CN112514247A - 自升压放大器 - Google Patents

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Abstract

本文档所述的技术可体现在包括放大器的装置中，该放大器包括连接到电源和负载的第一Zeta转换器。放大器还包括连接到电源和负载的第二Zeta转换器。第二Zeta转换器通过相对于第一Zeta转换器的互补占空比驱动。放大器还包括用于向第一Zeta转换器和第二Zeta转换器提供音频信号以递送到负载的控制器。

Description

自升压放大器
要求优先权
本专利申请根据35USC§119(e)要求于2018年7月10日提交的美国专利申请序列第62/695950号的优先权，该专利申请的全部内容据此以引用方式并入本文。
技术领域
本公开整体涉及自升压放大器技术。
背景技术
切换音频放大器可用于驱动扬声器以用于声音再现。D类放大器是放大部件(例如，一对晶体管)作为电子开关操作的放大器，该电子开关在供电轨之间快速来回切换以将音频输入编码到脉冲串中。一旦被处理以移除高频脉冲(例如，通过低通滤波器)，音频信号就被提供给扬声器。由于部件(例如，晶体管)从不同时导通，因此不存在用于与低通滤波器和扬声器分开的电流的其他路径。因此，D类放大器提供高功率转换效率以及高质量信号放大。
发明内容
在一个方面，本文档描述了包括放大器的装置，该放大器包括连接到电源和负载的第一Zeta转换器。放大器还包括连接到电源和负载的第二Zeta转换器。第二Zeta转换器通过相对于第一Zeta转换器的互补占空比(例如，180度异相)驱动。放大器还包括用于向第一Zeta转换器和第二Zeta转换器提供音频信号以递送到负载的控制器。
实施方式可以包括以下特征中的一者或多者。控制器可被配置为获得极点位置和零点位置，这导致与Zeta转换器电路组合的稳定闭环响应，以启动将一个或多个极点和零点移动到放大器的工作频率范围之外的位置。放大器可以是D类放大器。第一Zeta转换器和第二Zeta转换器均可为四阶转换器。第一Zeta转换器和第二Zeta转换器均可采用零电压转变(ZVT)切换技术。第一Zeta转换器和第二Zeta转换器中的每一者可包括直接接地的电感器和直接连接到电源的开关。控制器可连接到负载以接收反馈信号。反馈信号可以是电压反馈信号或电流反馈信号。控制器可使用反馈信号来控制音频向第一Zeta转换器和第二Zeta转换器的递送。第一Zeta转换器和第二Zeta转换器中的每一者可使用集成磁性元件来耦合电感器。转换器和/或控制器可被配置为启动将一个或多个极点和零点移动到放大器的工作频率范围(例如，音频频带、控制频带等)之外的位置。负载可为至少一个扬声器。
在另一方面，本文档的特征在于包括功率级的放大器，该功率级包括能够连接到电源和负载的第一Zeta转换器。功率级还包括能够连接到电源和负载的第二Zeta转换器。第二Zeta转换器通过相对于第一Zeta转换器的互补占空比驱动。功率级还包括控制器，该控制器用于向第一Zeta转换器和第二Zeta转换器提供音频信号以递送到负载。控制器被配置为启动将一个或多个极点和零点移动到放大器的工作频率范围之外的位置。
实施方式可以包括以下特征中的一者或多者。控制器可被配置为获得极点位置和零点位置，这导致与Zeta转换器电路组合的稳定闭环响应，以启动将一个或多个极点和零点移动到放大器的工作频率范围之外的位置。放大器可以是D类放大器。第一Zeta转换器和第二Zeta转换器均可为四阶转换器。第一Zeta转换器和第二Zeta转换器中的每一者可包括直接接地的电感器和直接连接到电源的开关。控制器可连接到负载以接收反馈信号。反馈信号可以是电压反馈信号或电流反馈信号。控制器可使用反馈信号来控制音频向第一Zeta转换器和第二Zeta转换器的递送。控制器可使用反馈信号来控制音频向第一Zeta转换器和第二Zeta转换器的递送。第一Zeta转换器级和第二Zeta转换器级中的每一者可使用集成磁性元件来耦合电感器。控制器可被配置为启动将一个或多个极点和零点移动(例如，取消)到放大器的工作频率范围(例如，音频频带、控制频带等)之外的位置。第一Zeta转换器和第二Zeta转换器均可采用零电压转变(ZVT)切换技术。负载可为至少一个扬声器。可使用异相(AD)调制或同相(BD)调制。控制器可被配置为通过添加其他极点和零点来形成闭环响应，从而进一步建立反馈稳定性。电流反馈可用于第一Zeta转换器和第二Zeta转换器以合成阻尼电阻，从而抑制转换器中的任何自然频率。
本文所述的各种实施方式可提供以下优点中的一者或多者。通过本发明的设计，自升压D类放大器可在不需要采用单独的升压转换器、共享升压转换器等的情况下起作用。该设计允许放大器为每个通道提供具有更大动态范围的多个通道。该设计可采用数字动态补偿来控制放大器并减少失真。控制器可实施策略以抑制切换损耗。
本公开中所述的两个或更多个特征，包括本发明内容部分中所述的那些，可组合以形成在本文未具体描述的实施方式。
一个或多个具体实施的细节在附图和以下描述中论述。其他特征、对象和优点在说明书、附图和权利要求书中将是显而易见的。
附图说明
图1是具有H桥和桥联负载(BTL)的系统的框图。
图1A是对Zeta转换器中各种电感器耦合因子的输出幅值和相位曲线图的控制。
图2是其中负载由多个H桥驱动的系统的框图。
图3示出了D类放大器BTL级的电路图。
图4是降压和Zeta放大器的DC增益与占空比的曲线图。
图5是源自降压的D类放大器的输出幅值和相位曲线图的控制。
图6是提供给源自降压的D类放大器的输出幅值和相位曲线图。
图7是源自降压的D类放大器的差分输出阻抗幅值和相位曲线图。
图7A是Zeta转换器的差分输出阻抗幅值曲线图。
图8是源自降压的D类放大器的输入阻抗幅值和相位曲线图。
图8A是Zeta转换器的输入阻抗幅值曲线图。
图9是自升压推挽放大器的框图。
图10是源自升压的自升压推挽放大器的电路图。
图11是源自
Figure BDA0002922900540000031
转换器的自升压推挽放大器的电路图。
图12是源自Zeta转换器的自升压推挽放大器的电路图。
图12A是基于Zeta转换器的自升压推挽放大器的框图。
图13是源自Zeta转换器的自升压推挽放大器的电路图。
图14至图16示出了以50％占空比操作的基于Zeta转换器的自升压推挽放大器的状态。
图17至图19示出了以大于50％占空比操作的基于Zeta转换器的自升压推挽放大器的状态。
图20至图22示出了以小于50％占空比操作的基于Zeta转换器的自升压推挽放大器的状态。
图23是具有30％、50％和70％占空比的Zeta放大器的输出差分幅值和相位响应曲线图的控制。
图24提供了具有30％、50％和70％占空比的Zeta放大器的输出差分幅值和相位响应曲线图。
图25是基于包括电压和电流反馈的自升压推挽放大器的Zeta转换器的框图。
具体实施方式
D类放大器增加的功率转换效率允许较高的电流和较高的输出功率进入换能器诸如音频扬声器。当D类放大器从固定电压供电轨供电时，当提供的轨电压和实际换能器阻抗无法实现另外的功率时，换能器阻抗的减小有利于进一步增加输出到换能器的功率。但是减小换能器阻抗可导致通过连接线的损耗变得过大，从而否定D类放大器本身的效率益处。可采用替代技术来增加递送到换能器的功率，例如，可增加由放大器使用的供电电压，这将成比例地减小进入换能器的电流的大小。供电电压的此类增加可导致损耗增加(由于D类放大器的切换性质)，但该技术比降低换能器阻抗更实用。
在电池操作的环境中，诸如在便携式音频设备、汽车声音应用等的情况下，提供增加的电压可要求专用电压阶跃上升(例如，来自升压转换器等)。此类升压转换器向放大器供电，并且可能需要采用此类升压转换器，因为可用电池电压通常低于向D类放大器供电所需的电压。
为了提高效率(例如，节省空间和成本等)，升压转换器可在两个或更多个D类放大器功率级之间共享。此类拓扑结构会导致升压转换器能够提供的最大功率(包括短期和/或长期)的折衷。然而，可通过此类共享引入一些低效率；例如，连接的放大器中可能仅一个放大器需要高输出功率，而其他放大器保持在相对低的输出电平。因此，与需要较高升压电压的通道相比，与较低输出放大器相关联的通道可以较低的效率运行。除引入潜在低效率之外，D类放大器应避免饱和，该饱和可对输出电压进行限幅并引起音频失真，同时增加换能器(例如，扬声器)由于过量热应力而损坏的可能性。为了解决潜在饱和，可采用电压压缩技术来在接近限幅阈值(例如，介于最大电压输出电平的70％-90％之间的阈值)时减小增益。
D类放大器设计不是采用单独的设备来升压，其提供了这一功能，并能够在增加动态范围的同时驱动换能器。通过这种设计，可实现为每个通道提供具有高动态范围的多个通道的放大器。此外，通常可保持物理尺寸(与常规的源自降压的D类放大器相比)，并且可针对每个单独通道优化电压和功率输出而不损害相邻通道的效率。在一个示例中，设计包括四阶DC-DC转换器(称为Zeta转换器)，其能够以升压模式或降压模式(升降压能力)操作。Zeta转换器改善放大器的功率级的动态行为。另外，该设计采用数字补偿来控制放大器并减少失真。
此外，集成磁性元件可用于减少电路空间需要，并且相对高频的零电压转变(ZVT)技术可用于减少切换损耗。例如，可应用1995年5月23日公布的名称为“零电压变换脉宽调制转换器”(Zero-Voltage-Transition Pulse Width Modulated Converters)的第5,418,704号美国专利中描述的ZVT技术，该专利以引用方式并入本文。集成磁性元件不仅可用于将输入电感器耦合到输出电感器(在正侧和负侧上)，而且可用于彼此交叉耦合。例如，可采用集成磁性元件，如2015年5月7日提交的名称为“滤波放大器输出的磁结构(MagneticStructures for Filtering Amplifier Outputs)”的第9,882,543号美国专利中所述，该专利以引用方式并入全文。随着减小纹波电流，磁通量纹波在磁结构内减小，这使用较小尺寸的部件减小磁损耗，同时允许高切换频率。与差模电感相比，使用交叉耦合磁施加更高的共模电感，这减少了高频发射(出于电磁兼容性(EMC)考虑)。输入电感和输出电感之间的部分耦合还允许开环小信号传递函数谐振的重新定位，以帮助稳定放大器。参见图1A，示出了对Zeta转换器的输出增益和相位(与频率)的控制的图表10和12，对于这些图表，输入线圈和输出线圈的耦合因子(k)是变化的。
通过使用这些设计特征，切换D类推挽放大器可由相对于地的单个恒定供电轨(例如，电池)供电，并且在不需要添加外部升压电源转换器的情况下产生具有高于相对于地的供电轨的单侧峰值电压的输出电压。因此，该设计提供自升压D类放大器，该自升压D类放大器能够增加动力并且对应地向换能器递送较高的功率，并且改善声音系统的声音质量等。通过在设计中采用Zeta转换器，输出偏置为正，并且在控制到输出传递函数工作频率范围、电源到输出传递函数等中可使右半平面不存在零点。通过这种设计，可通过采用相对高的切换频率来实现小尺寸放大器，这允许部件具有低电抗值(例如，电感器的低值电感和电容器的低值电容)。使用低值电抗，传递函数谐振(共轭极点)以及共轭零点移动超过音频频带的上部区域，并且在音频频带中提供相对平坦的增益。使用局部电流反馈技术，引入合成的阻尼电阻以减小共轭极点相关谐振的Q。
在该设计中还应采用数字控制器，以帮助准确且一致地将极点和零点放置在放大器的回路控制器中。数字控制器还可允许基于一个或多个编程的占空比的基于动态占空比的定位和增益、极点和零点的重新定位。除了改善稳定性和动力之外，使用数字控制器还允许高阶补偿器，从而允许陡峭的幅值和相位特征，同时提供高闭合回路增益而不损害相位裕度。数字控制器允许单独控制输出信号的差模和共模方面。在一些实施方式中，反馈由低延迟模数转换器(ADC)(例如，基于∑-Δ的ADC)提供，并且ADC可在放大器的输出处(在输出电感器之后)获取反馈。数字调制器可用于驱动放大器的功率开关以减少调制器线性问题。数字调制器还可被编程为动态地控制输出处的共模DC偏置，以在差分输出电平相对较低的振幅时通过减小晶体管上的电压来抑制高频切换损耗。
可在放大器设计中采用一种或多种切换技术；例如，零电压转变(ZVT)切换可用于减小放大器在较大占空比范围内的切换损耗。此类技术允许具有相对低的晶体管切换损耗的高频切换，并且可在各种实施方式中实现；例如，基于氮化镓(GaN)的部件诸如场效应晶体管(FET)可用于放大器中。另外，FET中的漏极与源极之间的总电阻(“漏极-源极导通电阻，RDS(on)”)可非常低，从而有利于减少晶体管导通损耗。高输出电容可与由小谐振线圈和开关组成的小辅助电路一起作为谐振电容来实现ZVT条件。
在一些实施方式中，放大器的电源转换器包括减少数量的高功率开关(例如，用于小芯片管芯)；例如，最多四个主要的高功率FET开关可用于提供具有成本竞争力的放大器(例如，与常规D类放大器相比)。
图1示出了系统100的框图，其中负载105(例如，扬声器)由D类放大器110从两侧驱动。图1还示出了放大器110的详细视图112；详细视图112示出了可用于实现放大器110的各种部件的示例。如详细视图112所示，放大器110包括两个开关115和120，这两个开关可使用有源器件诸如晶体管、FET等来实现。在节点118处生成的输出是可变占空比方波，其频谱的低频部分包括期望的输出，并且其频谱的高频部分包括由于功率器件的切换而引起的分量。
在节点118处获得的输出脉冲串被转换为适于经由低通滤波器电路驱动负载105的模拟信号。在一些实施方式中，低通滤波器电路是无源LC电路，该无源LC电路包括一个或多个电感器125和一个或多个电容器130。虽然图1示出了滤波器电路作为放大器110的详细视图112的一部分，但在一些情况下，滤波器电路可与放大器110分开示出。在操作中，滤波电路移除或阻断高频分量并恢复适用于驱动负载105的所需低频信号。使用纯反应性组分诸如电感器和电容器，效率很高。
然而，切换放大器的效率受到由有源部件115和120的切换操作引起的切换损耗的影响。切换操作还产生不期望的纹波电流。还可以通过LC滤波器电路中的分量值选择和相对切换频率来减小纹波电流。对于给定电感值，较高的切换频率通常导致较低的纹波电流，而对于给定切换频率，较小的电感值导致较高的纹波电流。因此，可以通过转到较高的切换频率并使用较小的电感器来保持总体纹波电流。这是可取的，因为较小的电感值通常有较低的成本和尺寸。然而，在较高的切换频率下，切换损耗增加，从而降低电路的效率。在一些实施方式中，可鉴于该折衷来选择切换频率。
在详细视图112所示的示例中，D类放大器110的结构与降压转换器的结构基本上相同。在一些实施方式中，此类降压转换器可用于形成用于从两侧驱动固定负载的D类放大器。在一些实施方式中，被配置作为两个或更多个H桥的四个或更多个同步降压转换器可用于此目的。由于D类放大器的输出电流和电压可独立地改变符号，因此在图1所示的配置中，多种操作模式是可能的。例如，图1的配置可在共模(CM)和一个或多个差模(DM)中操作。在DM中，两个负载端子112a和112b之间的电压差由下式给出：
Vdm＝V1-V2 (1)
其中V1和V2分别是负载两侧上的放大器的输出电压。CM电压是两个放大器的输出电压的平均值，并且由下式给出：
Figure BDA0002922900540000081
对于桥接负载(BTL)，在负载连接在两个开关电桥之间的情况下，可使用不同的调制方案(例如，AD、BD)来实现在输出电压的DM分量和CM分量方面的不同目标。在一些实施方式中，可使用负载任一侧上的多个放大器来实现更高的自由度。此类配置的示例在图2中示出，该图示出了系统200的框图，其中负载105由多个放大器110a、110b、110c和110d(一般来讲，110)从两侧驱动。
图3示出了通过推挽结构(称为D类H桥)中的两个常规同步降压转换器功率级302、304的组合形成的常规D类推挽放大器300，其类似于图2所示的BTL级。降压转换器302、304两者共享参考接地的单个电源306。类似于负载105(在图1和2中示出)，负载308(例如，扬声器)连接在降压级之间。
负载308通过这两个功率级302、304的开关310、312、314和316(功率MOSFET)的调制来驱动。当降压转换器302、304两者均被调制为具有50％的切换占空比时，节点318和320处的电压具有相同的电位，大约为由电源306提供的电压(VCC)的一半。由于每个降压转换器302、304均具有如下DC传递特性：V(在节点318处)/VCC＝D和V(在节点320处)/VCC＝1-D。由于这些传递特性，没有电流由于零差分电压而流过负载。当降压转换器302被调制为具有不同于50％(例如，75％)的占空比时，节点318处的电压增加至VCC的75％(再次由电源306提供)。由于降压转换器304的栅极相对于降压转换器302反相，降压转换器304的占空比为25％。因此，节点320处的电压为VCC(来自电源306)的25％。节点318处的电压高于节点320处的电压，电流通过负载从节点318流动到节点320。类似地，对于小于50％的占空比，电流从节点320流动到节点318，从而提供相反的差分负载电压极性和相反的电流方向。因此，放大器300跨负载308产生正极性和负极性。
每个降压转换器302、304均具有线性DC传递函数，该传递函数将放大器300的总体DC传递函数提供为线性的(即，V(在节点318处)-V(在节点320处)＝2D-1)。当音频信号改变调制时，放大器300的输出由音频信号线性调制，并且输出电压和电流的放大以线性方式提供。简要参见图4，图表400提供D类放大器300的DC增益与占空比，并且线402表示由放大器提供的DC增益的线性性质。
返回图3，在该实施方式中，节点318和320的极性相对于地为正。因此，负载308上的输出电压的共模电压分量也是正的。放大器300的该特性可出于各种原因而被选择；例如，用于在用集成电路实现的单电源电池操作环境中。在该实施方式中，降压转换器302、304均为同步的，因为从一个降压转换器(例如，转换器302)流出的电流需要被另一个降压转换器(例如，转换器304)吸收，而输出电压相对于地为正。异步转换器不能吸收电流，因为反向电流将被阻断。
当避免开关310、312、314和316中的电流直通时，降压转换器302、304的线性可由于死区时间控制而丢失。Zeta放大器可发生这种情况。在这些时间段期间，随着增益在占空比范围内突然变化，输出信号可变得失真(例如，可出现奇次谐波)。失真可具有其他源；例如，电源306的刚度和不对称的切换边缘速率可导致放大器300的非线性。补偿此类非线性的一种技术是采用反馈方案(例如，负反馈)；例如，反馈可由负载308上的差分电压提供，因为该电压分量包含将由放大器300输出的期望音频信号。
图5示出了图表500和502，其分别表示小信号控制(例如，占空比)对放大器300的差分输出响应的幅值和相位。两个图表报告了三个不同占空比(即，30％、50％和70％)的幅值和相位。对于30％、50％和70％的占空比，响应大致相同(因为增益是线性的，并且极点和零点的位置不随占空比而变化)。图表500提供的增益值(例如，21.5dB的正向增益)为输出校正提供合理的负反馈增益。由于差分输出的双极性质，对于低于50％的占空比，在图表502中报告180°相位变化。根据这些响应，仅具有静态补偿增益、极点和零点的补偿器(例如，反馈控制回路补偿器)可采用补偿技术(例如，模拟或数字技术)。
参见图6，图表600和602分别表示放大器300在占空比为30％、50％和70％时的共模电源到输出响应的幅度和相位。对于源自降压的BTL的D类放大器(在50％占空比下)，共模输出对负载308中的差分音频电压和电流没有贡献，因为电压将在节点318和节点320处相等地出现并且将不会理想地生成差分音频分量。然而，从实际的角度来看，两个降压电源转换器302和304的部件之间存在轻微差异，并且存在共模到差模增益。对于除50％之外的占空比，电源纹波转换为输出，因为放大器的正半部和负半部上的脉冲宽度有意地处于不同的占空比。因此，电源变化转化为具有固定增益的输出。传递的相位取决于占空比：对于大于50％的占空比，与对小于50％占空比的占空比的响应相比，相位相差180度。当电源306的电压变化(称为电源抑制比(PSRR)响应)时，该增益通常表现为差分响应中的误差，并且可产生音频伪影并生成感知失真。通过使用负差分反馈来实现反馈补偿器，这些伪影和失真可基本上无法听到。
反馈补偿器还可使用共模反馈或共模前馈校正来防止负载上的共模偏置电压过度变化。通过使用该补偿，避免了放大器的输出滤波器电感器和电容器中的大电流，这可导致损耗。在一些实施方式中，反馈补偿器可以采用一阶共模控制回路来衰减共模电压变化并解决损耗。即使在出现电源电压变化的情况下，控制回路也有助于保持负载上的电源偏置电压。反馈补偿器还可跟踪相对缓慢变化的电源电压，以防止输出电压的不对称效应。因此，由反馈补偿器提供的差分和共模控制回路可减少对放大器的调节电源的需要，从而使放大器功率转换级保持为小。共模反馈补偿器还可用于使转换器内的开关上的电压最小，以减少晶体管切换损耗。共模环路的参考可针对此目的进行调整。
参见图7，图表700和702分别表示放大器300的各种占空比的差分输出阻抗的幅值和相位。在该特定实施方式中，可以采用大约2.2微亨利(μH)的电感值和大约1微法拉(μF)的电容值；然而，在其他实施方式中，可使用其他电感值和电容值。类似于图5和图6所示的图表，输出阻抗对于所有占空比选择都是相同的。一般来讲，输出阻抗由来自转换器级302、304的部件和输出滤波器的寄生电阻的组合提供。对于低音频频率基本上恒定，差分阻抗由于输出滤波器中的电感器而随频率增大。在该示例中，该电感在约100kHz可与输出级中的电容器谐振。频率增加超过100kHz，输出阻抗随着滤波器中的电容器基本上支配输出阻抗(例如，受到电容器寄生等效串联电阻(ESR)的限制)而减小。在该示例中，ESR在31MHz附近引入双零点，并且阻抗成为输出滤波电容器的ESR的总和。如图表700、702所提供，即使在音频频带中，差分阻抗也可跨频率显著变化。参见图7A，图表704呈现了针对各种占空比的Zeta放大器的输出阻抗。一般来讲，由于在Zeta放大器中选择较小的电感器和电容器(由于在音频频带以上推压响应特征的较高频率操作)，输出阻抗的幅值响应表现得更具电阻性。
参见图8，图表800和802分别呈现源自降压的D类BTL放大器对于50％、75％和100％的占空比的幅值和相位输入阻抗。对于其他占空比(例如，0％、25％和50％)，将提供类似(如果不相同)的幅值和相位输入阻抗。源自降压的D类BTL放大器源自降压调节器，并且其输入电流通常具有脉动特性。放大器的BTL配置有助于减轻电流情况，因为输入电流的脉冲在放大器的正侧和负侧之间的50％占空比下互补以用于AD调制。统计上，放大器在50％占空比下花费大部分时间，并且系统在大部分时间内受益于纹波消除。通过这种减轻，脉冲输入电流变成具有叠加锯齿形波纹的准DC电流。这可显著减小典型应用中所需的EMC输入滤波器的尺寸，以避免来自供电线束的传导和辐射发射。对于50％的占空比，不存在差分输出，并且任何输入电流的流动非常少并且阻抗很大。由于放大器的输出滤波器的复阻抗，输入阻抗朝向更高的频率减小。在谐振时，幅值响应(如图表800所示)达到最小值，然后随频率增大而增大。在50％占空比下，放大器的输入对100kHz下的谐振起电容作用。在远离50％的占空比下，输入阻抗在低频下减小。对于50％而言，输入阻抗的电阻性作用更大，并且输入阻抗随着输入电流增大而减小。然而，由输入滤波器引入的谐振保持在适当位置。由于谐振的高Q性质，存在约100kHz的突然180度相移(如图表802所示)。应注意将其与EMI输入滤波器组合，以免产生不稳定性。参见图8A，图表804呈现了针对各种占空比的Zeta放大器的输入阻抗。一般来讲，输入阻抗包括被推出音频频带之外的更高频率的特征。虽然与源自降压的放大器相当，但高频特征以不同于源自降压的放大器的不同占空比改变位置。这些低频特征的行为类似于源自降压的放大器。参见图9，一种或多种设计可用于能够自升压的放大器；例如，可引入电源转换器，该电源转换器使放大器的输出电压升高超过输入电压。DC占空比参考可被由音频信号调制的信号替换。放大器可采用各种设计；例如，可使用推挽设计，这是由于其能够增加输出电压(即，使输出电压加倍)。此类设计通常包括至少两个电源转换器，该至少两个电源转换器以类似于源自降压的D类放大器的方式连接到负载，该放大器包括连接到负载的两个降压转换器。类似地提供了对两个电源转换器的开关控制。这两个电源转换器可以互补方式驱动。例如，一个电源转换器可通过相对于另一个电源转换器的互补占空比驱动。使用这种设计，可采用双态调制或异相(AD)调制，可采用三态调制或同相(BD)调制等。
图9示出了基于电源转换器的自升压放大器900的示例性设计。在该示例中，放大器900是二阶的并且是同步的，因此源极电流和吸收电流两者都能够提供双向输出。在该示例中，放大器900包括由电源906(例如，一个或多个电池)提供的两个升压转换器级902、904。控制器908接收音频信号并向升压转换器级902、904中的每一者提供对应的调制信号(由输入线910和912突出显示)以用于将音频递送到负载914(例如，扬声器)。在一些情况下，右半平面零点(RHPZ)可存在于放大器的控制到输出传递特性和电源到输出传递特性中。出现RHPZ的频率通常取决于分量值和寄生电阻，并且当占空比从50％变化时，RHPZ可将其位置朝向较低频率改变。一般来讲，通过采用随着接近RHPZ在频域中的位置而减小增益的反馈补偿技术，无法实现具有消除极点的RHPZ的补偿以及高开环增益。这是因为零点添加了额外的180度相移(而不是如LHPZ的情况下的滞后)。添加零补偿极点的正常过程增加了额外的180度，从而使系统完全不稳定。反馈与输入同相增加，从而导致失控条件。在该示例中，(经由信号线916和918)从连接到负载914的节点A和B提供反馈。由于避免了RHPZ补偿，此类放大器通常具有低带宽以及较高音频频率下的低增益，这可限制失真预防。图10示出了(图9所示框图的)一种实施方式，其中二阶升压转换器1002和1004中的每一者包括电感器(例如，电感器1006和1008)和电容器(例如，电容器1010和1012)。该特定放大器也不提供限制来自电池源的电流的固有装置，该电流在短接到地的输出期间可产生不安全的状况。
参见图11，其他设计可用于此类放大器。在所示的示例中，放大器1100采用推挽设计，该推挽设计包括连接到负载1106(例如，扬声器)的两个
Figure BDA0002922900540000131
电源转换器1102、1104。类似于先前的设计，电源1108(例如，电池)将功率递送到放大器1100，并且控制器1110将音频信号的调制版本提供到两个
Figure BDA0002922900540000132
电源转换器1102、1104。在一些布置中，控制器1102可提供其他功能，诸如反馈补偿。一般来讲，
Figure BDA0002922900540000133
电源转换器1002、1004采用电感器和电容器来传递和转换能量，使得它们的输出电压大于输入电压。这种布置的一个相当大的缺点是，这种放大器的输出偏置是负的，当电路在集成电路上实现时，由于可能的晶体管闩锁考虑，这就造成了设计上的复杂性。如图11所示，
Figure BDA0002922900540000134
电源转换器1102、1104中的每一者包括两个电感器(例如，电源转换器1102中的电感器1112和1114，以及电源转换器1104中的电感器1116和1118)和两个电容器(例如，电源转换器1102中的电容器1120和1122，以及电源转换器1104中的电容器1124和1126)。负输出偏置需要晶体管1128和1130倒置，这可能使集成电路设计复杂化。
放大器1100是同步的，以允许电流供应和吸收，从而在负载1106处启用双极电流。在该示例中，
Figure BDA0002922900540000135
电源转换器1102、1104是4阶转换器，并且如上所述，包括比图9所示的放大器设计更多的部件。对于这种类型的放大器设计，控制到输出传递函数和电源到输出传递函数可能是复杂的，并且经由控制器1110的补偿技术(例如，模拟反馈补偿技术)也可能是复杂的。另外，RHPZ的存在将限制带宽。放大器1100的设计还可产生共轭零对和共轭极对，该共轭零对和共轭极对可在需要控制的音频频带中产生谐振。在一些布置中，电感器线圈耦合在
Figure BDA0002922900540000136
电源转换器中。此外，放大器1100的RHPZ将需要放置在音频带上方以避免显著减小音频放大器音频带宽，类似于放大器900(图9所示)。在一些情况下，放大器1100的设计能够引入谐波失真(由于其非线性)，并且可能需要跨音频带的相当大的增益(40dB)来进行补偿。由于存在高部件电压，该设计还可在包括在
Figure BDA0002922900540000141
电源转换器1102、1104中的开关(例如，FET)上引入电压和电流应力。类似地，由于传递或能量，在
Figure BDA0002922900540000142
电源转换器1102、1104中的电容器也可以经历这样的应力。
参见图12，示出了采用四阶电源转换器拓扑结构的放大器1200的设计。一般来讲，放大器1100具有自升压推挽设计并且使用可被补偿以提供全音频带宽的Zeta电源转换器设计。另一个有益效果是这种Zeta拓扑结构不会反转输出偏置。有益效果是，该放大器由于串联开关和电容器而自然受到短路保护。在该示例中，放大器使用同步Zeta电源转换器拓扑结构。如图所示，放大器1200包括从电源1206(例如，电池)接收功率并驱动负载1208(例如，扬声器)的两个Zeta电源转换器1202、1204。由放大器1200接收的音频信号由控制器1210提供给电源转换器1202、1204，并且位于负载1208的任一侧上的节点A和B向控制器1210提供反馈(例如，用于补偿技术)。两个Zeta电源转换器1202和1204通过相对于彼此互补的占空比驱动。使用该设计，可采用异相(AD)调制或同相(BD)调制。
如图所示，Zeta电源转换器1202、1204中的每一者是四阶的，并且在Zeta转换器半部中的每一者中包括两个电感器(例如，电源转换器1202和1204中的升压电感器1216和1220以及电源转换器1202和1204中的输出电感器1218和1222)和两个耦合电容器(例如，电容器1224和1228以及两个输出电容器1226和1230)。每个Zeta电源转换器包括两个开关(例如，电源转换器1202和1204中的升压FET开关1232和1234以及电源转换器1202和1204中的两个输出FET开关1236和1238)。与图11所示的
Figure BDA0002922900540000143
电源转换器1102、1104相比，Zeta电源转换器1202、1204的电路不同。例如，Zeta电源转换器1202、1204中的电感器的连接不同于
Figure BDA0002922900540000144
电源转换器1102、1104的电感器连接。在例示的示例中，Zeta电源转换器1202、1204的电感器1216和1220连接到地，而
Figure BDA0002922900540000145
电源转换器1102、1104的电感器1112和1118连接到电源1108的高侧。另外，所连接的开关的位置对于两种设计是不同的。具体地讲，Zeta电源转换器1202中的FET开关1232和Zeta电源转换器1204的FET开关1234连接到电源1108的高侧，而
Figure BDA0002922900540000146
电源转换器1102、1104中的FET开关各自接地。另外，(Zeta电源转换器1202的)FET开关1236和(Zeta电源转换器1204的)FET开关1238与(
Figure BDA0002922900540000151
电源转换器1102的)输出FET开关1128和(
Figure BDA0002922900540000152
电源转换器1104的)输出FET开关1130相比颠倒连接。因此，这些电感器和开关(例如，输入电感器和输入开关)的位置已反转。相比于Zeta电源转换器，将
Figure BDA0002922900540000153
电源转换器与Zeta电源转换器进行比较，
Figure BDA0002922900540000154
电源转换器具有减小的输入纹波电流。当N-MOS晶体管用作与开关1232和1234的源极电压最浮动的栅极驱动器时，每个周期的Zeta转换器的升压电感器电压从正电压切换到负电压，这通常需要针对输入级的栅极驱动器的设计考虑。当使用P-MOS开关时，栅极刚好被下拉到地电位。
参见图12A，呈现了基于Zeta转换器的自升压推挽放大器系统的框图1250。供电电压参考(例如，从电池)被提供到输入端1252中，并且音频在输入端1254上被接收。放大器包括分别从参数查找表(LUT)1260、1262接收参数数据的补偿器1256、1258。在该实施方式中，数字调制器1264、1266向相应的ZVT栅极驱动器1268、1270提供信号，该ZVT栅极驱动器向Zeta功率转换/滤波器级1272提供信号。也可采用其他切换技术。向负载1274(例如，扬声器)提供输出信号，该负载也被提供给低延迟模数转换器1276以用于向补偿器1256、1258提供反馈(例如，CM和DM)。
参见图13，紧凑型式的基于Zeta的放大器1300包括两个Zeta电源转换器1302和1304。Zeta电源转换器中的每一者包括两个电感器(例如，电源转换器1302中的电感器1306和1308以及电源转换器1304中的电感器1310和1312)和两个电容器(例如，电源转换器1302中的电容器1314和1316以及电源转换器1304中的电容器1318和1320)。Zeta电源转换器中的每一者还包括两个开关(例如，电源转换器1302中的开关1322和1324以及电源转换器1304中的开关1326和1328)。一般来讲，此类Zeta放大器包括与其他设计(例如，源自降压的D类放大器、源自升压的D类放大器和源自
Figure BDA0002922900540000155
的D类放大器)大致相同数量的开关，并且相关联的参数(例如，管芯面积、成本等)是相当的。在该示例中，FET用于实现开关1322-开关1328；然而，在一些布置中可采用其他类型的切换技术。
图14至图22示出了Zeta放大器1300(示于图13中)在稳态条件下的功能方面。对于该例示，电感器(例如，电感器1306、1308、1310和1312)中的每一者具有等效电感值，并且电容器(例如，电容器1314、1316、1318和1320)中的每一者具有等效电容值。然而，在一些实施方式中，电感值和/或电容值可不同。
一般来讲，使用异相AD调制，三个开关状态以重复方式循环通过Zeta放大器1300(例如，状态1、状态2、状态3、状态2、状态1、状态2、状态3、状态2...)。Zeta放大器1300被视为处于操作的稳态，并且输出为0伏差模，从而具有零负载电流。稳态被认为是指编程的占空比(例如，D＝50％)和差分输出电压接近恒定(例如，0伏)。参见图14，四个开关1322、1324、1326和1328(例如，如图13所示的FET)以交错方式控制：开关1322与开关1324异相，并且开关1326与开关1328同相。在死区时间阶段期间，所有四个开关1322、1324、1326和1328均断开。虽然所述设计使用异相(AD)调制，但在一些实施方式中，可调整设计以采用同相(BD)调制或其他调制变型。
包括在Zeta放大器1300中的Zeta电源转换器1302和1304中的每一者通常以两步过程操作，以将能量从输入端移动到输出端。首先，从电源(例如，电池)对输入电感器充电，同时通过耦合电容器对输出电感器充电。然后，输入电感器传递其存储的能量以对耦合电容器再充电，同时输出电感器放电到输出电容器和负载。在这些能量传递之间存在死区时间状态，以确保从电源到地不发生直通电流，因此它是具有三个开关状态的两步过程。
在开关状态1中，如图14所示，开关1322接通(在Zeta电源转换器1302中)，并且开关1324断开。节点1406有效地连接到电源1400，这迫使电感器1306上的电压等于电源1400(例如，在这种情况下为12伏电池)的电压，从而使电感器1306用能量充电。节点1406的电压由电源1400保持在该电平，而先前存储的电容器1314上的电压串联地添加到该电压之上，使得节点1404处的电压高于电池供电电压(例如，在该情况下，增加到24伏)。电容器1314作为输出级的电压源操作，从而将其储存的能量释放到电感器1308、电容器1316以及随后的负载1402中。
参见图16，示出了Zeta放大器1300的开关状态3，其中开关1322断开并且开关1324接通。在开关1322断开的情况下，电感器1306不再直接连接到电源1400，因此不再充电。通过电感器的电流大小减小，并且这将导致在相反方向上跨电感器形成自感电压(例如，对于50％占空比，至-12伏)。电感器1306上的这种极性变化可被认为是随意的(自感电压，而不是来自另一个电源的迫使电压)。通过电感器1306的电流继续沿相同方向流动，但现在幅值减小。该电流流过电感器1306、电容器1314和开关1324(其已接通)。节点1406被拉到地下(例如，-12伏)，这也将电容器1314的(-)侧拉到地下。由于开关1324导通，节点1404处于地电位。根据这些操作，电容器1314被充电到12V的电位。另外，在开关状态3下，电感器1306将存储的能量传递到电容器1314。因此，电容器1314上的平均电压为12V，其具有如图所示的极性。在稳态条件下，在50％占空比下，电容器1314可被视为具有跨其的12伏的电压源。当返回到开关状态1(图14所示)时，由于开关1322接通，节点1406上的电压返回到电源1400的电平(例如，电池电压)。
其他操作也发生在开关状态3中；例如，电感器1308通过开关1324、电容器1316和负载1402放电。由于开关1324接通并导通，节点1404处于地电位，并且电感器1308上的电压反向以保持流到电容器1316的电流。在50％的占空比下，并且基于平衡电感器1308上的电流和平衡电容器1316上的电荷的需要，发生电感器上的电压反转和通过电容器的电流反转。因此，平均共模输出电容器1316电压必须等于平均耦合电容器1314电压。输出共模电压是24伏和0伏(例如，12伏)的几何平均值。
Zeta电源转换器1304(位于Zeta放大器1300的下部)相对于Zeta电源转换器1302(位于Zeta放大器1300的上部)被驱动180°异相。在50％占空比的互补循环下操作时，Zeta电源转换器1304的操作类似于Zeta电源转换器1302的操作，但具有相反的相位。
参见图15，示出了处于开关状态2的Zeta放大器1300。一般来讲，开关状态2表示开关状态1和开关状态3之间的转换死区时间状态。在开关状态2期间，开关1322、1324、1326和1328中的每一者被断开(例如，持续相对短的周期)。由于开关是不理想的，该开关状态避免了由于重叠导通而导致的从电源1400传导到地的电流(例如，流过耦合电容器1314或1318的直通导通)。另外，在开关状态2期间，即使在所有开关断开的情况下，电感器和电容器也继续引起电流。该电流可流过FET中的一者或多者的硅衬底背栅二极管，这取决于在断开开关之前来自先前状态的电流流动方向和节点电压。死区时间(状态2)期间电路节点电压的大小和极性取决于输入开关和输出开关全部断开时的操作条件。节点电压取决于通过电感器、电容器和开关的瞬时电流的方向，以及纹波电流在整个切换周期期间是否从正方向切换到负方向(或反之亦然)。条件还将确定每个切换边缘是“硬”(例如，迫使开关节点电流换向)还是“软”(例如，自动开关节点电流换向)。
考虑到50％占空比(如图15所示)，负载电流足够低，使得所有电感器中的纹波电流在每个切换周期期间从正极性切换到负极性。在本说明书中仅考虑正输出侧转换器1302。在退出状态1和进入状态2时，开关1322接通/导通，而开关1324断开/不导通。鉴于电容器在其两端具有12V，节点1406的电压为12V，节点1404的电压为约24V。电流从电池1400流入电感器1306中，并且电流通过电容器1314和电感器1308朝负载流动。当开关1322断开时，电感器1306中的电流幅值开始减小并且电压极性反转，从而保持通过电感器1306的相同电流流动方向。通过开关1322的电流自动地向电容器和开关1324换向。开关1324现在支持通过其背栅二极管的电流，因为其尚未在状态2期间导通。因此，节点电压1404现在将自动降至-0.7V。节点电压1406将自动降至-12.7V，因为电容器1314充当12V电压源。开关1322的输出电容通过该电流换向过程被充电并且开关1324也被自动放电。因此，开关动作不引入电流尖峰，并且开关动作被认为是“软”的。除了完全增强开关1324之外，在状态3(图16)下接通开关1324几乎不改变电路的状态，从而去除在其两端的最终0.7V电压降。
参考图18，示出了具有不同起始条件的另一个示例。具体地讲，占空比现在为70％。平均负载电流朝向负载。在这种情况下，正侧Zeta转换器电感器1306和1308中的电流纹波现在在整个切换周期内极性严格为正。在本说明书中仅考虑正输出侧转换器1302。在退出状态3(图19)和进入状态2(图18)时，开关1322断开/不导通，而开关1324接通/导通。考虑到电容器在其两端具有29V，节点1406电压处于-29V并且节点1404电压处于0V。电流不从电池1400流至转换器1302。电流朝向负载流过开关1324和电感器1308，但幅值减小。当开关1324在状态2也关断时，电感器1306中的电流大小继续减小，并且跨电感器1306的电压极性保持反向，从而保持通过电感器1306的相同电流流动方向。该电流现在被拉过开关1324的背栅二极管，这使1404和1406处的节点电压下降额外的0.7V。从此处移动到状态1(图17)，当开关1322接通时，流过电感器1306的电流朝向开关换向。只有这样，节点电压1406从-29.7V变为12V。在开关接通时输出电容从-29.7V到12V的这种突然放电引入了大电流尖峰。切换动作被认为是“硬”的。当电流换向现在是“迫使的”(例如，不是自动的)时，观察到高切换损耗。由于不同的操作条件，该条件现在不同于先前的示例。此外，节点1404上的电压上升到41V，因为当开关1322完全接通时，电容器充当堆叠在节点1404处的电压上的电压源。开关1324保持断开并且不传导任何电流。开关1324的输出电容从0V充电至41V，并且也引入电流尖峰。切换动作不是自动的，并且被认为是涉及高损耗的“硬”的。
前两个示例涵盖在死区时间状态2期间Zeta放大器的一些可能的操作条件。更多示例是可能的，并且需要仔细考虑每个操作条件以用于其范围。
参见图17至图19，Zeta放大器1300可利用其他占空比来操作。例如，当Zeta放大器1300被设定为具有大约70％的占空比时，输出呈现具有正极性的24伏差分电压，该差分电压是电源1400的12伏值的两倍。这种增加表明Zeta放大器1300的自升压能力。通过使用电感器的通量(伏特-秒)平衡和电容器的电荷平衡作为能量储存元件，可量化稳态条件。
参见图17，示出了Zeta放大器1300的开关状态1。类似于50％占空比的情况(如图14所示)，用电源1400(例如，12伏电池)的可用电压对电感器1306充电。由于开关1322的占空比现在为70％，因此向电感器1306的电流提供额外的时间以斜线上升到更大的电平，从而增加更多的能量。当开关1322断开时，维持伏特-秒平衡，电感器1306的放电一般会发生得更快，基于该电感器在充放电状态下的di/dt的几何考虑，在电感器1306上产生29伏。
参见图19，对于状态3，基于电感器1306上的电压，电容器1314充电至29伏，因为开关1324将电容器1314的负载侧接地。此外，由于电感器1308被充电持续与电感器1306相同的时间量并且在稳态条件下需要伏特-秒平衡，因此电感器1308上的电压等于电感器1306上的电压(如果电感器1306和1308两者具有相等的电感值)。基于所确定的值，可确定Zeta电源转换器1302的节点处的电压。类似的方法可用于Zeta电源转换器1304(在Zeta放大器1300的下半部中示出)。
参见图20至图22，示出了在30％的占空比(增益为-2)下操作的Zeta放大器1300的三个开关状态。Zeta电源转换器1302和1304的操作类似于图17至图19中所示的电源转换器的操作，其占空比为70％。保持软开关的能力，直到与通过电感器1310的纹波组合的DC电流变为正。接通开关1326现在迫使电感器1310切换极性，而不是通过流过零点的电流的极性反转来促进电感器切换极性。此时，由于开关1326上的电压应力以及开关1326的输出电容的突然放电而经历增加的开关损耗，同时对开关1328的输出电容充电。
参见图23，示出了呈现Zeta放大器1300的小信号频率响应的两个图表2300和2302。具体地讲，对放大器的输出差分响应的控制的幅值由图表2300提供，并且对输出差分相位响应的控制由图表2302提供。一般来讲，响应(具体地讲，相位响应)报告陡峭的特征和峰值行为。在图表2303所示的相位响应中，在较高频率(例如，约100,000Hz)下经历900°相移。与源自降压的转换器的响应相比，极点和零点中的一者或多者可随着变化的占空比而改变位置。补偿可通过一种或多种技术提供。例如，数字补偿器可被结合(例如，结合到控制器诸如图12所示的控制器1210中)以动态地跟踪极点和零点以提供补偿并改善带宽。
幅值和相位响应的特征(如箭头2304和2306所突出显示的)可被集群并推出到超过音频带的较高频率，以确保它们不会不利地影响频率响应。例如，特征可定位在20kHz-30kHz音频带宽的边缘处，以用于在音频带中提供相对平坦的回路增益。甚至可以将特征进一步推出单位增益开环带宽之外，以避免对一些极点和零点一起进行补偿。例如：响应或右半平面极点中的深零位。
图24示出了Zeta放大器(即，幅值图表2400和相位图表2402)的共模电源到输出响应。应当注意，共模响应表示Zeta放大器的PSRR(电源抑制比)。音频频带频率中的小信号增益高于源自降压的D类放大器的小信号增益。这导致PSRR降低，这是由于正输出和负输出随占空比变化而不对称地变化。电源到输出响应中的特征与控制到输出响应中的特征密切相关。当在控制到输出响应中通过分量值操纵移动和改变特征时，电源到输出中的特征也将以同样的方式进行操纵。图表2400示出了在Zeta放大器的电源到输出响应中观察到的峰值行为。这些峰值可通过使用电流反馈技术来衰减。
电流反馈技术可用于合成电阻，该电阻将抑制Zeta放大器的转换器级中的高Q谐振和相关联的急剧相位变化。这些谐振和相位变化可能成为仅以稳定方式利用电压反馈补偿器闭合控制回路的挑战。图25中示出了一种可能的实施方式。然而，如图12A所示的框图2500添加了额外的电流反馈回路。电流传感器测量通过转换器中某一部件的电流。电流反馈信号经过环路滤波器补偿后，再加到调制器控制输入。这样做的总体效果是在电流感应组件上串联了一个合成电阻，这对电路内部的任何谐振都有阻尼作用。然而，由于电阻是合成的而不是真实的，因此其通常不会产生对总体转换效率有害的任何DC损耗。通常，从输入信号中减去电流反馈信号，从而导致增益损失，然而，由于Zeta放大器的升压性质，这可通过增大的占空比范围来校正。可使用多于一个电流感测点并将其组合成一个或多个反馈信号。这些反馈信号可在差模和/或共模感测中加入调制器控制输入。
为了实现Zeta放大器1300的设计，可采用一种或多种技术。例如，该设计可通过硅(Si)扩散工艺实现；然而，可采用其他工艺诸如氮化镓(GaN)工艺来使用与GaN相关联的益处，即低RDS(ON)和低栅极电容，并且生产高速操作设备。平面GaN HEMT的输出电容通常显著高于等效竖直Si MOSFET。然而，在谐振设计解决方案中，电容可用于通过建立零电压转变(ZVT)条件来建立谐振并减少相关联的切换损耗。
升压转换器级诸如Zeta电源转换器1302、1304是非线性的，并且可采用负反馈来线性化设计以实现音频频带上的可接受性能。音频频带上的高回路增益可用于校正非线性行为。
已描述了多个具体实施。然而，在细节中没有具体描述的其他实施方式也可能在以下权利要求书的范围内。
本文所述的不同实施方式的元件可组合以形成上文未具体阐述的其他实施方案。可从本文所述的结构去除一些元件而不会不利地影响它们的操作。此外，可将各种独立的元件组合到一个或多个单独的元件中以执行本文所述的功能。

Claims (22)

1.一种装置，所述装置包括：
放大器，所述放大器包括：
第一Zeta转换器，所述第一Zeta转换器连接到电源和负载；
第二Zeta转换器，所述第二Zeta转换器连接到所述电源和所述负载，所述第二Zeta转换器通过相对于所述第一Zeta转换器的互补占空比驱动；和
控制器，所述控制器用于向所述第一电源转换器和所述第二电源转换器提供音频信号以递送到所述负载。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述放大器是D类放大器。
3.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器均为四阶转换器。
4.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器均采用零电压转变(ZVT)切换技术。
5.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器中的每一者包括直接接地的电感器和直接连接到所述电源的开关。
6.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器连接到所述负载以接收反馈信号。
7.根据权利要求6所述的装置，其中所述反馈信号为电压反馈信号或电流反馈信号。
8.根据权利要求6所述的装置，其中所述控制器使用所述反馈信号来控制所述音频向所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器的递送。
9.根据权利要求1所述的装置，其中所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器中的每一者使用集成磁性元件来耦合电感器。
10.根据权利要求1所述的装置，其中所述控制器被配置为启动移动一个或多个极点和零点到所述放大器的工作频率范围之外的位置。
11.根据权利要求1所述的装置，其中所述负载为至少一个扬声器。
12.一种放大器，所述放大器包括：
功率级，所述功率级包括：
第一Zeta转换器，所述第一Zeta转换器能够连接到电源和负载；
第二Zeta转换器，所述第二Zeta转换器能够连接到所述电源和所述负载，所述第二Zeta转换器通过相对于所述第一Zeta转换器的互补占空比驱动；和
控制器，所述控制器用于向所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器提供音频信号以递送到所述负载，
其中所述控制器被配置为启动移动一个或多个极点和零点到所述放大器的工作频率范围之外的位置。
13.根据权利要求12所述的放大器，其中所述放大器是D类放大器。
14.根据权利要求12所述的放大器，其中所述第一Zeta转换器和所述第一Zeta转换器均为四阶转换器。
15.根据权利要求12所述的放大器，其中所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器中的每一者包括直接接地的电感器和直接连接到所述电源的开关。
16.根据权利要求12所述放大器，其中所述控制器连接到所述负载以接收反馈信号。
17.根据权利要求16所述的放大器，其中所述反馈信号为电压反馈信号或电流反馈信号。
18.根据权利要求16所述的放大器，其中所述控制器使用所述反馈信号来控制所述音频向所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器的递送。
19.根据权利要求17所述的放大器，其中所述反馈信号是所述电流反馈信号，并且所述控制器使用所述电流反馈信号来控制所述音频信号向所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器的递送。
20.根据权利要求12所述的放大器，其中所述第一Zeta转换器级和所述Zeta转换器级中的每一者使用集成磁性元件来耦合电感器。
21.根据权利要求12所述的放大器，其中所述第一Zeta转换器和所述第二Zeta转换器均采用零电压转变(ZVT)切换技术。
22.根据权利要求12所述的放大器，其中所述负载为至少一个扬声器。
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