CN113949356A - 功率放大电路 - Google Patents

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Abstract

本公开的功率放大电路具备：放大电路(12)，是通过根据信号的振幅而变动的电源电压进行动作的差动放大电路；偏置电路(32)，输出提供给放大电路(12)的偏置；和分散电路(41及42)，与从放大电路(12)输出的一对差动信号分别对应地设置，对放大电路(12)的增益的电源电压依赖进行调整。本发明的功率放大电路在放大电路的输出为差动信号的情况下，在保持差动信号的波形的对称性的同时实现适当的增益分散。

Description

功率放大电路
技术领域
本发明涉及功率放大电路。
背景技术
近年来，伴随着向第5代移动通信系统的过渡，消耗功率的增加令人担忧。作为谋求功率效率的提高的高效率化技术，采用了包络跟踪(ET：Envelope Tracking)。所谓包络跟踪，是根据输入信号的振幅电平对功率放大电路的电源电压进行控制的方式。在包络跟踪中，为了得到高效率的特性，需要将增益的电源电压依赖(增益分散：gain dispersion)设为最佳的依赖范围。所谓增益分散是指，相对于向晶体管供给的电源电位的变化的增益之差。作为将增益分散设为最佳的依赖范围的一个方法，可使用分散电路(dispersioncircuit)。
在专利文献1公开的功率放大电路设置有调整电路。调整电路基于根据RF信号的包络线进行控制的电源电压对供给到放大电路的偏置电流的电流量进行调整。由此，调整电路对增益的范围进行调整。
此外，在专利文献2记载了如下的功率放大电路，即，从包络跟踪电源电路供给可变电源电位，可变电源电位越低，使流过晶体管的基极的偏置电流越减少。在专利文献2记载的功率放大电路中，可变电源电位越低，晶体管的增益变得越低，因此能够改善增益分散特性。因此，在专利文献2记载的功率放大电路能够抑制低电源电位时的增益的增加，能够使增益与高电源电位时相等。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2020-65244号公报
专利文献2：日本特开2018-195954号公报
在专利文献1以及专利文献2记载的功率放大电路中，未考虑放大电路的输出为差动信号的情况下的增益分散，存在改善的余地。
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于上述情形而完成的，其目的在于，提供一种功率放大电路，其中，在放大电路的输出为差动信号的情况下，能够在保持差动信号的波形的对称性的同时实现适当的增益分散。
用于解决课题的技术方案
本发明的一个侧面的功率放大电路具备：差动放大电路，通过根据信号的振幅而变动的电源电压进行动作；偏置电路，输出提供给所述差动放大电路的偏置；和第1分散电路以及第2分散电路，与从所述差动放大电路输出的一对差动信号分别对应地设置，对所述差动放大电路的增益的电源电压依赖进行调整。
本发明的另一个侧面的功率放大电路具有：差动放大电路，通过根据信号的振幅而变动的电源电压进行动作；偏置电路，输出提供给所述差动放大电路的偏置；第1分散电路以及第2分散电路，与从所述差动放大电路输出的一对差动信号分别对应地设置，对所述差动放大电路的增益的电源电压依赖进行调整；第1电阻，与从所述差动放大电路输出的一对差动信号中的一者对应地设置；和第2电阻，与所述一对差动信号中的另一者对应地设置，所述第1电阻的电阻值和所述第2电阻的电阻值实质上相等，所述第1电阻的一端和所述第2电阻的一端连接，在所述第1电阻的另一端施加所述一对差动信号中的所述一者，在所述第2电阻的另一端施加所述一对差动信号中的所述另一者，在所述第1电阻的一端和所述第2电阻的一端的连接点，连接有所述第1分散电路以及所述第2分散电路。
发明效果
根据本发明，在放大电路的输出为差动信号的情况下，能够在保持差动信号的波形的对称性的同时实现适当的增益分散。
附图说明
图1是示出包含根据第1实施方式的功率放大电路的发送电路的例子的图。
图2是示出比较例的功率放大电路的图。
图3是示出分散电路以及偏置电路的结构例的图。
图4是示出分散电路以及偏置电路的其它结构例的图。
图5是说明分散电路的动作特性的图。
图6是说明分散电路的动作特性的图。
图7是示出根据第1实施方式的功率放大电路的例子的图。
图8是示出图7中的偏置电路、分散电路的结构例的图。
图9是示出根据第2实施方式的功率放大电路的例子的图。
图10是示出根据第3实施方式的功率放大电路的例子的图。
图11是示出图10中的偏置电路、分散电路的结构例的图。
图12是示出根据第4实施方式的功率放大电路的例子的图。
图13是示出根据第5实施方式的功率放大电路的例子的图。
图14是示出根据第6实施方式的功率放大电路的例子的图。
图15是示出变形例的偏置电路、分散电路的结构例的图。
图16是示出变形例的偏置电路、分散电路的结构例的图。
附图标记说明
1：匹配电路；
4、41、42：分散电路；
5：电感器；
10：输入端子；
11、11a、11b、12、12a、12b、110：放大电路；
20：输出端子；
21、22：变压器；
31、32、32a、32b：偏置电路；
100、100A～100F：功率放大电路；
R1、R2：电阻；
RFin：输入信号；
RFout：输出信号；
Vcc：电源电压。
具体实施方式
以下，基于附图对本公开的功率放大电路的实施方式进行详细说明。另外，本发明并不被该实施方式所限定。此外，在各实施方式的构成要素中，包含本领域技术人员能够置换且容易的构成要素，或者实质上相同的构成要素。各实施方式为例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合。在第2实施方式以后，适当地省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，以不同点为中心进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将适当地省略说明，不在每个实施方式中逐次提及。
(发送电路的整体结构)
图1是示出包含第1实施方式的功率放大电路的发送电路的结构的图。发送电路200例如在便携式电话装置等无线通信终端装置中用于向基站发送声音、数据等各种信号。另外，无线通信终端装置还具备用于从基站接收信号的接收单元，但是在此省略说明。
如图1所示，发送电路200包含基带电路15、RF(radio frequency，射频)电路30、电源电路40、功率放大电路100、前端电路60以及天线70。
基带电路15基于HSUPA(High Speed Uplink Packet Access，高速上行链路分组接入)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)等调制方式对声音、数据等输入信号SIN进行调制，并输出调制信号SIQ。调制信号SIQ是在IQ平面上表示了振幅以及相位的IQ信号(I信号以及Q信号)。
RF电路30基于从基带电路15输出的调制信号SIQ输出作为高频信号的输入信号RFin。此外，RF电路30基于调制信号SIQ对调制信号SIQ的振幅电平进行检测。然后，RF电路30将控制信号SCTRL输出到电源电路40，控制信号SCTRL对电源电路40进行控制，使得对功率放大电路100供给的电源电位Vcc成为与输入信号RFin的振幅电平相应的电平。详细地，RF电路30将控制信号SCTRL输出到电源电路40，控制信号SCTRL对电源电路40进行控制，使得电源电位Vcc成为与输入信号RFin的包络线相应的电平。也就是说，RF电路30将用于进行包络跟踪的控制信号SCTRL输出到电源电路40。
另外，也可以是，在RF电路30中，不是进行从调制信号SIQ向输入信号RFin的直接变换，而是将调制信号SIo变换为中频(IF：Intermediate Frequency)信号，从IF信号生成输入信号RFin。
电源电路40是如下的包络跟踪电源电路，即，生成与从RF电路30输出的控制信号SCTRL相应的电平的电源电位Vcc，即，生成与输入信号RFin的包络线相应的电平的电源电位Vcc，并输出到功率放大电路100。电源电路40例如可以由根据输入电位生成与控制信号SCTRL相应的电平的电源电位Vcc的DC-DC变换器和线性放大器构成。
另外，电源电位Vcc是根据输入信号RFin的包络线变化的电位。
功率放大电路100例如在便携式电话装置等移动通信机中将无线电频率的输入信号RFin放大并输出作为高频信号的输出信号RFout。关于输入信号RFin以及输出信号RFout的频率，例如可例示几百MHz(兆赫兹)至几十GHz(千兆赫兹)程度，但是本公开并不限定于此。
功率放大电路100将从RF电路30输出的输入信号RFin的功率放大至发送到基站所需的电平。然后，功率放大电路100将放大后的输出信号RFout输出到前端电路60。
前端电路60进行对输出信号RFout的滤波、与从基站接收的接收信号的切换等。从前端电路60输出的输出信号RFout经由天线70发送到基站。
功率放大电路100可以由在一个基板上安装了多个部件(半导体集成电路等)的混合IC(也可以成为模块)来实现，但是本公开并不限定于此。
(比较例)
接着，为了使各实施方式容易理解，对比较例的功率放大电路进行说明。图2是示出比较例的功率放大电路的图。图2所示的功率放大电路100具有匹配电路1、放大电路11、作为第1变压器的变压器21、放大电路12以及作为第2变压器的变压器22。在输入端子10被输入输入信号RFin。匹配电路1设置在输入端子10与放大电路11之间。匹配电路1设置在放大电路11的输入侧。
变压器21设置在放大电路11与放大电路12之间。放大电路11是驱动级的放大电路，放大电路12是功率级的放大电路。变压器21设置在放大电路11的输出侧。变压器21设置在放大电路12的输入侧。在放大电路11的输出端子连接有变压器21的输入侧的绕组的一端。变压器21的输入侧的绕组的另一端经由电感器5与电源电位Vcc连接。
变压器21的输出侧的绕组与放大电路12的输入侧连接。放大电路12具有构成差动放大电路的放大电路12a以及12b。从放大电路12a以及12b输出的差动信号输入到变压器22。变压器22设置在放大电路12与输出端子20之间。变压器22设置在放大电路12的输出侧。变压器22的一次侧的绕组的中点P22与电源电位Vcc连接。变压器22的二次侧的绕组的一端与输出端子20连接。变压器22的二次侧的另一端与基准电位连接。从输出端子20输出的输出信号RFout成为功率放大电路100的输出。
另外，在放大电路11连接有偏置电路31。偏置电路31输出提供给放大电路11的偏置。从偏置电路31输出的偏置输入到放大电路11。在放大电路12连接有偏置电路32。偏置电路32输出提供给放大电路12的偏置。从偏置电路32输出的偏置分别输入到构成差动放大电路的放大电路12a、12b。
功率放大电路100具有分散电路4。在功率放大电路100中，在放大电路12的输出侧设置有单个分散电路4。对于作为放大电路12的输出的一对差动信号，分散电路4只设置有一个。分散电路4基于从放大电路12输出的一对差动信号中的一者对供给到放大电路12的偏置进行控制。因此，对于作为放大电路12的输出的差动信号，难以保持差动信号波形的对称性。
(分散电路以及偏置电路)
图3是示出分散电路4以及偏置电路32的结构例的图。偏置电路32基于分散电路4的输出信号使输出的偏置变动。也就是说，分散电路4以及偏置电路32对提供给放大电路12的偏置进行控制。
在图3中，若着眼于偏置电路32，则偏置电路32包含电阻元件131、晶体管132、133以及135和电容器134。
作为一个例子，在电阻元件131的一端被输入恒定的偏置电流Ibias。电阻元件131的另一端与晶体管132的集电极以及基极电连接。另外，也可以对电阻元件131输入偏置电压。
晶体管132的集电极和基极电连接。也就是说，晶体管132被进行二极管连接。晶体管132的发射极与晶体管133的集电极以及基极电连接。
晶体管133的集电极和基极电连接。也就是说，晶体管133被进行二极管连接。晶体管133的发射极与基准电位电连接。
电容器134的一端与晶体管132的集电极以及基极电连接。电容器134的另一端与基准电位电连接。电容器134使晶体管132以及133的电压稳定，也就是说，使两个二极管的量的电压稳定。
晶体管135的集电极与恒定的电源电位Vbat电连接。晶体管135的基极与电容器134的一端电连接。在晶体管135的基极被输入恒定的偏置电流。晶体管135的发射极与放大电路12连接。晶体管135将恒定的电流Ief_pwr输出到放大电路12。
此外，在图3中，若着眼于分散电路4，分散电路4包含晶体管Qd和电阻元件Rd_b、Rd_c以及Rd_e。电阻元件Rd_b、Rd_c以及Rd_e也可以是布线电阻。
晶体管Qd是其发射极和基极形成异质结的异质结双极晶体管，发射极的带隙能量比基极的带隙能量大。
电阻元件Rd_b的一端与偏置电路32的晶体管135的基极以及电容器134的一端电连接。电阻元件Rd_b的另一端与晶体管Qd的基极电连接。
在电阻元件Rd_c的一端被输入作为包络跟踪电源电位的电源电位Vcc。电阻元件Rd_c的另一端与晶体管Qd的集电极电连接。
电阻元件Rd_e的一端与晶体管Qd的发射极电连接。电阻元件Rd_e的另一端与放大电路12电连接。另外，也可以不设置电阻元件Rd_e。也就是说，晶体管Qd的发射极也可以与电阻元件Rb的一端直接连接。
电阻元件Rd_b的一端的电位是电容器134的电位(恒定电位)。电阻元件Rd_c的一端的电位是作为包络跟踪电源电位的电源电位Vcc。因此，晶体管Qd的动作根据电源电位Vcc而变化。
偏置电流Ib是作为晶体管135的发射极电流的电流Ief_pwr与作为晶体管Qd的发射极电流的电流Id_e之和。也就是说，Ib＝Ief_pwr+Id_e。因此，电流Ief_pwr以及电流Id_e各自有助于放大电路12内的晶体管的偏置点的调整。
分散电路4通过将与电源电位Vcc相应的电流Id_e经由电阻元件Rd_e输出到放大电路12，从而对偏置电流进行调整。
在本公开中，将电源电位Vcc的下限电位称为第1电位。将电源电位Vcc的上限电位称为第2电位。关于第1电位，可例示1.0V左右，但是本公开并不限定于此。关于第2电位，可例示5.5V左右，但是本公开并不限定于此。
晶体管Qd是异质结双极晶体管。因此，以电源电位Vcc为比第1电位高的第3电位(阈值电位)为界，晶体管Qd表现出不同的行为。关于第3电位，可例示3V左右，但是本公开并不限于此。
晶体管Qd在电源电位Vcc比第3电位高的范围作为发射极跟随器电路进行动作。另一方面，晶体管Qd在电源电位Vcc为第3电位以下的范围作为两个PN结二极管(基极-集电极间的PN结以及基极-发射极间的PN结)进行动作。
在本公开中，将从偏置电路32经由电阻元件Rb向放大电路12内的晶体管Qx的基极流过电流的路径称为第1电流路径。晶体管135的发射极经由第1电流路径与放大电路12内的晶体管Qx的基极电连接。晶体管Qd的发射极经由电阻元件Rd_e与第1电流路径电连接。
此外，将从偏置电路32经由电阻元件Rd_b、晶体管Qd的基极-集电极间的PN结、以及电阻元件Rd_c向连接点P11流过电流的路径称为第2电流路径。晶体管135的基极经由电阻元件Rd_b与第2电流路径连接。
此外，将从连接点P11经由电阻元件Rd_c、晶体管Qd的集电极-发射极间、电阻元件Rd_e、以及电阻元件Rb向放大电路12内的晶体管Qx的基极流过电流的路径称为第3电流路径。
(晶体管作为发射极跟随器电路进行动作的情况)
对晶体管Qd作为发射极跟随器电路进行动作的情况进行说明。在该情况下，从偏置电路32经由第1电流路径向晶体管Qx的基极流过电流Ief_pwr。与此同时，从连接点P11经由第3电流路径向晶体管Qx的基极流过电流Id_e。此时，电流Id_b少到可以忽略的程度，因此电流Id_e变得与电流Id_c大致相等。也就是说，Id_e≈Id_c。
(晶体管作为两个PN结二极管进行动作的情况)
对晶体管Qd作为两个PN结二极管进行动作的情况进行说明。在该情况下，从偏置电路32经由第2电流路径向连接点P11流过电流。这是因为，晶体管Qd的基极-集电极间的PN结的导通电压比基极-发射极间的PN结的导通电压低，因此电流优先流过晶体管Qd的基极-集电极间。此时，电流Id_c流过的方向与图3所示的箭头的方向是反方向。
关于分散电路4，电源电位Vcc越低，在从偏置电路32经由第2电流路径流向连接点P11的方向(反方向)上，使电流Id_c越增大。换言之，关于分散电路4，电源电位Vcc越低，在电流Id_b经由第2电流路径流向连接点P11的方向(反方向)上越作为电流Id_c而流过，因此使流向晶体管135的基极的电流越减少。也就是说，关于分散电路4，电源电位Vcc越低，晶体管135的基极电流越减少，且电流Ief_pwr越减少，因此偏置电流Ib也越减少。
因此，晶体管Qx的集电极电流Icc也减少。由此，分散电路4在电源电位Vcc处于第3电位以下的范围的情况下能够使晶体管Qx的增益下降。例如，分散电路4能够使电源电位Vcc为作为下限电位的第1电位的情况下的晶体管Qx的增益(gain)比在晶体管Qx的最高输出时效率变得最大时的增益下降。由此，分散电路4能够改善功率放大电路的增益分散特性。即，分散电路4对放大电路12的增益的电源电压依赖进行调整。
(偏置电路的其它例子)
图4是示出分散电路以及偏置电路的其它结构例的图。图4是将图3中的偏置电路32置换为其它偏置电路32a的图。偏置电路32a是反馈型的偏置电路。偏置电路32a具有晶体管132a和电阻136。电阻136的一端与晶体管135的发射极连接。电阻136的另一端与晶体管132a的基极连接。晶体管132a的集电极与晶体管135的基极连接。晶体管132a的发射极与基准电位连接。偏置电路32a的其它结构与参照图3说明的偏置电路32相同。
对偏置电路32a的动作进行说明。从晶体管135的发射极输出的电流Ief_pwr输入到放大电路12。此外，电流Ief_pwr的一部分流向电阻136侧。因此，晶体管132a始终成为导通的状态。
若电流Ief_pwr增加，则流过电阻136的电流增加。由此，进行作用，使得流向晶体管132a的基极的电流增加。若这样，则进行作用，使得偏置电流Ibias中的流向晶体管135侧的电流增加。因此，晶体管135的基极-发射极间的电压减少，因此进行作用使得电流Ief_pwr减少。
另一方面，若电流Ief_pwr减少，则流过电阻136的电流减少。由此，进行作用使得流向晶体管132a的基极的电流减少。若这样，则进行作用使得偏置电流Ibias中的流向晶体管135侧的电流减少。因此，晶体管135的基极-发射极间的电压增加，因此进行作用使得电流Ief_pwr增加。
像以上那样，晶体管132a以及电阻136成为对电流Ief_pwr的一部分进行反馈的反馈电路。即，图4的偏置电路32a具有对电流Ief_pwr的一部分进行反馈的反馈电路。在该反馈电路中，通过对晶体管132a的导通状态进行控制，从而能够将从偏置电路32a供给到放大电路12的偏置电流保持为恒定。也就是说，通过对偏置的一部分进行反馈，从而能够将提供给功率放大电路的偏置保持为恒定。因此，能够良好地保持功率放大电路的增益的线性。
(分散电路的动作特性)
图5以及图6是说明分散电路4的动作特性的图。图5示出相对于偏置电流Ibias的电源电位Vcc-集电极电流Icc特性。在图5中，横轴示出电源电位Vcc，纵轴示出集电极电流Icc。
在图5中，单点划线DL1至DL4示出未连接分散电路4的情况下的动作特性，实线SL1至SL4示出连接有分散电路4的情况下的动作特性。单点划线DL1以及实线SL1对应于偏置电流Ibias为相同的值且高的状态，单点划线DL4以及实线SL4对应于偏置电流Ibias为相同的值且低的状态。如图5所示，若着眼于未连接分散电路4的单点划线DL1至DL4的动作特性，则在各偏置电流Ibias的值下，若电源电位Vcc下降，则集电极电流Icc大致恒定，或者平缓地减少。
相对于此，若着眼于连接有分散电路4的实线SL1至SL4的各偏置电流Ibias的值，则在电源电位Vcc的值比较高的状态下，实线SL1至SL4与单点划线DL1至DL4大致一致。因此，在电源电位Vcc的值比较高的状态下，成为与未连接分散电路4的情况同样的动作特性。另一方面，在电源电位Vcc的值比较低的状态下，分散电路4进行动作，使得从偏置电路32拉出电流，使集电极电流Icc下降。在本例子中，若电源电位Vcc下降，则由实线SL1至SL4示出的动作特性直线性下降，与由单点划线DL1至DL4示出的动作特性相比，集电极电流Icc大幅下降。像这样，在连接有分散电路4的情况下，集电极电流Icc的变化的范围向图5中的下侧移动。如上所述，若电源电位Vcc的值上升，则分散电路4从偏置电路32拉出的电流量下降。因此，在电源电位Vcc的值比较高的状态下，如上所述，由实线SL1至SL4示出的动作特性变得与由单点划线DL1至DL4示出的动作特性相同。在此，着眼于单点划线DL2以及实线SL2。单点划线DL2以及实线SL2能够关于电源电位Vcc而分为多个区间，例如，能够划分为4个区间M1、M2、M3以及M4。在4个区间M1、M2、M3以及M4之中，区间M1是电源电位最高的区间。在4个区间M1、M2、M3以及M4之中，区间M4是电源电位最低的区间。参照图6对各区间M1、M2、M3以及M4中的相对于电源电位Vcc的增益的变动的例子进行说明。另外，增益(gain)与集电极电流Icc成比例地增减。
图6是示出相对于功率的增益的特性的图。在图6中，横轴示出输出功率，纵轴示出增益(gain)。在图6中，单点划线对图5中的各区间M1至M4示出未连接分散电路4的情况下的动作特性。在图6中，实线示出连接有分散电路4的情况下的动作特性。
如图6所示，在未连接分散电路4的情况下，与图5中的区间M1至M4对应的各动作特性如单点划线所示，若输出功率变大，则增益急剧下降。在未连接分散电路4的情况下，在与区间M1至区间M4对应的各动作特性中，增益变化的范围是用箭头Y1示出的幅度。
相对于此，在连接有分散电路4的情况下，与图5中的区间M1至区间M4对应的各动作特性如实线所示，增益下降。特别是，在与图5中的区间M4对应的动作特性中，增益大幅下降。在连接有分散电路4的情况下，在与区间M1至区间M4对应的各动作特性中，增益变化的范围是用箭头Y2示出的幅度。也就是说，在连接有分散电路4的情况下，增益变化的范围像箭头Y2那样变成更宽的幅度。因此，通过在偏置电路32连接分散电路4，从而能够拓宽增益变化的范围。对于图5中的其它实线SL1以及单点划线DL1、实线SL3以及单点划线DL3、实线SL4以及单点划线DL4，也同样地能够分为多个区间。而且，通过在偏置电路32连接分散电路4，从而如图6所示，能够在与各区间对应的动作特性中拓宽增益变化的范围。
图2所示的比较例的功率放大电路100在放大电路11连接有分散电路4。因此，在放大电路11为差动放大电路的情况下，有时由于布线长度的不同等原因而成为不对称的配置，不能保持差动放大电路的对称性。
以下，对本公开的功率放大电路进行说明。本公开的功率放大电路具备与构成差动放大电路的放大电路各自对应的增益分散电路。
(第1实施方式)
[电路结构]
图7是示出根据第1实施方式的功率放大电路100A的例子的图。图7所示的功率放大电路100A例如搭载于便携式电话等移动通信机，将输入信号RFin的功率放大至发送到基站所需的电平，并将其作为输出信号RFout进行输出。输入信号RFin例如是通过RFIC(RadioFrequency Integrated Circuit，射频集成电路)等根据给定的通信方式进行了调制的无线电频率(RF：Radio Frequency射频)信号。输入信号RFin的通信标准例如包含2G(第2代移动通信系统)、3G(第3代移动通信系统)、4G(第4代移动通信系统)、5G(第5代移动通信系统)、LTE(Long Term Evolution，长期演进)-FDD(Frequency Division Duplex，频分双工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，时分双工)、LTE-Advanced、或LTE-Advanced Pro等，频率例如为几百MHz～几十GHz程度。另外，输入信号RFin的通信标准以及频率并不限于这些。
图7所示的功率放大电路100A具有作为第1放大电路的初级(驱动级)的放大电路11和作为第2放大电路的后级(功率级)的放大电路12。此外，功率放大电路100A分别在放大电路11的输入侧具有匹配电路1，在放大电路11与放大电路12之间具有作为第1变压器的变压器21，在放大电路12的输出侧具有作为第2变压器的变压器22。进而，功率放大电路100A具备电感器5。
匹配电路(MN：Matching Network，匹配网络)1将输入到输入端子10的输入信号RFin作为输入。匹配电路1使设置在前级的电路(未图示)和放大电路11的阻抗匹配。
放大电路11、放大电路12分别将输入的信号放大并输出。放大电路11、放大电路12分别例如由异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等晶体管构成。另外，放大电路11、放大电路12也可以代替HBT而由场效应晶体管(MOSFET：Metal-oxide-semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。在该情况下，只要将集电极、基极、发射极分别读作漏极、栅极、源极即可。
功率放大电路100A具备偏置电路31和偏置电路32。偏置电路31对放大电路11供给偏置。偏置电路32对放大电路12供给偏置。
放大电路11的输出端子与变压器21的一次绕组的一端连接。变压器21的一次绕组的另一端经由电感器5与电源电压VCC连接。电源电压Vcc是根据RF信号的包络线进行控制的电源电压。功率放大电路100通过根据所谓的包络跟踪而变动的电源电压进行动作。变压器21的一次绕组和变压器21的二次绕组进行电磁耦合，将一次绕组侧的信号传递到二次绕组侧。
变压器22的一次绕组的中点(中心抽头)与电源电压VCC连接。变压器22的二次绕组的一端与输出端子20连接。变压器22的一次绕组和变压器22的二次绕组进行电磁耦合，将一次绕组侧的信号传递到二次绕组侧。
功率放大电路100A具有作为第1分散电路的分散电路41和作为第2分散电路的分散电路42。分散电路41、42与作为放大电路12的输出的一对差动信号分别对应地设置。分散电路41以及42与功率级的偏置电路32连接。通过分散电路41以及42对供给到放大电路12的偏置进行控制。分散电路41以及42对放大电路12的增益的电源电压依赖进行调整。
[动作]
输入到输入端子10的输入信号RFin经由匹配电路1输入到放大电路11。放大电路11将输入的信号放大并输出。放大电路11的输出信号是单端信号。放大电路11的输出信号输入到变压器21的一次绕组的一端。
变压器21的二次绕组侧的信号输入到放大电路12。放大电路12将经由变压器21输入的信号放大。放大电路12将放大了的信号作为一对差动信号而进行输出。从放大电路12输出的一对差动信号输入到变压器22的一次绕组侧。作为单端信号的输出信号RFout从变压器22的二次绕组侧输出到输出端子20。
偏置电路31对放大电路11的基极或栅极供给偏置(即，偏置电流或偏置电压)。偏置电路32对构成放大电路12的放大电路12a、12b供给偏置(即，偏置电流或偏置电压)。分散电路41以及42基于从放大电路12输出的一对差动信号对供给到放大电路12的偏置进行控制。由此，被分散电路41以及42控制的偏置被供给到放大电路12。
接着，对图7中的偏置电路、分散电路的结构例进行说明。图8是示出图7中的偏置电路、分散电路的结构例的图。在图8中，偏置电路320相当于图7中的偏置电路32。偏置电路320具有相当于图3中的晶体管135的晶体管135a、135b。晶体管135a、135b的基极是公共的。晶体管135a的发射极与放大电路12a连接。晶体管135b的发射极与放大电路12b连接。
此外，在图8中，分散电路412相当于图7中的分散电路41以及42。也就是说，分散电路412具有作为两个分散电路41以及42的功能。分散电路412具有相当于晶体管Qd的晶体管Qda、Qdb。晶体管Qda、Qdb的基极是公共的。分散电路412具有相当于图3中的电阻元件Rd_c的电阻元件Rd_ca以及电阻元件Rd_cb。电阻元件Rd_ca的电阻值例如为10kΩ。电阻元件Rd_cb的电阻值例如为10k。
在图8中，构成差动放大电路的放大电路12a和放大电路12b具有同样的结构。图8中的放大电路12a相当于图7中的放大电路12a。图8中的放大电路12b相当于图7中的放大电路12b。
在图8中，放大电路12a具有电阻元件Rba、晶体管Qxa。图8中的电阻元件Rba相当于图3中的电阻元件Rb。图8中的晶体管Qxa相当于图3中的晶体管Qx。晶体管Qxa的集电极经由分散电路412的电阻元件Rd_ca与晶体管Qda的集电极连接。
此外，放大电路12a具有电容器C1a、电容器C2a、电感器L1a、和二极管组D1a以及D2a。电容器C1a设置在放大电路12a的输入级，阻断直流。电容器C2a的一端和电感器L1a的一端串联连接。电容器C2a的另一端与晶体管Qxa的集电极连接。电感器L1a的另一端与基准电位连接。二极管组D1a、D2a是串联连接的多个二极管。二极管组D1a例如是将两个二极管串联连接的结构。二极管组D2a例如是将10个二极管串联连接的结构。二极管组D1a的阳极侧与基准电位连接。二极管组D2a的阴极侧与基准电位连接。
在图8中，放大电路12b具有电阻元件Rbb、晶体管Qxb。图8中的电阻元件Rbb相当于图3中的电阻元件Rb。图8中的晶体管Qxb相当于图3中的晶体管Qx。晶体管Qxb的集电极经由分散电路412的电阻元件Rd_cb与晶体管Qdb的集电极连接。
此外，放大电路12b具有电容器C1b、电容器C2b、电感器L1b、和二极管组D1b以及D2b。电容器C1b设置在放大电路12b的输入级，阻断直流。电容器C2b的一端和电感器L1b的一端串联连接。电容器C2b的另一端与晶体管Qxb的集电极连接。电感器L1b的另一端与基准电位连接。二极管组D1b、D2b是串联连接的多个二极管。二极管组D1b例如是将两个二极管串联连接的结构。二极管组D2b例如是将10个二极管串联连接的结构。二极管组D1b的阳极侧与基准电位连接。二极管组D2b的阴极侧与基准电位连接。
在以上的结构中，放大电路12a的晶体管Qxa和放大电路12b的晶体管Qxb相互独立地动作并输出差动信号。因此，可维持差动信号的对称性。
像以上那样构成的偏置电路320以及分散电路412的动作与参照图3说明的偏置电路32以及分散电路4的动作相同。
在参照图2说明的比较例的功率放大电路100中，对作为差动放大电路的放大电路12设置有单个的分散电路4。分散电路4基于从放大电路12输出的一对差动信号中的一者对供给到放大电路12的偏置进行控制。因此，关于作为放大电路12的输出的差动信号，难以保持差动信号波形的对称性。相对于此，图7所示的根据第1实施方式的功率放大电路100A具有与一对差动信号分别对应的分散电路41、分散电路42。因此，关于作为放大电路12的输出的差动信号，能够保持差动信号波形的对称性。因此，即使在功率放大电路的输出为差动信号的情况下，也能够实现适当的增益分散特性。
(第2实施方式)
图9是示出根据第2实施方式的功率放大电路100B的例子的图。如图9所示，第2实施方式的功率放大电路100B与参照图7说明的根据第1实施方式的功率放大电路100A不同，分散电路41以及分散电路42与驱动级的偏置电路31连接。由此，对供给到放大电路11的偏置进行控制。也就是说，功率放大电路100B还具备在作为差动放大电路的放大电路12的前级设置的其它放大电路11，偏置电路31对其它放大电路11提供偏置。
此外，分散电路41的输出信号和分散电路42的输出信号在连接点P44被合成之后输入到偏置电路31。通过将作为放大电路12的输出的差动信号在输入到偏置电路31之前进行合成，从而能够除去RF分量。通过除去RF分量，从而能够只导出直流分量并输入到偏置电路31。此外，通过在驱动级的放大电路11输入偏置电路31的输出信号，从而能够抑制线性的变动。
根据第2实施方式的功率放大电路100B具有与从放大电路12输出的一对差动信号分别对应的分散电路41、分散电路42。因此，关于作为放大电路12的输出的差动信号，能够保持差动信号波形的对称性。因此，即使在功率放大电路的输出为差动信号的情况下，也能够实现适当的增益分散特性。
(第3实施方式)
图10是示出根据第3实施方式的功率放大电路100C的例子的图。如图10所示，第3实施方式的功率放大电路100C与第1实施方式同样地，具有作为第1分散电路的分散电路41和作为第2分散电路的分散电路42。分散电路41、42与作为放大电路12的输出的一对差动信号分别对应地设置。分散电路41以及42与功率级的偏置电路32连接。偏置电路32对放大电路12提供偏置。通过分散电路41以及42对供给到放大电路12的偏置进行控制。
功率放大电路100C在变压器22的一次侧具有与一对差动信号中的一者对应地设置的第1电阻元件R1和与一对差动信号中的另一者对应地设置的第2电阻元件R2。第1电阻元件R1的一端和第2电阻元件R2的一端在连接点Pr连接。第1电阻元件R1的另一端与连接点Pr1连接。在第1电阻元件R1的另一端被施加一对差动信号中的一者。第2电阻元件R2的另一端与连接点Pr2连接。在第2电阻元件R2的另一端被施加一对差动信号中的另一者。
另外，第1电阻元件R1的电阻值和第2电阻元件R2的电阻值实质上相等。所谓实质上相等，意味着在第1电阻元件R1以及第2电阻元件R2的制造偏差的范围内为相同的电阻值。关于以后的说明也是同样的。因为第1电阻元件R1和第2电阻元件R2的电阻值实质上相等，所以连接点Pr成为将第1电阻元件R1和第2电阻元件R2串联连接的合成电阻的中点。在作为该中点的连接点Pr，经由作为第3电阻元件的电阻元件Rd_c连接有分散电路41、42，因此分散电路41、42对差动信号的对称性没有影响。在本公开中，关于电阻元件的电阻值“实质上相等”，还包含如下范围：即使包含由制造偏差造成的误差，在设计上也没有影响的范围。
在此，若着眼于第1电阻元件R1以及第2电阻元件R2和电阻元件Rd_c，则第1电阻元件R1以及第2电阻元件R2在为了对信号进行合成而在连接点Pr连接之后，经由电阻元件Rd_c连接分散电路41、42。因此，与参照图8说明的电路结构相比，能够将总的电阻值抑制得低。第1电阻元件R1的电阻值以及第2电阻元件R2的电阻值例如为500Ω，电阻元件Rd_c的电阻值例如为5kΩ。
接着，对图10中的偏置电路、分散电路的结构例进行说明。图11是示出图10中的偏置电路、分散电路的结构例的图。在图10中，偏置电路320相当于图7中的偏置电路32。偏置电路320与参照图8说明的偏置电路320是同样的结构。晶体管135a的发射极与放大电路12a连接。晶体管135b的发射极与放大电路12b连接。
此外，在图11中，分散电路421相当于图10中的分散电路41以及42。也就是说，分散电路421具有作为两个分散电路41以及42的功能。分散电路421具有相当于晶体管Qd的晶体管Qda、Qdb。晶体管Qda、Qdb的基极是公共的。晶体管Qda、Qdb的集电极与电阻元件Rd_c连接。电阻元件Rd_c相当于图3中的电阻元件Rd_c。因此，电阻元件Rd_c能够视作分散电路421的一部分。另外，电阻元件Rd_c的电阻值例如为5kΩ。
在图11中，构成差动放大电路的放大电路12a和放大电路12b具有同样的结构。图11中的放大电路12a相当于图10中的放大电路12a。图11中的放大电路12b相当于图10中的放大电路12b。图11中的放大电路12a、12b是与参照图8说明的放大电路12a、12b同样的结构。
放大电路12a的晶体管Qxa的集电极与第1电阻元件R1连接。放大电路12b的晶体管Qxb的集电极与第2电阻元件R2连接。第1电阻元件R1的一端和第2电阻元件R2的一端在连接点Pr连接。在连接点Pr连接有电阻元件Rd_c。像这样，对于差动信号，通过经由第1电阻元件R1以及第2电阻元件R2使其短路，从而能够在排除对变压器22的影响的同时仅将同相分量施加于分散电路的晶体管Qda、Qdb。
如上所述，连接点Pr是将第1电阻元件R1和第2电阻元件R2串联连接的合成电阻的中点。在作为该中点的连接点Pr，连接有分散电路421，因此分散电路421对差动信号的对称性没有影响。
像以上那样构成的偏置电路320以及分散电路421的动作与参照图3说明的偏置电路32以及分散电路4的动作相同。
像参照图10以及图11说明的那样，在根据第3实施方式的功率放大电路100C中，在作为输出变压器的变压器22的一次侧的各端子连接有分散电路421(41、42)。通过经由与变压器22的一次侧的各端子连接的电阻元件R1、R2来传输差动信号，从而在差动信号被传输到分散电路421之前对差动信号进行合成。通过电阻元件R1、R2来除去差动信号的RF分量，由此能够只导出直流分量。通过在与分散电路421的连接前对差动信号进行合成，从而能够减小分散电路421的电阻元件Rd_c的电阻值。因为能够减小电阻元件Rd_c的电阻值，所以能够缩小基板中的功率放大电路的布局面积。通过使用电阻元件R1以及R2来实现中点，从而无需设置特别的焊盘、凸块，能够抑制安装面积的增大。
此外，通过分散电路421与作为中点的连接点Pr连接，从而与高频信号分离，因此能够使作为分散电路421的一部分的电阻元件Rd_c的电阻值下降。通过使电阻元件Rd_c的电阻值下降，从而能够增大参照图5说明的实线SL1至SL4的斜率，能够拓宽增益变化的范围(参照图6)。
一般来说，在各放大级的输出侧、高频信号的线路连接分散电路的情况下，为了确保隔离度，需要将分散电路的电阻值设为几kΩ量级。相对于此，像本公开这样，通过在作为中点的连接点Pr连接分散电路，从而可确保隔离度，因此能够将电阻值降低至几百Q量级，能够增大参照图5说明的实线SL1至SL4的斜率。
(第4实施方式)
图12是示出根据第4实施方式的功率放大电路100D的例子的图。如图12所示，第4实施方式的功率放大电路100D具有分散电路41以及42。分散电路41以及42与驱动级的偏置电路31连接。通过分散电路41以及42对供给到放大电路11的偏置进行控制。也就是说，功率放大电路100D还具备设置在作为差动放大电路的放大电路12的前级的其它放大电路11，偏置电路31对其它放大电路11提供偏置。
第4实施方式的功率放大电路100D与第3实施方式同样地，在变压器22的一次侧具有与一对差动信号中的一者对应地设置的第1电阻元件R1和与一对差动信号中的另一者对应地设置的第2电阻元件R2。在作为将第1电阻元件R1和第2电阻元件R2串联连接的合成电阻的中点的连接点Pr，经由作为第3电阻元件的电阻元件Rd_c连接有分散电路41、42。因此，分散电路41、42对差动信号的对称性没有影响。此外，与第3实施方式的情况同样地，能够通过电阻元件R1、R2除去差动信号的RF分量，只导出直流分量。因为能够减小电阻元件Rd_c的电阻值，所以能够缩小基板中的功率放大电路的布局面积。
(第5实施方式)
图13是示出根据第5实施方式的功率放大电路100E的例子的图。如图13所示，第5实施方式的功率放大电路100E具有放大电路110和放大电路12。放大电路110和放大电路12均为差动放大电路。放大电路110是驱动级的放大电路，放大电路12是功率级的放大电路。
功率放大电路100E具有分散电路41以及42。分散电路41以及42与功率级的偏置电路32连接。通过分散电路41以及42对供给到放大电路12的偏置进行控制。也就是说，具备设置在作为差动放大电路的放大电路110的后级的其它放大电路12，偏置电路32对放大电路12提供偏置。
功率放大电路100E的匹配电路1具有变压器1a。变压器1a的一次侧与输入端子10连接。变压器1a的二次侧成为差动信号。变压器1a的二次侧输出到放大电路110。从变压器1a的二次侧输出差动信号。放大电路110具有构成差动放大电路的放大电路11a以及11b。从放大电路11a以及11b输出的差动信号输入到变压器21。
变压器21设置在放大电路110与放大电路12之间。变压器21设置在放大电路110的输出侧。变压器21设置在放大电路12的输入侧。在放大电路11的输出连接有变压器21的输入侧的绕组。变压器21的输入侧的绕组的中点P21经由电感器5与电源电位Vcc连接。
功率放大电路100E在变压器21的一次侧具有与一对差动信号中的一者对应地设置的第1电阻元件R1和与一对差动信号中的另一者对应地设置的第2电阻元件R2。第1电阻元件R1的一端和第2电阻元件R2的一端在连接点Pr连接。第1电阻元件R1的另一端与连接点Pr1连接。在第1电阻元件R1的另一端被施加一对差动信号中的一者。第2电阻元件R2的另一端与连接点Pr2连接。在第2电阻元件R2的另一端被施加一对差动信号中的另一者。
在第5实施方式中，第1电阻元件R1的电阻值和第2电阻元件R2的电阻值也实质上相等。所谓实质上相等，意味着在电阻元件R1以及电阻元件R2的制造偏差的范围内是相同的电阻值。因为电阻元件R1和电阻元件R2的电阻值实质上相等，所以连接点Pr成为将第1电阻元件R1和第2电阻元件R2串联连接的合成电阻的中点。在作为该中点的连接点Pr，经由作为第3电阻元件的电阻元件Rd_c连接有分散电路41、42。因此，分散电路41、42对差动信号的对称性没有影响。此外，与第3实施方式的情况同样地，能够通过电阻元件R1、R2除去差动信号的RF分量，只导出直流分量。因为能够减小电阻元件Rd_c的电阻值，所以能够缩小基板中的功率放大电路的布局面积。
(第6实施方式)
图14是示出根据第6实施方式的功率放大电路100F的例子的图。如图14所示，第6实施方式的功率放大电路100F与第4实施方式的功率放大电路100D同样地，具有分散电路41以及42。分散电路41以及42与驱动级的偏置电路31连接。通过分散电路41以及42对供给到放大电路11的偏置进行控制。进而，分散电路41以及42与功率级的偏置电路32连接。通过分散电路41以及42对供给到放大电路12的偏置进行控制。
功率放大电路100F具备设置在作为所述差动放大电路的放大电路12的前级的其它放大电路11和与放大电路11对应地设置的其它偏置电路31，偏置电路32对放大电路12提供偏置，偏置电路31对放大电路11提供偏置。此外，与第3实施方式的情况同样地，能够通过电阻R1、R2除去差动信号的RF分量，只导出直流分量。因为能够减小电阻Rd_c的电阻值，所以能够缩小基板中的功率放大电路的布局面积。
(关于偏置电路的变形例)
图15以及图16是示出偏置电路的变形例的图。图15是示出将参照图8说明的根据第1实施方式的功率放大电路100A的偏置电路32置换为反馈型的偏置电路32b的例子的图。
偏置电路32b具有电阻136a、136b和晶体管132a。电阻136a的一端与晶体管135a的发射极连接。电阻136a的另一端与晶体管132a的基极连接。电阻136b的一端与晶体管135b的发射极连接。电阻136b的另一端与晶体管132a的基极连接。晶体管132a的集电极与晶体管135a的基极以及晶体管135b的基极连接。晶体管132a的发射极与基准电位连接。偏置电路32b的其它结构与参照图5说明的偏置电路32a相同。
偏置电路32b与偏置电路32a同样地，具有使晶体管135a的发射极电流的一部分反馈来对晶体管132a的导通状态进行控制的反馈电路。由此，能够将从偏置电路32b供给到放大电路12a的偏置电流保持为恒定。此外，偏置电路32b与偏置电路32a同样地，使晶体管135b的发射极电流的一部分反馈来对晶体管132a的导通状态进行控制。由此，能够将从偏置电路32b供给到放大电路12b的偏置电流保持为恒定。因此，能够良好地保持功率放大电路100A的增益的线性。
图16是示出将参照图11说明的根据第3实施方式的功率放大电路100C的偏置电路32置换为反馈型的偏置电路32b的例子的图。偏置电路32b的结构以及动作与参照图15说明的偏置电路32b相同。因此，能够将从偏置电路32b供给到放大电路12a以及放大电路12b的偏置电流保持为恒定。因此，能够良好地保持功率放大电路100C的增益的线性。

Claims (9)

1.一种功率放大电路，具备：
差动放大电路，通过根据信号的振幅而变动的电源电压进行动作；
偏置电路，输出提供给所述差动放大电路的偏置；和
第1分散电路以及第2分散电路，与从所述差动放大电路输出的一对差动信号分别对应地设置，对所述差动放大电路的增益的电源电压依赖进行调整。
2.根据权利要求1所述的功率放大电路，其中，
具备：变压器，被输入从所述差动放大电路输出的一对差动信号，
所述第1分散电路以及所述第2分散电路与所述变压器的一次侧连接。
3.一种功率放大电路，具有：
差动放大电路，通过根据信号的振幅而变动的电源电压进行动作；
偏置电路，输出提供给所述差动放大电路的偏置；
第1分散电路以及第2分散电路，与从所述差动放大电路输出的一对差动信号分别对应地设置，对所述差动放大电路的增益的电源电压依赖进行调整；
第1电阻，与从所述差动放大电路输出的一对差动信号中的一者对应地设置；和
第2电阻，与所述一对差动信号中的另一者对应地设置，
所述第1电阻的电阻值和所述第2电阻的电阻值实质上相等，
所述第1电阻的一端和所述第2电阻的一端连接，
在所述第1电阻的另一端施加所述一对差动信号中的所述一者，
在所述第2电阻的另一端施加所述一对差动信号中的所述另一者，
在所述第1电阻的一端和所述第2电阻的一端的连接点，连接有所述第1分散电路以及所述第2分散电路。
4.根据权利要求3所述的功率放大电路，其中，
具备：变压器，被输入从所述差动放大电路输出的一对差动信号，
所述第1电阻的另一端和所述第2电阻的另一端与所述变压器的一次侧连接。
5.根据权利要求1至权利要求4中的任一项所述的功率放大电路，其中，
所述偏置电路对所述差动放大电路提供所述偏置。
6.根据权利要求1至权利要求5中的任一项所述的功率放大电路，其中，
具备：其它放大电路，设置在所述差动放大电路的后级，
所述偏置电路对所述其它放大电路提供所述偏置。
7.根据权利要求1至权利要求5中的任一项所述的功率放大电路，其中，
具备：其它放大电路，设置在所述差动放大电路的前级，
所述偏置电路对所述其它放大电路提供所述偏置。
8.根据权利要求1至权利要求5中的任一项所述的功率放大电路，其中，
具备：
其它放大电路，设置在所述差动放大电路的前级；和
其它偏置电路，与所述其它放大电路对应地设置，
所述偏置电路对所述差动放大电路提供所述偏置，所述其它偏置电路对所述其它放大电路提供偏置。
9.根据权利要求1至权利要求8中的任一项所述的功率放大电路，其中，
所述偏置电路具有将对所述差动放大电路提供的偏置的一部分进行反馈的反馈电路，所述偏置电路将对所述差动放大电路提供的偏置保持为恒定。
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