CN101036288B - 双重偏置控制电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种偏置控制电路和方法，用于向放大器电路的至少一个级提供偏置信号，其中，通过产生偏置电流，并且附加地使用该偏置电流来得到控制信号，所述控制信号用于响应于控制信号来限制至少一个放大器级的电源电压，来提供双重偏置控制。从而，除了基本电流导引之外，实现由电压限制产生的放大器级的输出信号的抑制。这导致小信号增益的减小，因此减小输出噪声。

Description

双重偏置控制电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种用于向放大器电路的至少一个级提供偏置信号的偏置控制电路以及方法。具体地，本发明涉及一种偏置控制电路，用于包括一组成对的放大器级的高频功率放大器。 
背景技术
高效线性功率放大器是移动通信设备的关键组件，其中采用频谱高效的调制电路。已经针对有效的射频(RF)信号放大提出了多种放大器电路。然而，这些高效放大器的性能通常是非线性的，导致相当大的带外辐射和相邻信道中的干扰。为了满足在最小频谱扩增(re-growth)的情况下保持调制精度的线性需求，功率放大器典型地操作于高线性的A类和AB类的配置中，其中放大器的工作点和操作范围位于放大器特性的大致线性区。 
近年来，对于操作于高非线性区的用于GSM(全球移动通信)系统的低噪声功率放大器的需求已经增加。.GSM功率放大器的发射机(TX)波段从88OMHz到915MHz变动，而接收机(RX)波段从925MHz到960MHz变动。到达GSM收发机处的输入噪声是宽带的。当与功率放大器本身的噪声混合时，该噪声可以千扰接收机的信道口因此，减小由功率放大器和对输入处的噪声进行放大的小信号增益(SSG)产生的噪声是重要的。在TX波段中存在较大的发射信号时将SSG定义为SSG(fm)＝Pout_dBm(fm)-Pin_dBm(fm)，其中fm是RX波段中的频率，Pin_dBm表示频率fm处的小信号功率(～-40dBm)，并且Pout_dBm表示频率fm处的输出功率。 
目前，大多数GSM功率放大器是电压控制的功率放大器(VCPA)，操作于恒定的输入功率，并且基于控制电压来控制输出功率。通常，输入功率的电平相当高，例如Pin＝-3…+3dBm，并且功率晶体管偏置在从0伏至功率放大器提供35dBm的电压电平的任意地方。以这种方式，功率晶体管经过由它们的工作点或偏置点限定的不同的操作类别，主要是C类和AB类。然而，这些更大非线性的操作类别导致特定偏置控制电压处相当大的SSG，因此导致较高的输出噪声。 
图1示出了不同频率ss1、ss2、ss3下SSG对(vs)控制电压Vc和在载波频率Fc＝915MHz处的大信号增益(LSG)的示意图。 
如可以从图1中获悉的，在控制电压Vc＝1.5V处，SSG示出了比LSG更高级别的最大值，由于小信号噪声分量的放大比所需大信号的放大高，这导致在功率放大器的输出处出现不希望的信噪比。 
已经建议的一种可能的解决方案是：通过在功率放大器的第一级的集电极或输出端子与地电势之间连接并联开关元件(例如，CMOS(互补金属氧化物半导体)开关)，以对所述级进行分流，因此衰减非线性区中较高的SSG，来减小SSG的峰值。只要第一级的偏置点达到线性区，就接通开关元件以允许功率放大器达到足够的输出功率。如果将相同的偏置电路用于第一功率放大器级和开关元件，可以实现操作的良好定时。可以按照传统方式进行后面的放大器级的偏置。然而，不管以上的衰减解决方案如何，SSG的峰值行为通常仍然存在。 
文献US6,701,138公开了一种功率放大器电路，其中，通过相对固定的电源，与输出级分离地对输入级供电。经由具有可控输出电压的电压控制器向一个或更多输出级供电。集成有放大器级的闭合回路控制功能促使电压控制器的电压输出跟踪可调节控制信号的轮廓(profile)。然而，该控制电路在较低输出功率电平下导致损耗。这些损耗是在功率放大器的第二和第三级处的电源压降的结果。而且，需要较大的电压控制器或稳压器来处理较大的电流(可能是几个安培的量级)。另一个缺点在于偏置网络和电压控制器不是相关联的，引起不稳定性的潜在问题。 
发明内容
因此，本发明的一个目的在于提供用于放大器电路的改进的偏置控制电路，通过所述偏置控制电路，可以在整个操作范围内，以低效的损 耗和足够的稳定性，确保较小的SSG和较低的噪声。 
该目的是通过如权利要求1所述的偏置控制电路和如权利要求8所述的偏置控制方法来实现的。 
因此，响应于从偏置电流中得到的控制信号，限制至少一个放大器级的电源电压。因而提供双重偏置电路，其中，使用电流和电压控制两者来对至少一个放大器级进行偏置，这导致降低的SSG和减小的噪声。以这种方式，由于基极电流导引(steering)，可以实现输出功率倾斜(slope)，并且同时作为电压限制的结果，可以对放大器级的输出进行抑制。来源于相同源的电压和电流导引导致稳定的电路。 
电流产生装置可以包括具有预定电流控制特性的电压-电流转换器。电压-电流换流器在实现电流控制曲线的所需形状中是有利的，用于实现至少一个放大器级的控制输入处的直接高阻抗的电流导引。具体地，电流产生装置可以包括电流镜装置，用于复制电压-电流转换器的输出电流以产生偏置电流和第二电流，其中将第二电流提供给电压缓冲器装置以用于产生控制电压。电流镜装置的使用确保产生电压-电流转换器的输出电流的两个密切相关的副本，这可用于双重偏置控制。作为示例，电压缓冲器装置可以包括与电阻器装置相连的运算放大器，其中第二电流流过所述电阻器装置。该措施用于获得与电压-电流转化器的复制的输出电流密切相关的控制电压，从而响应于电压-电流转化器的复制的输出电流来控制电压限制装置的操作。 
电压限制装置可以包括连接在电源电压端子和至少一个级之间的可变电阻器装置。作为示例，可变电阻器装置可以包括晶体管，配置用于在其控制端子处接收控制信号。该措施提供了以下优点：通过提供与放大器级的电源电压串联的可控电阻器，以便依赖于电压-电流转化器的复制的输出电流来控制电源电压，简单地实现了电压限制装置。 
偏置控制电路可以包括分配给放大器电路的各个级的电流产生装置和电压限制装置的至少两个。在这种情况下，还将双重偏置控制电路按照与第一放大器级类似的方式应用于至少一个后继放大器级。这用于进一步相对于LSG减少SSG，以便获得噪声减少中的进一步改进。
附图说明
现在将参考附图，基于优选实施例来描述本发明，其中： 
图1示出了表示传统偏置的功率放大器电路中不同频率处的SSG和预定载波频率处的LSG的曲线的示意图； 
图2示出了根据本发明第一优选实施例的放大器电路的示意性方框图； 
图3示出了根据第一优选实施例的放大器电路的更详细的电路图； 
图4示出了根据本发明第二优选实施例的放大器电路的电路图； 
图5示出了在第一优选实施例中所获得的在不同频率处的SSG和预定载波频率处的LSG的曲线的示意图； 
图6示出了表示针对预定的载波频率、在不同的频率处的噪声功率对(vs)输出功率的曲线。 
具体实施方式
现在将结合要求高效率和高线性的多级功率放大器来描述优选实施例，多级功率放大器是例如在蜂窝电话等中使用的高频功率放大器。所述多级功率放大器可以包含可以集成到微波单片IC(MMIC)上的晶体管和无源组件，其中将晶体管和无源组件设置在相同的半导体衬底上。 
图2示出了根据第一优选实施例的具有双重偏置电路20的多级功率放大器电路的示意性方框图。可选地，可以将该双重偏置电路20集成到各个分配的放大器级10-1至10-n的MMIC中。 
具体地，功率放大器包括输入端子5，用于经由耦合电容向第一放大器级10-1输入RF输入信号，所述第一放大器级10-1经由相应的耦合电容与第二和后继放大器级10-2至10-n相连，所述放大器级经由各个耦合电容相连，以便连续地放大RF输入信号，并且在输出端子15处提供放大的RF信号。在放大器级10-1至10-n中，可以使用诸如InGaP/GaAs之类的至少一个异质结双极性晶体管(HBT)，以便同时实现高效率和高线性两者。然而，本发明不局限于该技术，除了双极性晶体管之外，还可以采用场效应晶体管(FET)或高电子迁移率晶体管(HEMT)。 
双重偏置电路20用于产生偏置电流IB，提供给分配的放大器级(即， 图2中的第一放大器级10-1)的相应的输入端子，以及控制电压VB，提供给连接在电源电压V0和分配的放大器级之间的电压限制元件或装置。在图2中，电压限制元件示出为可变电阻器，其电阻由控制电压VB来控制。然而，本发明不局限于该可变电阻器，可以使用根据控制电压VB或任意其他控制信号来减小分配的放大器级的相应输入端子处的电压的任意元件和电路。作为示例，电压限制装置可以是可控半导体元件或半导体电路，用于依赖于或根据所施加的控制电压VB或另一个控制信号来引入电压降。 
提供偏置电流IB，以便限定第一放大器级10-1的至少一个晶体管的偏置点，以便实现所需特征，例如足够的线性。根据优选实施例，双重偏置电路20提供偏置电流IB，用于控制分配的功率放大器级的偏置点，以及控制电压VB，用于控制电压限制装置(例如，可控电阻器)，从而实现由引入的电压限制产生的分配的放大器级的输出信号的抑制。因而，可以减小效率损耗。另外，来自一个源(即双重偏置电路20)的分配的放大器级的电压和电流导引用于保持整个放大器电路相当稳定。可以按照传统的方式，即通过以输出偏置电流作为唯一偏置信号的偏置电路，进行第二级至后继级10-2至10-n的偏置。 
图3示出了根据第一优选实施例的、并且配置为三级功率放大器的放大器电路的更详细的电路图，其中将双重偏置电路20和电压限制装置组合在第一偏置单元B1中，所述第一偏置单元B1用于对第一放大器级的第一双极性晶体管RF1进行偏置，从具有输入阻抗Zi的电源向第一放大器级提供输入信号RFi。此外，通过各个偏置单元B2和B3对具有各自晶体管RF2和RF3的第二和第三晶体管级进行偏置，与第一偏置单元B1相对比，仅提供各自的偏置电流，并且不提供任何电压限制。将放大器电路的输出信号RF0提供给负载阻抗Z1，所述负载阻抗可以是后继一级的输入阻抗或波导或信号线的特征阻抗。 
偏置单元B1、B2和B3的每一个均包括各个电压-电流转换器VIC1至VIC3，提供具有电流控制曲线的所需预定形状的预定控制特征，所述电流控制曲线定义了施加的控制电压和输出电流之间的关系，所述输出电流通过电流镜电路镜像以提供给双极性晶体管RF1至RF3的基极端子。电压-电流转换器VIC1至VIC3可以通过任意合适的电子元件或电路来实现，所述电子元件或电路将输入电压转换为相应的输出电流。作为示例，可以使用发射极跟随器晶体管电路，其根据从外部提供的控制输入电压来产生输出偏置电流。然后，发射极跟随器晶体管电路的集电极可以分别经由各个第一电流镜晶体管T1、T5和T11而与电源Vs1相连，而发射极跟随器晶体管的发射极可以接地。发射极跟随器晶体管的基极可以经由晶体管与控制输入端子(未示出)相连，将控制电压从外部提供给所述控制输入端子。从而，流经电压-电流转换器VIC1至VIC3的支路的电流与它们各自的控制电压相对应。在图3的三级放大器电路的第二和第三级的偏置单元B2和B3中，分别通过第一电流镜晶体管T5和T11，将由电压-电流转换器VIC2和VIC3产生的偏置电流分别复制到第二电流镜晶体管T6和T12，所述第二电流镜晶体管T6和T12分别将电压-电流转换器VIC2和VIC3的输出电流复制到与各个放大器晶体管RF2和RF3的基极端子相连的输出支路。 
在第二级中，经由电阻器R3提供偏置电流IB，而在第三级中，经由RF扼流圈提供偏置电流，从而改善RF/DC隔离。RF扼流圈是电感性的，给DC电流提供低电阻通路，但是选择RF扼流圈，使得它们的感抗对于RF信号而言足够大以便阻塞RF电流。类似地，功率放大器晶体管RF2和RF3的集电极经由各个RF扼流圈与第二电源电压Vs2相连。 
根据第一优选实施例，第一偏置单元B1被配置为双重偏置单元，并且包括附加的电压限制电路，包括：电阻器R1、运算放大器Op1、电阻器R4、电容器C2和晶体管T4，所述晶体管T4用作可控电阻器，经由用于隔离目的的RF扼流圈与第一放大器级的功率放大器晶体管RF1相连。因此，第一偏置单元B1用于使用电流和电压控制两者来对第一放大器级进行偏置。通过包括MOS晶体管T1至T3的电流镜电路，将由电压-电流转换器VIC1产生的电流镜像或者复制到两个方向或两个支路。由电流镜晶体管T2复制电流的第一支路将复制的电流作为偏置电流，经由电阻器R2，引导到双极性功率放大器晶体管RF1的基极，因此给该晶体管的基极提供直接高阻抗电流导引。由电流镜晶体管T3复制电流的另一个支路在电阻器R1两端产生相应的控制电压，将所述控制电压输入到运算 放大器Op1中。运算放大器Op1用作电压缓冲器，并且将其输出电压经由串联电阻器R4和并联电容器C2提供给MOS晶体管T4的基极，以便控制晶体管T4的源极-漏极通路的电阻。从而，可以响应于从电源-电流转换器VIC1得到的控制信号，控制和限制功率放大器晶体管RF1的集电极和电源电压Vs1之间的电阻，因此控制和限制功率放大器晶体管RF1的电源电压。如此，由于基极电流导引，可以实现输出功率倾斜，同时，可以引入功率放大器晶体管RF1的功率的抑制，这通过MOS晶体管T4的电压限制来实现。 
流经第一级的功率放大器晶体管RF1的电流通常最大为30至40mA的量级，使得效率损耗的问题较小。从相同的电流源(即，电压-电流转换器VIC1)得到组合的电压和电流导引，因此导致功率放大器电路的较好稳定性。如已经提到的，通过偏置电路中的低阻抗电压源的电流控制，按照传统方式进行第二和第三级的偏置，所述偏置电路的第二级由晶体管T7和T8形成，第三级由晶体管T9和T10形成。 
图4示出了第二优选实施例，其中通过各个双重偏置单元B1和B2对功率放大器的第一和第二级两者进行偏置。因为第二双重偏置单元B2与第一双重偏置单元B1类似，参考第一双重偏置单元B1的以上描述。然后，仍然可以通过传统偏置单元B3对第三级进行偏置。 
图5示出了依赖于提供给电压-电流转换器的控制电压Vc的、表示具有双重偏置控制的功率放大器电路的测量的SSG的示意图。如可以从图5中获悉的，与例如fc＝915MHz的载波频率处的大信号(LS)的LSG相比，减小了不同频率ss1、ss2和ss3处的SSG。因此，SSG可以总是保持低于LSG。 
图6示出了表示在fc＝915MHz的载波频率处、针对不同频率935MHz、945MHz和955MHz的测量的噪声功率Pn对(vs)以dBm为单位的输出功率的曲线。根据图6，对于输出功率Po的全部功率电平，噪声功率总是保持在-85dBm以下。因此，可以通过所提出的双重偏置电路来实现改善的噪声减小。 
应该注意的是，本发明不局限于上述优选实施例，而可以用于使用偏置控制的任意双极性或单极性技术的任意放大器电路中。因此优选实 施例可以在所附权利要求的范围内变化。 
还应该注意的是，当用在包括权利要求的说明书中时，术语“包括”意欲指定声明的特征、装置、步骤或组件的存在，但是不排除另外的一个或更多特征、装置、步骤、组件或其组合的存在。权利要求中的元件之前的词语“一个”不排除存在多个此种元件。此外，任意附图标记并不限制权利要求的范围。

Claims (9)

1.一种偏置控制电路，用于向放大器电路的至少一个级(10-1)提供偏置信号，所述偏置控制电路包括：
电流产生装置，用于以预定的控制特征来产生偏置电流，以及用于向所述至少一个级(10-1)的输入端子提供所述偏置电流；
其特征在于，所述偏置控制电路还包括：
电压限制装置(T4、T8)，用于接收从所述偏置电流得到的控制信号，以及用于响应于所述控制信号来限制所述至少一个级(10-1)的电源电压。
2.根据权利要求1所述的偏置控制电路，其中，所述电流产生装置包括具有预定电流控制特征的电压-电流转换器(20)。
3.根据权利要求2所述的偏置控制电路，其中，所述电流产生装置包括电流镜装置(T1、T2、T3)，用于复制所述电压-电流转换器(20)的输出电流以产生所述偏置电流和第二电流，其中将所述第二电流提供给电压缓冲器装置(Op1)以用于产生所述控制信号。
4.根据权利要求3所述的偏置控制电路，其中，所述电压缓冲器装置包括与电阻器装置(R1)相连的运算放大器(Op1)，所述第二电流流经所述电阻器装置，以产生所述控制信号。
5.根据任一前述权利要求所述的偏置控制电路，其中，所述电压限制装置包括连接在电源电压端子和所述至少一个级(10-1)之间的可变电阻器装置(T4、T8)。
6.根据权利要求5所述的偏置控制电路，其中，所述可变电阻器装置包括晶体管(T4、T8)，配置用于在其控制端子处接收所述控制信号。
7.根据权利要求1至4中任一项所述的偏置控制电路，其中，所述偏置控制电路包括分配给所述放大器电路的各个级的所述电流产生装置和电压限制装置(T4、T8)的至少两个。
8.一种放大器电路，包括至少一个放大器级(10-1至10-n)和如权利要求1至6中任一项所述的偏置控制电路。
9.一种用于控制提供给放大器电路的至少一个级(10-1)的偏置信号的方法，所述方法包括步骤：
以预定的控制特征来产生偏置电流；
向所述至少一个级(10-1)的输入端子提供所述偏置电流；以及
响应于从所述偏置电流得到的控制信号，限制所述至少一个级(10-1)的电源电压。
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