TWI430556B - 電源轉換器 - Google Patents

Description

電源轉換器

本發明是有關於一種電源轉換器，且特別是有關於一種交流直流電源轉換器。

圖1為習知之交流直流電源轉換器(AC to DC power converter)的電路圖。參照圖1，交流直流電源轉換器100利用變壓器110接收交流電壓AC1，並藉此進行升壓或是降壓。之後，二極體D11與電容C11會對昇/降壓後的訊號進行濾波與整流。此外，電感L1與開關SW1將形成一電壓調整電路，並在控制電路120的控制下，進行電壓位準的調整。再者，訊號將透過二極體D12與電容C12再次進行濾波與整流，以產生負載101所需的直流電壓DC1。

此外，為了維持輸出電流的穩定度，限流電路130用以偵測流經負載101之輸出電流的大小，並依據偵測結果傳送一回授訊號S1給控制電路120。藉此，控制電路120將可以依據回授訊號S1進行輸出電流的調整。換言之，習知之交流直流電源轉換器100會先透過電感L1與開關SW1所形成的電壓調整電路進行電壓位準的調整，之後再透過限流電路130與電壓調整電路進行輸出電流的調整。

然而，訊號在透過電感L1與開關SW1所形成之電壓調整電路進行電壓位準與輸出電流的調整時，將造成龐大的耗電量，進而降低交流直流電源轉換器100的轉換效 率。此外，習知之交流直流電源轉換器100具有電磁干擾(electromagnetic interference，簡稱EMI)的問題，進而對人體以及內部電路造成影響。

本發明提供一種電源轉換器，利用切換單元於不同時間點傳送不同的整流電壓，進而達到電壓位準的調整。藉此，電源轉換器將無須配置由電感與開關所形成的電壓調整電路，進而提昇電源轉換器的轉換效率。

本發明提出一種電源轉換器，包括變壓器、二極體陣列、多個切換單元、控制電路、以及濾波電路。變壓器將交流電壓轉換成多個子交流電壓。二極體陣列電性連接變壓器，並對這些子交流電壓進行整流，以產生多個整流電壓。這些切換單元的第一端接收這些整流電壓，且這些切換單元的第二端彼此電性相連。另一方面，控制電路將這些整流電壓分別與一參考電壓進行比較。其中，當具有兩個以上的整流電壓大於參考電壓時，控制電路從這些整流電壓中挑選出大於參考電壓的最小整流電壓，並控制這些切換單元傳送最小整流電壓。此外，當不具有兩個以上的整流電壓大於參考電壓時，控制電路從這些整流電壓中挑選出一最大整流電壓，並控制這些切換單元傳送最大整流電壓。濾波電路對來自這些切換單元的電壓進行整流與濾波，以產生直流電壓。

在本發明之一實施例中，上述之電源轉換器傳送直流 電壓至一負載，且電源轉換器更包括調整電路。其中，調整電路電性連接負載與濾波電路，並判別直流電壓的大小，以切換至充電模式、升壓模式、或是正常模式。其中在充電模式下，調整電路利用直流電壓進行充電。在升壓模式下，調整電路利用充電所得的電荷提高直流電壓的電壓位準。在正常模式下，調整電路停止充電與升壓。

基於上述，本發明利用切換單元於不同時間點傳送不同的整流電壓，進而致使切換單元所產生的電壓趨近於參考電壓。藉此，本發明之電源轉換器將無須配置由電感與開關所形成的電壓調整電路，進而提昇電源轉換器的轉換效率。此外，當電源轉換器所產生的直流電壓過高或是過低時，本發明還利用調整電路進行充電或是升壓，進而更進一步地提升電源轉換器的轉換效率。

為讓本發明之上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

圖2為依據本發明之一實施例之電源轉換器的電路圖。參照圖2，電源轉換器200用以將交流電壓AC2轉換成直流電壓DC2，以提供給後端的負載201。此外，電源轉換器200包括變壓器210、二極體陣列220、多個切換單元231~234、控制電路240、以及濾波電路250。

變壓器210具有一次側211與二次側212。其中，一次側211包括繞組線圈N21，且繞組線圈N21用以接收交 流電壓AC2。此外，二次側212包括多個繞組線圈。例如，在本實施例中，二次側212包括3個繞組線圈(N=3)，且繞組線圈N22~N24於電性上相互串接。也就是說，第i個繞組線圈的第二端電性連接第(i+1)個繞組線圈的第一端，i為整數且1≦i≦(N-1)，N為正整數。再者，繞組線圈N22~N24會產生多個子交流電壓BV₂₁~BV₂₄，因此變壓器210可將交流電壓AC2轉換成多個子交流電壓BV₂₁~BV₂₄。舉例來說，圖3為依據本發明之一實施例之波形時序圖。如圖3所示，變壓器210接收交流電壓AC2，並將交流電壓AC2轉換成子交流電壓BV₂₁~BV₂₄。

二極體陣列220電性連接變壓器210之繞組線圈N22~N24。更進一步來看，二極體陣列220包括二極體D21~D26。其中，二極體D21~D23的陽極電性連接繞組線圈N22~N24的第一端，且二極體D24的陽極電性連接繞組線圈N24的第二端。二極體D25的陰極電性連接繞組線圈N22的第一端，且二極體D25的陽極電性連接至接地端。二極體D26的陰極電性連接繞組線圈N24的第二端，且二極體D26的陽極電性連接至接地端。

在操作上，二極體陣列220會對子交流電壓BV₂₁~BV₂₄進行整流，並透過二極體D21~D24的陰極產生多個整流電壓RV₂₁~RV₂₄。舉例來說，圖4為依據本發明之另一實施例之波形時序圖。如圖4所示，在週期T41內，二極體陣列220會以繞組線圈N24的第二端為接地端。因此，在週期T41內，整流電壓的電壓位準由高至低分別為 整流電壓RV₂₁、RV₂₂、RV₂₃。此外，在週期T42內，二極體陣列220會以繞組線圈N22的第一端為接地端。因此，在週期T42內，整流電壓的電壓位準由高至低分別為整流電壓RV₂₄、RV₂₃、RV₂₂。相似地，在週期T43內，二極體陣列220會再次以繞組線圈N24的第二端為接地端，並產生電壓位準由高至低的整流電壓RV₂₁、RV₂₂、RV₂₃。

切換單元231~234的第一端接收整流電壓RV₂₁~RV₂₄，且切換單元231~234的第二端彼此電性相連。另一方面，控制電路240將整流電壓RV₂₁~RV₂₄分別與一參考電壓進行比較，並從整流電壓RV₂₁~RV₂₄中挑選出一最大整流電壓或是大於參考電壓的一最小整流電壓。此外，控制電路240會依據挑選結果產生多個切換訊號S₂₁~S₂₄。藉此，切換單元231~234將依據切換訊號S₂₁~S₂₄調整其第一端與第二端之間的導通狀態，並傳送最大整流電壓或是在大於參考電壓之情況下的最小整流電壓至濾波電路250。

舉例來說，如圖4所示，其中V₄₁為參考電壓，且V₄₂為切換單元231~234傳送至濾波電路250的電壓。在此，以週期T41內的整流電壓為例來看，一開始整流電壓RV₂₁~RV₂₃皆小於參考電壓V₄₁，故控制電路240會挑選整流電壓RV₂₁為最大整流電壓，並產生相應的切換訊號S₂₁~S₂₄，以致使切換單元231~234傳送最大整流電壓RV₂₁。之後，當整流電壓RV₂₁、RV₂₂皆大於參考電壓V₄₁時，控制電路240會從整流電壓RV₂₁、RV₂₂中挑選出整流 電壓RV₂₂作為最小整流電壓，並產生相應的切換訊號S₂₁~S₂₄，以致使切換單元231~234傳送最小整流電壓RV₂₂。

再者，當整流電壓RV₂₁、RV₂₂、RV₂₃皆大於參考電壓V₄₁時，控制電路240會從整流電壓RV₂₁、RV₂₂、RV₂₃中挑選整流電壓RV₂₃作為最小整流電壓RV₂₃，並產生相應的切換訊號S₂₁~S₂₄，以致使切換單元231~234傳送最小整流電壓RV₂₃。換言之，控制電路240會判別是否有2個以上的整流電壓大於參考電壓V₄₁。此外，當沒有2個以上的整流電壓大於參考電壓V₄₁時，則控制電路240會選出最大整流電壓，並控制切換單元231~234傳送最大整流電壓。反之，當具有2個以上的整流電壓大於參考電壓V₄₁時，控制電路240則會從大於參考電壓V₄₁的多個整流電壓中，挑選出最小整流電壓，並控制切換單元231~234傳送最小整流電壓。

如此一來，在週期T41內，隨著整流電壓RV₂₁~RV₂₃的不斷升高，切換單元231~234將依序傳送電壓位準由高至低的整流電壓RV₂₁、RV₂₂、RV₂₃。此外，在週期T41內，隨著整流電壓RV₂₁~RV₂₃的不斷降低，切換單元231~234將依序傳送電壓位準由低至高的整流電壓RV₂₃、RV₂₂、RV₂₁。藉此，傳送至濾波電路250之電壓V₄₂將趨近於參考電壓V₄₁。因此，濾波電路250在對電壓V₄₂進行濾波之後將可產生直流電壓DC2。

值得一提的是，與圖1之交流直流電源轉換器100相較之下，電源轉換器200無須配置由電感與開關所形成的 電壓調整電路即可進行電壓位準的調整，因此電源轉換器200具有較佳的轉換效率。此外，與圖1之交流直流電源轉換器100相較之下，電源轉換器200具有較低的電磁干擾，進而避免對人體及其內部電路造成影響。

請繼續參照圖2，濾波電路250包括二極體D27與電容C21。其中，二極體D27的陽極電性連接切換單元231~234的第二端，且二極體D27的陰極產生直流電壓DC2。電容C21的第一端電性連接二極體D27的陰極，且電容C21的第二端電性連接至接地端。在此，雖然圖2實施例列舉了濾波電路250的細部電路，但本領域具有通常知識者也可依據設計所需，更改濾波電路250的細部電路。例如，濾波電路250也可由單一的電容C21所構成。

更進一步來看，電源轉換器200更包括調整電路260。其中，調整電路260電性連接至負載201以及濾波電路250。在操作上，調整電路260會判別直流電壓DC2的大小，以切換至一充電模式、一升壓模式、或是一正常模式。其中，在充電模式下，調整電路260會利用直流電壓DC2進行充電。在升壓模式下，調整電路260會利用充電所得的電荷提高直流電壓DC2的電壓位準。再者，在正常模式下，調整電路260會停止充電與升壓，並主要用以限定流經負載201的電流。

如此一來，當直流電壓DC2過高時，調整電路260會切換至充電模式，以利用過高的直流電壓DC2進行充電。相對地，當直流電壓DC2過低時，調整電路260會切 換至升壓模式，以利用充電所得的電荷提高直流電壓DC2。此外，當直流電壓DC2穩定時，調整電路260將切換至正常模式，以限定流經負載201的電流。藉此，直流電壓DC2將可再次地被利用，進而有助於提昇電源轉換器200的轉換效率。

為了致使本領域具有通常知識者可以更加了解本實施例，以下將列舉調整電路260的電路架構。圖5為依據本發明之一實施例之調整電路的電路圖，其中為了說明方便起見，圖5更繪示出負載201。參照圖5，調整電路260包括開關501、開關502、電容C51、限流器510、訊號產生器520、以及多個升壓單元530~540。

在整體架構上，開關501的第一端電性連接負載201。限流器510電性連接在開關501的第二端與接地端之間。電容C51的第一端接收直流電壓DC2。開關502電性連接在電容C51的第二端與接地端之間。訊號產生器520電性連接開關501。升壓單元530電性連接負載201、電容C51的第二端、開關501的第二端以及接地端。此外，升壓單元540電性連接負載201、升壓單元530、開關501的第二端以及接地端。

在操作上，開關501的第一端與第二端分別產生預設電壓V₅₁與V₅₂。此外，訊號產生器520會依據預設電壓V₅₁與V₅₂判別直流電壓DC2的大小，並依據判別結果進行調整電路260之模式的切換。此外，訊號產生器520會在不同的模式產生不同的控制訊號S51~S60，以控制開關 501、開關502以及升壓單元530~540。其中，開關501與502分別受控於訊號產生器520所產生的控制訊號S₅₁與S₅₂。

藉此，當調整電路260切換至正常模式時，僅開關501與502被導通。此時，限流器510透過開關501接收到來自負載201的電流，且限流器510會限制流經其內部電流的大小。另一方面，當調整電路260切換至充電模式時，調整電路260可選擇性地將直流電壓DC2儲存至升壓單元530~540。反之，當調整電路260切換至升壓模式時，調整電路260可選擇性地利用升壓單元530~540提高直流電壓DC2。因此，在實際應用上，調整電路260可以僅配置單一的升壓單元530，或是同時配置多個升壓單元530~540。

舉例來說，在圖5實施例中，升壓單元530包括開關531~534以及電容C52。其中，開關531與532的第一端分別電性連接電容C51的第二端與負載201，而開關531與532的第二端則皆電性連接至電容C52的第一端。此外，開關533與534的第一端皆電性連接至電容C52的第二端，且開關533與534的第二端分別電性連接開關501的第二端以及接地端。此外，開關531~534分別受控於訊號產生器520所產生的控制訊號S₅₃~S₅₆。

再者，升壓單元540包括開關541~544以及電容C53。其中，開關541與542的第一端分別電性連接電容C52的第二端與負載201，而開關541與542的第二端則皆電性 連接至電容C53的第一端。此外，開關543與544的第一端皆電性連接至電容C53的第二端，且開關543與544的第二端分別電性連接開關501的第二端以及接地端。此外，開關541~544分別受控於訊號產生器520所產生的控制訊號S₅₇~S₆₀。

在實際應用上，倘若調整電路260僅配置單一的升壓單元530或是僅利用升壓單元530進行升壓時，則調整電路260切換至不同模式時的操作將如下所示。其中，在充電模式下，升壓單元530中的開關532與533導通，且其餘的開關皆不導通。藉此，負載201、電容C52、與限流器510於電性上相互串接至接地端，進而致使電容C52進行充電。此外，在升壓模式下，開關501導通，升壓單元530中的開關531與534導通，且其餘的開關皆不導通。藉此，電容C51與電容C52於電性上相互串接至接地端，進而提高直流電壓DC2的電壓位準。在正常模式下，開關501與502導通，且其餘的開關皆不導通。藉此，電容C52的兩端皆處於浮接狀態，進而致使升壓單元530停止充電與升壓。

再者，倘若調整電路260配置多個升壓單元530~540，並利用多個升壓單元530~540進行升壓時，則調整電路260切換至不同模式時的操作將如下所示。在充電模式下，對第一級電容C52充電時，升壓單元530中的開關532與533導通，其餘的開關皆不導通；藉此，負載201、電容C52、與限流器510於電性上相互串接至接地 端，進而致使電容C52進行充電。對第二級電容C53充電時，升壓單元540中的開關542與543導通，且其餘的開關皆不導通。藉此，負載201、電容C53、與限流器510於電性上相互串接至接地端，進而致使電容C53進行充電。

此外，在一級升壓模式下，開關501導通，升壓單元530中的開關531與534導通，其餘的開關皆不導通，也就是說，此時開關的接連方式與只有單一昇壓單元時的接連方式相同。在多級昇壓模式下，以兩級昇壓為例，升壓單元530中的開關531導通，升壓單元540中的開關541與544導通，開關501導通，且其餘的開關皆不導通。藉此，電容C51、電容C52與電容C53於電性上相互串接至接地端，進而提高直流電壓DC2的電壓位準。再者，在正常模式下，開關501與502導通，且其餘的開關皆不導通。藉此，電容C52與C53的兩端皆處於浮接狀態，進而致使升壓單元530~540停止充電與升壓。

圖6為依據本發明之另一實施例之調整電路的電路圖，其中為了說明方便起見，圖6更繪示出負載201。參照圖6，調整電路260包括開關601、開關602、電容C61、限流器610、訊號產生器620、以及多個升壓單元630~640。此外，升壓單元630包括開關631~634以及電容C62，且升壓單元640包括開關641~644以及電容C63。

圖6實施例中的開關601、開關602、電容C61、限流器610、訊號產生器620以及升壓單元630的電路架構，皆與圖5實施例中的開關501、開關502、電容C51、限流 器510、訊號產生器520以及升壓單元530的電路架構相同或是相似。因此，與圖5實施例相似地，開關601的第一端與第二端分別產生預設電壓V₆₁與V₆₂。此外，訊號產生器620會依據預設電壓V₆₁與V₆₂判別直流電壓DC2的大小，並依據判別結果進行調整電路260之模式的切換。此外，訊號產生器620會在不同的模式產生不同的控制訊號S61~S70，以控制開關601、開關602以及升壓單元630~640。

在此，圖6與圖5實施例的最大不同之處在於，圖6實施例中的升壓單元640不會電性連接至前一級的升壓單元630，而是與前一級的升壓單元630相互並聯。因此，在實際應用上，倘若調整電路260配置多個升壓單元630~640，並利用多個升壓單元630~640進行升壓時，則調整電路260切換至升壓模式時的操作將如下所示。此時，開關601導通，升壓單元630中的開關631與634導通，升壓單元640中的開關641與644導通，且其餘的開關皆不導通。藉此，電容C62與C63相互並聯，且電容C61分別與電容C62、C63相互串連，進而提高直流電壓DC2的電壓位準。至於圖6實施例的細部操作已包含在圖5實施例，故在此不予贅述。

綜上所述，本發明利用切換單元於不同時間點傳送不同的整流電壓，進而致使切換單元所產生的電壓趨近於一參考電壓。藉此，本發明之電源轉換器將無須配置由電感與開關所形成的電壓調整電路即可進行電壓位準的調整， 進而提昇電源轉換器的轉換效率。此外，當電源轉換器所產生的直流電壓過高或是過低時，本發明還利用調整電路進行充電或是升壓，進而更進一步地提升電源轉換器的轉換效率。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，故本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧交流直流電源轉換器

110‧‧‧變壓器

120‧‧‧控制電路

130‧‧‧限流電路

D11、D12‧‧‧二極體

C11、C12‧‧‧電容

L1‧‧‧電感

SW1‧‧‧開關

101‧‧‧負載

AC1‧‧‧交流電壓

DC1‧‧‧直流電壓

S1‧‧‧回授訊號

200‧‧‧電源轉換器

AC2‧‧‧交流電壓

DC2‧‧‧直流電壓

201‧‧‧負載

210‧‧‧變壓器

211‧‧‧一次側

212‧‧‧二次側

N21~N24‧‧‧繞組線圈

220‧‧‧二極體陣列

D21~D27‧‧‧二極體

231~234‧‧‧切換單元

240‧‧‧控制電路

250‧‧‧濾波電路

260‧‧‧調整電路

C21、C51~C53、C61~C63‧‧‧電容

BV₂₁~BV₂₄‧‧‧子交流電壓

RV₂₁~RV₂₄‧‧‧整流電壓

S₂₁~S₂₄‧‧‧切換訊號

T41~T43‧‧‧週期

V₄₁‧‧‧參考電壓

V₄₂‧‧‧電壓

501、502、531~534、541~544、601、602、631~634、641~644‧‧‧開關

510、610‧‧‧限流器

520、620‧‧‧訊號產生器

530~540、630~640‧‧‧升壓單元

V₅₁、V₅₂、V₆₁、V₆₂‧‧‧預設電壓

S51~S60、S61~S70‧‧‧控制訊號

圖1為習知之交流直流電源轉換器的電路圖。

圖2為依據本發明之一實施例之電源轉換器的電路圖。

圖3為依據本發明之一實施例之波形時序圖。

圖4為依據本發明之另一實施例之波形時序圖。

圖5為依據本發明之一實施例之調整電路的電路圖。

圖6為依據本發明之另一實施例之調整電路的電路圖。

200‧‧‧電源轉換器

AC2‧‧‧交流電壓

DC2‧‧‧直流電壓

201‧‧‧負載

210‧‧‧變壓器

211‧‧‧一次側

212‧‧‧二次側

N21~N24‧‧‧繞組線圈

220‧‧‧二極體陣列

D21~D27‧‧‧二極體

231~234‧‧‧切換單元

240‧‧‧控制電路

250‧‧‧濾波電路

260‧‧‧調整電路

C21‧‧‧電容

BV₂₁~BV₂₄‧‧‧子交流電壓

RV₂₁~RV₂₄‧‧‧整流電壓

S₂₁~S₂₄‧‧‧切換訊號

Claims (12)

1. 一種電源轉換器，包括：一變壓器，將一交流電壓轉換成多個子交流電壓；一二極體陣列，電性連接該變壓器，並對該些子交流電壓進行整流，以產生多個整流電壓；多個切換單元，其中該些切換單元的第一端接收該些整流電壓，且該些切換單元的第二端彼此電性相連；一控制電路，同時偵測該些整流電壓，並且將該些整流電壓分別與一參考電壓進行比較，其中當具有兩個以上的整流電壓大於該參考電壓時，該控制電路從該些整流電壓中挑選出大於該參考電壓的一最小整流電壓，並控制該些切換單元傳送該最小整流電壓，當不具有兩個以上的整流電壓大於該參考電壓時，該控制電路從該些整流電壓中挑選出一最大整流電壓，並控制該些切換單元傳送該最大整流電壓；以及一濾波電路，對來自該些切換單元的電壓進行濾波，以產生一直流電壓。
2. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該變壓器具有一一次側與一二次側，該一次側接收該交流電壓，該二次側包括N個繞組線圈，第i個繞組線圈的第二端電性連接第(i+1)個繞組線圈的第一端，且該些繞組線圈產生該些子交流電壓，N為正整數，i為整數且1≦i≦(N-1)。
3. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器，其中該二極體陣列包括：(N+1)個第一二極體，其中第j個第一二極體的陽極電 性連接第j個繞組線圈的第一端，j為整數且1≦j≦N，第(N+1)個第一二極體的陽極電性連接第N個繞組線圈的第二端，所述(N+1)個第一二極體的陰極產生該些整流電壓；一第二二極體，其陰極電性連接第1個繞組線圈的第一端，該第二二極體的陽極電性連接至一接地端；以及一第三二極體，其陰極電性連接第N個繞組線圈的第二端，該第三二極體的陽極電性連接至該接地端。
4. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該濾波電路包括：一第一電容，其第一端電性連接該些切換單元的第二端，該第一電容的第二端電性連接至一接地端，且該第一電容的第一端產生該直流電壓。
5. 如申請專利範圍第4項所述之電源轉換器，其中該濾波電路更包括：一第四二極體，其陽極電性連接該些切換單元的第二端，該第四二極體的陰極電性連接該第一電容的第二端。
6. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器，其中該電源轉換器傳送該直流電壓至一負載，且該電源轉換器更包括：一調整電路，電性連接該負載與該濾波電路，並判別該直流電壓的大小，以切換至一充電模式、一升壓模式、或是一正常模式，其中在該充電模式下，該調整電路利用該直流電壓進行充電，在該升壓模式下，該調整電路利用充電所得的電荷提高該直流電壓的電壓位準，在該正常模 式下，該調整電路停止充電與升壓。
7. 如申請專利範圍第6項所述之電源轉換器，其中該調整電路包括：一第一開關，其第一端電性連接該負載，且該第一開關的第一端與第二端分別產生一第一預設電壓與一第二預設電壓；一限流器，電性連接在該第一開關的第二端與一接地端之間，並限制流經該限流器之一內部電流的大小；一第二電容，其第一端接收該直流電壓；一第二開關，電性連接在該第二電容的第二端與該接地端之間；一第一升壓單元，包括一第三電容；以及一訊號產生器，依據該第一預設電壓與該第二預設電壓判別該直流電壓的大小，以進行該調整電路之模式的切換，且該訊號產生器用以控制該第一開關、該第二開關、以及該第一升壓單元，其中，在該充電模式下，該第一開關與該第二開關不導通，且該負載、該第三電容、與該限流器於電性上相互串接，在該升壓模式下，該第一開關導通，該第二開關不導通，且該第二電容與該第三電容於電性上相互串接，在該正常模式下，該第一開關與該第二開關導通，且該第三電容的兩端皆處於一浮接狀態。
8. 如申請專利範圍第7項所述之電源轉換器，其中該第一升壓單元更包括： 一第三開關，其第一端電性連接該第二電容的第二端，該第三開關的第二端電性連接該第三電容的第一端；一第四開關，其第一端電性連接該負載，該第四開關的第二端電性連接該第三電容的第一端；一第五開關，其第一端電性連接該第三電容的第二端，該第五開關的第二端電性連接該第一開關的第二端；以及一第六開關，其第一端電性連接該第三電容的第二端，該第六開關的第二端電性連接至接地端。
9. 如申請專利範圍第7項所述之電源轉換器，其中該調整電路更包括：一第二升壓單元，包括一第四電容，並受控於該訊號產生器，其中，在該充電模式下，該第四電容、該負載、與該限流器於電性上相互串接，在該升壓模式下，該第四電容、該第二電容、與該第三電容於電性上相互串接，在該正常模式下，該第四電容的兩端皆處於該浮接狀態。
10. 如申請專利範圍第9項所述之電源轉換器，其中該第二升壓單元更包括：一第七開關，其第一端電性連接該第一升壓單元，該第七開關的第二端電性連接該第四電容的第一端；一第八開關，其第一端電性連接該負載，該第八開關的第二端電性連接該第四電容的第一端；一第九開關，其第一端電性連接該第四電容的第二端，該第九開關的第二端電性連接該第一開關的第二端； 以及一第十開關，其第一端電性連接該第四電容的第二端，該第十開關的第二端電性連接至接地端。
11. 如申請專利範圍第7項所述之電源轉換器，其中該調整電路更包括：一第三升壓單元，包括一第五電容，並受控於該訊號產生器，其中，在該充電模式下，該第五電容、該負載、與該限流器於電性上相互串接，在該升壓模式下，該第五電容與該第二電容於電性上相互串接，在該正常模式下，該第五電容的兩端皆處於該浮接狀態。
12. 如申請專利範圍第11項所述之電源轉換器，其中該第三升壓單元更包括：一第十一開關，其第一端電性連接該第二電容的第二端，該第十一開關的第二端電性連接該第五電容的第一端；一第十二開關，其第一端電性連接該負載，該第十二開關的第二端電性連接該第五電容的第一端；一第十三開關，其第一端電性連接該第五電容的第二端，該第十三開關的第二端電性連接該第一開關的第二端；以及一第十四開關，其第一端電性連接該第五電容的第二端，該第十四開關的第二端電性連接至接地端。