wireless Power Converter
JP2007020305A (ja) パルス電源装置
US8599052B2 (en) Digital-to-analog converter to produce paired control signals in a power supply controller
CN107359789B (zh) 改善反激式开关电源的emi的系统
US9048728B2 (en) Switch pairs between resistor network and high/low DC converter comparator input
JP2007028698A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN111049387B (zh) 一种tlcⅱ型谐振电路及其应用的电源变换器
US10804804B1 (en) Power supply including a nonlinear transmission line that receives a single input pulse and outputs a plurality of pulses
TWI430556B (zh) 電源轉換器
CN111245225A (zh) 一种电源变换系统及其控制电路和电流调节方法
US11652414B2 (en) Mixed analog-to-digital converter circuit
CN114815983B (zh) 一种混合式滤波主板及服务器
CN209283119U (zh) 一种中波段收音机抗干扰开关电源
CN107947571A (zh) 一种dc‑dc开关电源及其电感啸叫消除方法
Chen et al. A Configurable DC-DC Ripple Attenuator Module with Active Ripple Cancellation Technique
JP2009207350A (ja) プリント基板

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant