JP6182937B2 - 電力増幅器及び通信装置 - Google Patents

Description

本件は、電力増幅器及び通信装置に関する。

携帯電話機やスマートフォンなどの携帯型通信装置が普及している。携帯型通信装置の重要な性能として、バッテリーの持続時間が挙げられる。バッテリーの持続時間に影響するパラメータの１つは、アンテナから送信される信号の電力を増幅する電力増幅器の増幅効率である。

電力増幅器は、出力パワーが大きいほど、高い増幅効率を示し、出力パワーが最大（例えば２４（ｄＢｍ）））となる範囲で、増幅効率が最も高くなる。しかし、携帯型通信装置の実際の使用状況からすると、最大出力パワーにおける使用頻度は低く、最大出力パワーの半分程度、またはそれ以下の範囲において使用頻度が最も高くなるため、高い増幅効率が得られない。なお、出力パワーは、例えば、基地局との距離、通信の種類（データ及び音声など）、及び、通信方式（ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications、登録商標）など）に応じて決定される。

高効率化を実現するため、マルチモードパワーアンプなどと呼ばれる電力増幅器が用いられる。マルチモードパワーアンプでは、サイズが互いに異なる複数の増幅素子を使い分けることにより、異なる出力パワーにおいて、それぞれ最も高い増幅効率が得られる。増幅素子は、サイズが大きいほど、増幅効率が最も高くなるときの出力パワーが大きい。したがって、例えば、サイズが大きい順に、出力パワーが大、中、及び小のレベル（例えば２４（ｄＢｍ）、１４（ｄＢｍ）、及び４（ｄＢｍ））である場合に増幅効率が最も高くなる３種類の増幅素子を、出力パワーに応じて使い分けることにより、高い増幅効率が得られる。

マルチモードパワーアンプに関し、例えば特許文献１には、ＲＦ（Radio Frequency）信号を増幅する高パワーの増幅器及び低パワーの増幅器が、それぞれ、トランスを介して負荷抵抗に接続された構成が開示されている。

米国特許第７，７２８，６６１号明細書

しかし、高出力パワーの増幅器及び低出力パワーの増幅器を使い分ける場合、各増幅器は、出力側において互いに接続されるため、使用されていない増幅器による使用中の増幅器への影響が問題となる。

例えば、特許文献１のＦＩＧ．６Ａ及びＦＩＧ．６Ｄの構成では、高出力パワーの増幅器（符号３２０ａ，３２０ｂ）及び低出力パワーの増幅器（符号３１０ａ，３１０ｂ）が、トランス（符号３３０，３４０）をそれぞれ介し、出力側において互いに接続されている。また、高出力パワーの増幅回路の使用時の等価回路は、同文献のＦＩＧ．６Ｂに記載されている。ここで、使用されていない低出力パワーの増幅器側の回路の等価インピーダンスＬ’_Ｌは、該増幅器がローインピーダンス状態であるため、主にトランス（符号３３０）のインダクタンス及び寄生抵抗を含む。この寄生抵抗は、電力損失の要因となるため、増幅効率を低下させる。

なお、このような損失は、低出力パワーの増幅器の使用時にも同様に生ずるが、高出力パワーの増幅器の使用時、低出力パワーの増幅器の使用時より大きな電流が流れるため、より大きな損失が生ずる。

そこで本件は上記の課題に鑑みてなされたものであり、増幅効率を改善した電力増幅器及び通信装置を提供することを目的とする。

本明細書に記載の電力増幅器は、一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、第１増幅回路と、出力端子の間に接続され、第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、第２増幅回路と、第１インピーダンス変換回路及び出力端子を結ぶ配線との間に接続され、第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、第１増幅回路が信号を増幅するとき、第１インピーダンス変換回路及び出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、第１インピーダンス変換回路及び出力端子を結ぶ配線と基準電位の間に、第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有する。

本明細書に記載の通信装置は、電力増幅器と、信号を周波数変換して、前記電力増幅器に出力する信号処理部と、前記電力増幅器により増幅された前記信号を送信するためのアンテナとを有し、前記電力増幅器は、一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有する。

本明細書に記載の電力増幅器及び通信装置は、増幅効率を改善できるという効果を奏する。

比較例に係る電力増幅器の出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。 マルチモードパワーアンプの一例の概略的な構成図である。 マルチモードパワーアンプの出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。 第１実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。 第１実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第１実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 トランジスタのフィンガ数に対する損失の変化を示すグラフである。 トランジスタのフィンガ数に対するドレイン−ソース間の寄生容量の変化を示すグラフである。 第２実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。 第２実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第２実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の中パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 通信装置における電力増幅器の実装部分の例を示す図である。 実施例に係る通信装置の機構構成を示す構成図である。

図１は、比較例に係る電力増幅器の出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。電力増幅器は、出力パワーが大きいほど、高い増幅効率を示すが、使用頻度分布のピークは、最大出力パワーの半分程度、またはそれ以下の範囲にある（符号Ｎ参照）。このため、使用頻度が高い出力パワーの範囲内では、高い増幅効率が得られない。そこで、高効率化を実現するため、サイズが相違する複数の電力増幅器を含むマルチモードアンプが用いられる。

図２は、マルチモードパワーアンプの一例の概略的な構成図である。マルチモードパワーアンプは、例えば、共通の出力端子Ｔに接続された３つの電力増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３を含む。ここで、サイズは、増幅器ＰＡ１、増幅器ＰＡ２、増幅器ＰＡ３の順に大きいと仮定する。

図３は、マルチモードパワーアンプの出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。３つの増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３は、最大出力パワーが相違するため、互いに異なる出力パワーにおいて最大増幅効率を示す。増幅器ＰＡ１は、高い出力パワーにおいて（符号Ｎ１参照）、最大増幅効率を示し、増幅器ＰＡ２は、中程度の出力パワーにおいて、最大増幅効率を示す（符号Ｎ２参照）。ここで、中程度の出力パワーの範囲は、使用頻度分布がピークとなる範囲Ｎに一致する。また、増幅器ＰＡ３は、低い出力パワーの範囲Ｎ３において、最大増幅効率を示す（符号Ｎ３参照）。

３つの増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３は、所望の出力パワーに応じて、使い分けられる。高い出力パワーの範囲Ｎ１では、増幅器ＰＡ１が使用され、中程度の出力パワーの範囲Ｎ２では、増幅器ＰＡ２が使用される。また、低い出力パワーの範囲Ｎ３では、増幅器ＰＡ３が使用される。

使用対象として選択された増幅器は、増幅に必要な動作電圧（例えば内蔵されたトランジスタの閾値電圧を超える電圧）が印加され、入力された信号を増幅して出力端子Ｔから出力し、それ以外の増幅器は、ローインピーダンス状態に維持される。このように、マルチモードパワーアンプは、所望の出力パワーに応じて、複数の増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３から１つを選択して使用することにより、全体的な増幅効率を高めることができる（点線参照）。

以下の実施例に係る電力増幅器は、負荷回路との間のインピーダンス整合特性が向上するように、マルチモードパワーアンプに含まれる各増幅回路の出力インピーダンスを変換するトランスを有する。使用されない増幅回路のトランスは、使用中の増幅回路から負荷回路に流れる電流の一部が流れ込むので、寄生抵抗により電力損失を生ずる要因となる。このため、実施例に係る電力増幅器は、トランスへの電流の流れ込みを抑制するように、当該電流の経路を切り替える手段を備える。

（第１実施例）
図４は、第１実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。電力増幅器は、高パワー増幅回路（第１増幅回路）ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路（第２増幅回路）ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランス（第１インピーダンス変換回路）Ｔ_Ｈと、低パワー側トランス（第２インピーダンス変換回路）Ｔ_Ｌとを有する。また、電力増幅器は、整合キャパシタＣｘと、スイッチ回路（接続回路）ＳＷ_Ｃと、出力端子Ｔｏｕｔとを含む。

高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、共通の出力端子Ｔｏｕｔに接続されている。高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、一方がＲＦ信号を増幅するとき、他方がＲＦ信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、ＲＦ信号を増幅して共通の出力端子Ｔｏｕｔから出力する。つまり、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂのうち、使用対象として選択された一方のみが、外部から、増幅に必要な動作電圧を与えられて動作する。出力端子Ｔｏｕｔから出力されたＲＦ信号は、例えば５０（Ω）の負荷回路Ｒ_ＬＤに入力される。なお、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力は、それぞれ、正相の増幅器及び逆相の増幅器の各出力の差分として得られる。

高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂは、内蔵するトランジスタ（増幅素子）のサイズが低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂより大きく、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂより高い出力パワーを有するＲＦ信号を出力する。このため、図３を参照して述べたように、出力パワーが大きい場合、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂが使用され、出力パワーが小さい場合、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂが使用される。なお、本実施例に係る電力増幅器の動作状態として、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂが使用されるモードを「高パワーモード」と表記し、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂが使用されるモードを「低パワーモード」と表記する。

高パワー側トランスＴ_Ｈは、一次側及び二次側が、相互インダクタンスＭ_Ｈにより磁気的に結合している。高パワー側トランスＴ_Ｈの一次側は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び電源電圧Ｖｄｄの給電端子に接続されている。一方、高パワー側トランスＴ_Ｈの二次側は、一端が出力端子Ｔｏｕｔに接続され、他端が接地されている。

高パワー側トランスＴ_Ｈは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び出力端子Ｔｏｕｔの間に接続され、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。変換後の出力インピーダンスは、負荷回路Ｒ_ＬＤに従って、例えば５０（Ω）としてもよい。

低パワー側トランスＴ_Ｌは、一次側及び二次側が、相互インダクタンスＭ_Ｌにより磁気的に結合している。低パワー側トランスＴ_Ｌの一次側は、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂ及び電源電圧Ｖｄｄの給電端子に接続されている。一方、低パワー側トランスＴ_Ｌの二次側は、一端が、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに、整合キャパシタＣｘを介して接続され、他端が接地されている。つまり、低パワー側トランスＴ_Ｌは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、配線Ｗとの間に接続されている。

低パワー側トランスＴ_Lは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。変換後の出力インピーダンスは、負荷回路Ｒ_LDに従って、例えば５０（Ω）としてもよい。なお、トランスＴ_H 及びトランスＴ_Lの各二次側は、一端が接地されているため、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力は、それぞれ、単相出力となるが、これに限定されず、差動出力としてもよい。

整合キャパシタＣｘは、一端が、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに接続され、他端が、スイッチ回路ＳＷ_Ｃ及び低パワー側トランスＴ_Ｌに接続されている。整合キャパシタＣｘは、インピーダンス整合に用いられる。なお、整合キャパシタＣｘの容量は、例えば、配線Ｗの配線容量や負荷回路Ｒ_ＬＤなどパラメータに応じて決定される。

スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、整合キャパシタＣｘを介して、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに接続されている。スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、高パワーモード、つまり、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、基準電位であるグランドに接続する。これにより、スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、配線Ｗとグランドの間に、低パワー側トランスＴ_Ｌを迂回する電流経路を形成する。

このため、高パワーモードにおいて、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂから高パワー側トランスＴ_Ｈを介して出力端子Ｔｏｕｔに流れるＲＦ信号の電流の一部は、低パワー側トランスＴ_Ｌではなく、スイッチ回路ＳＷ_Ｃに導かれる。すなわち、スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、配線Ｗからグランドに流れ込む電流の経路を制御する。

より具体的には、スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、トランジスタＴＲ_Ｃと、インダクタンス素子Ｌ_Ｃと、制御電圧Ｖ_Ｃの入力端子と、調整抵抗Ｒ_Ｃとを含む。インダクタンス素子Ｌ_Ｃは、トランジスタＴＲ_Ｃと並列に接続されている。つまり、インダクタンス素子Ｌ_Ｃは、一端が、トランジスタＴＲ_Ｃのソース端子に接続され、他端が、トランジスタＴＲ_Ｃのドレイン端子に接続されている。

トランジスタＴＲ_Ｃは、ソース端子がグランドに接続され、ドレイン端子が、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに接続されている。また、トランジスタＴＲ_Ｃのゲート端子は、調整抵抗Ｒ_Ｃを介して制御電圧Ｖ_Ｃの入力端子に接続されている。なお、本実施例において、トランジスタＴＲ_Ｃとして、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）を仮定するが、これに限定されず、バイポーラトランジスタであってもよい。

制御電圧Ｖ_Ｃは、外部からトランジスタＴＲ_Ｃのゲート端子に印加される。このとき、制御電圧Ｖ_Ｃは、調整抵抗Ｒ_Ｃにより適切な値に調整される。

トランジスタＴＲ_Ｃは、制御電圧Ｖ_Ｃに応じて導通状態または非導通状態に切り替えられる。より具体的には、トランジスタＴＲ_Ｃは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、導通状態となり、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、非導通状態となる。つまり、制御電圧Ｖ_Ｃは、電力増幅器の動作状態（高パワーモードまたは低パワーモード）に応じて決定される。

したがって、高パワーモードにおいて、トランジスタＴＲ_Ｃが導通状態となることにより、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗは、整合キャパシタＣｘと、トランジスタＴＲ_Ｃのオン抵抗とを介してグランドに接続される。つまり、交流信号の観点で、配線Ｗはグランドに接続される。

図５は、第１実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。上記の配線Ｗは、整合キャパシタＣｘと、トランジスタＴＲ_Ｃのオン抵抗Ｒｏｎとを介して接地される。オン抵抗Ｒｏｎは、トランジスタＴＲ_Ｃのサイズを大きくすることにより、約０（Ω）となる（Ｒｏｎ＜＜１）。このため、トランジスタＴＲ_Ｃのオン抵抗Ｒｏｎは、低パワー側トランスＴ_Ｌの寄生抵抗Ｒ_Ｔより十分に小さい値となり、配線Ｗは、実質的に、整合キャパシタＣｘのみを介して接地されている。

したがって、高パワーモードにおいて、出力端子Ｔｏｕｔに向かって配線Ｗを流れるＲＦ信号の電流の一部は、整合キャパシタＣｘを介してトランジスタＴＲ_Ｃに流れ、低パワー側トランスＴ_Ｌには、ほとんど流れない。よって、低パワー側トランスＴ_Ｌの寄生抵抗Ｒ_Ｔは、等価回路において無視され（点線参照）、寄生抵抗Ｒ_Ｔより生ずる損失が抑制される。なお、オン抵抗Ｒｏｎは、インダクタンス素子Ｌ_Ｃの寄生抵抗より小さいので、インダクタンス素子Ｌ_Ｃにも同様に電流は流れない。

これに対して、上記の特許文献１に開示された構成では、高出力パワーの増幅器が使用される場合、低出力パワー側のトランス（符号３４０参照）の寄生抵抗（符号Ｌ’_Ｌ参照）が無視できないため、当該寄生抵抗による損失が発生する。

このように、スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、抵抗値がトランスＴ_Ｌの寄生抵抗より低い抵抗Ｒｏｎを介して接地する。本実施例では、抵抗を可能な限り小さくして損失を極小化するために、スイッチ回路ＳＷ_ＣにトランジスタＴＲ_Ｃを設けたが、これに限定されず、トランジスタＴＲ_Ｃに代え、スイッチとして機能する他の素子を採用してもよい。

また、トランジスタＴＲ_Ｃのサイズは、上述したように、オン抵抗Ｒｏｎを小さくするために、大きい方が好ましい。しかし、トランジスタＴＲ_Ｃは、サイズが大きいほど、ドレイン−ソース間の寄生容量Ｃｄｓが大きくなる。この場合、低パワーモードにおいて、トランジスタＴＲ_Ｃが非導通状態となることにより、ＲＦ信号の電力が、寄生容量Ｃｄｓを介してグランドに漏れる可能性がある。

そこで、本実施例では、トランジスタＴＲ_Ｃと並列に接続されたインダクタンス素子Ｌ_Ｃのインダクタンスは、インダクタンス素子Ｌ_Ｃ及び寄生容量Ｃｄｓが並列共振回路を構成するように、適切な値に設定されている。つまり、ＲＦ信号のキャリア周波数をＦｃ（Ｈｚ）としたとき、該インダクタンス（Ｌ_Ｃ）及び寄生容量Ｃｄｓに関して、以下の式（１）が成立する。

これにより、低パワーモードにおいて、スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、ハイインピーダンス状態となる。したがって、スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、オンオフ比（インピーダンスの比）が高められる。

図６は、第１実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。ここで、インピーダンスＺ_Ｈは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び高パワー側トランスＴ_Ｈの等価インピーダンスを示す。

低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂからのＲＦ信号は、低パワー側トランスＴ_Ｌ及び整合キャパシタＣｘを介して、出力端子Ｔｏｕｔから出力される。このとき、スイッチ回路ＳＷ_Ｃは、上述したようにハイインピーダンス状態であるため、ＲＦ信号の電流が流れ込まず、電力損失が防止される。

このように、トランジスタＴＲ_Ｃは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、非導通状態となり、ドレイン端子及びソース端子の間の寄生容量Ｃｄｓが、インダクタンス素子Ｌ_Ｃとともに共振回路を構成する。これにより、低パワーモードにおける増幅効率を向上することができる。

図７は、トランジスタＴＲ_Ｃのフィンガ数に対する損失の変化を示すグラフである。また、図８は、トランジスタＴＲ_Ｃのフィンガ数に対するドレイン−ソース間の寄生容量Ｃｄｓの変化を示すグラフである。図７及び図８のグラフは、トランジスタＴＲ_Ｃのプロセスとして、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）を仮定して行われたシミュレーション結果である。なお、フィンガ数とは、トランジスタＴＲ_Ｃに含まれる素子数であり、ここでは、トランジスタＴＲ_Ｃのサイズに相当するパラメータとして示されている。

オン抵抗Ｒｏｎ及び寄生容量Ｃｄｓは、互いにトレードオフの関係にある。トランジスタＴＲ_Ｃのフィンガ数が増加するほど、オン抵抗Ｒｏｎは小さくなるため、損失は０（ｄＢ）に近づくが、寄生容量Ｃｄｓは線形的に増加する。仮に、フィンガ数を５０とした場合、損失は０．０５（ｄＢ）より小さくなり（符号Ｐ１参照）、寄生容量Ｃｄｓは約３．５（ｐＦ）となる（符号Ｐ２参照）。ここで、ＲＦ信号のキャリア周波数Ｆｃ＝２（ＧＨｚ）とすると、上記の式（１）に基づいて、共振回路を構成するためのインダクタンス素子Ｌ_Ｃのインダクタンスは、約１．８（ｎＨ）となり、現実的な値であることがわかる。このように、本実施例に係る電力増幅器は、例えばＣＭＯＳプロセスのトランジスタＴＲ_Ｃを仮定して、容易に実現される。

（第２実施例）
第１実施例において、トランジスタＴＲ_Ｃは、高パワーモードにおいて、配線Ｗをグランドに接続する手段として用いられるが、これに加え、ＲＦ信号を増幅する手段として用いられてもよい。本実施例において、ＲＦ信号は、高パワーモードでは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂにより増幅され、低パワーモードでは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂ及びトランジスタＴＲ_Ｃ（ＴＲ_ｂ）により増幅される。

図９は、第２実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。なお、図９において、図４と共通する構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。

電力増幅器は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴ_Ｈと、低パワー側トランスＴ_Ｌとを有する。また、電力増幅器は、給電用トランジスタＴＲ_Ｐと、給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐと、整合キャパシタＣｘと、スイッチ回路（接続回路）ＳＷ_ｂと、給電制御電圧Ｖ_Ｐの入力端子と、出力端子Ｔｏｕｔとを含む。

本実施例において、スイッチ回路ＳＷ_ｂは、第１実施例とは異なり、低パワーモードにおいてＲＦ信号の増幅手段として機能する。低パワー側トランスＴ_Ｌの二次側は、スイッチ回路ＳＷ_ｂ及び整合キャパシタＣｘを介して、配線Ｗに接続されている。スイッチ回路ＳＷ_ｂは、トランジスタＴＲ_ｂと、キャパシタＣ_ｂと、調整抵抗Ｒ_ｂと、制御電圧Ｖ_ｂの入力端子とを含む。

トランジスタＴＲ_ｂは、ドレイン端子が、整合キャパシタＣｘを介して配線Ｗに接続され、ソース端子が、接地されている。トランジスタＴＲ_ｂのゲート端子は、キャパシタＣ_ｂ及び低パワー側トランスＴ_Ｌの二次側を介して、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂに接続され、ＲＦ信号が入力される。このとき、キャパシタＣ_ｂは、ＲＦ信号の直流成分を除去するフィルタとして機能する。

また、トランジスタＴＲ_ｂのゲート端子は、調整抵抗Ｒ_ｂを介して制御電圧Ｖ_ｂの入力端子と接続され、外部から制御電圧Ｖ_ｂが印加される。このとき、制御電圧Ｖ_ｂは、調整抵抗Ｒ_ｂにより適切な値に調整される。

低パワーモードにおいて、制御電圧Ｖ_ｂは、トランジスタＴＲ_ｂを例えばＢ級増幅器として動作させるためのバイアス電圧、つまり、トランジスタＴＲ_ｂの閾値電圧または該閾値電圧に近い値となる。本実施例では、トランジスタＴＲ_ｂによる増幅動作の級として、増幅効率の観点からＢ級が選択されるが、これに限定されず、Ａ級またはＣ級であってもよい。

また、低パワーモードにおいて、トランジスタＴＲ_ｂは、増幅器として動作するために、給電用トランジスタＴＲ_Ｐ及び給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐを介し、ドレイン端子に電源電圧Ｖｄｄが印加される。給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、外部からゲート端子に印加される給電制御電圧Ｖ_Ｐに応じて、導通状態または非導通状態に制御される。なお、本実施例において、給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、給電制御電圧Ｖ_Ｐを電源電圧Ｖｄｄ以下にするために、ｐ型チャネルのＦＥＴとするが、これに限定されず、ｎ型チャネルのＦＥＴであってもよい。

給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、ソース端子が、電源、つまり電源電圧Ｖｄｄの給電端子に接続され、ドレイン端子が給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐの一端に接続されている。また、給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐの他端は、トランジスタＴＲ_ｂのドレイン端子に接続されている。給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐは、トランジスタＴＲ_ｂへの給電及びインピーダンス整合の手段として機能する。

低パワーモードにおいて、給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、電源電圧ＶｄｄをトランジスタＴＲ_ｂに供給するために導通状態となる。このとき、トランジスタＴＲ_Ｐは、増幅器として動作するように、制御電圧Ｖ_ｂとして、ゲート端子に所定のバイアス電圧が印加される。

図１０は、第２実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂにより増幅されたＲＦ信号は、低パワー側トランスＴ_Ｌ及びキャパシタＣ_ｂを介してトランジスタＴＲ_ｂのゲート端子に入力される。トランジスタＴＲ_ｂは、ゲート端子にバイアス電圧が印加されることにより、入力されたＲＦ信号を、さらに増幅する。

このように、本実施例では、低パワーモードにおいて、ＲＦ信号を、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂだけでなく、トランジスタＴＲ_ｂによっても増幅する。したがって、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの増幅素子のサイズを第１実施例の場合より小さくすることが可能となる。

一方、高パワーモードにおいて、給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、トランジスタＴＲ_ｂへの給電が停止されるように非導通状態となる。このとき、トランジスタＴＲ_ｂのゲート端子には、制御電圧Ｖ_ｂとして、トランジスタＴＲ_ｂを導通状態とするためのハイレベル電圧（例えば電源電圧Ｖｄｄ）が印加される。

図１１は、第２実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。トランジスタＴＲ_ｂは、第１実施例のトランジスタＴＲ_Ｃと同様に、導通状態となることにより、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、自己のオン抵抗Ｒｏｎを介して接地する。つまり、交流信号の観点で、配線Ｗはグランドに接続される。オン抵抗Ｒｏｎは、トランジスタＴＲ_ｂを適切なサイズとすることにより、約０（Ω）となる。したがって、高パワーモードの等価回路は、第１実施例の場合（図５参照）と同様の構成であり、また、上述した作用効果も同様に得られる。

（第３実施例）
第１実施例及び第２実施例に係る電力増幅器は、高パワーモード及び低パワーモードの２つの動作状態を有するが、高パワーモード及び低パワーモードの中間程度の出力レベルを有する中パワーモードを、さらに有してもよい。これにより、図３に示された出力パワーの範囲Ｎ１〜Ｎ３を、より多く設けることができるので、電力増幅器の全体的な増幅効率が向上する。

図１２は、第３実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。なお、図１２において、図９と共通する構成については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

電力増幅器は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴ_Ｈと、低パワー側トランスＴ_Ｌとを有する。また、電力増幅器は、給電用トランジスタＴＲ_Ｐと、給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐと、整合キャパシタＣｘと、スイッチ回路ＳＷ_ｂと、補助スイッチ回路（補助接続回路）ＳＷ_ｋと、給電制御電圧Ｖ_Ｐの入力端子と、出力端子Ｔｏｕｔとを含む。スイッチ回路ＳＷ_ｂは、トランジスタＴＲ_ｂと、キャパシタＣ_ｂと、調整抵抗Ｒ_ｂと、制御電圧Ｖ_ｂの入力端子とを含む。

本実施例において、高パワーモードは、第１実施例及び第２実施例の高パワーモードと同様に、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂのみがＲＦ信号を増幅する動作状態である。高パワーモードでは、トランジスタＴＲ_b は導通状態に制御され、給電用トランジスタＴＲ_P は非導通状態に制御される。

中パワーモードは、第２実施例の低パワーモードと同様に、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、スイッチ回路ＳＷ_ｂのトランジスタＴＲ_ｂとがＲＦ信号を増幅する動作状態である。中パワーモードでは、トランジスタＴＲ_ｂは、ＲＦ信号を増幅するために、ゲート端子にバイアス電圧が与えられ、給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、導通状態に制御される。

低パワーモードは、第１実施例の低パワーモードと同様に、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂのみがＲＦ信号を増幅する動作状態である。低パワーモードでは、トランジスタＴＲ_ｂ及び給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、非導通状態に制御される。

本実施例に係る電力増幅器は、図９に示された回路構成に加えて、補助スイッチ回路ＳＷ_ｋを有することにより、低パワーモードを実現する。低パワーモードでは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂのみがＲＦ信号を増幅するため、トランジスタＴＲ_ｂは、制御電圧Ｖ_ｂに従って非導通状態に制御され、給電用トランジスタＴＲ_Ｐも、給電制御電圧Ｖ_Ｐに従って非導通状態に制御される。

補助スイッチ回路ＳＷ_ｋは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂがＲＦ信号を増幅する場合にトランジスタＴＲ_ｂが非導通状態（上記の低パワーモード）であるとき、低パワー側トランスＴ_Ｌの二次側を、トランジスタＴＲ_ｂを迂回して、上記の配線Ｗに接続する。つまり、補助スイッチ回路ＳＷ_ｋは、低パワーモードにおいて、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂを、トランジスタＴＲ_ｂを介さない経路で出力端子Ｔｏｕｔに接続する。このため、低パワーモードにおいて、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂにより増幅されたＲＦ信号は、補助スイッチ回路ＳＷ_ｋを介して負荷回路Ｒ_ＬＤに出力される。

より具体的には、補助スイッチ回路ＳＷ_ｋは、切替用トランジスタＴＲ_ｋと、第１キャパシタＣ_ｋ１と、第２キャパシタＣ_ｋ２と、調整抵抗Ｒ_ｋと、切替制御電圧Ｖ_ｋの入力端子とを含む。切替用トランジスタＴＲ_ｋは、ソース端子及びドレイン端子のうち、一方が、第１キャパシタＣ_ｋ１を介して、低パワー側トランスＴ_Ｌに接続され、他方が、第２キャパシタＣ_ｋ２を介して、整合キャパシタＣｘに接続されている。

第１キャパシタＣ_ｋ１及び第２キャパシタＣ_ｋ２は、ＲＦ信号の直流成分を除去するフィルタとして機能する。なお、切替用トランジスタＴＲ_ｋは、損失を抑制するため、例えば低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと同程度のサイズを有すると好ましい。

切替用トランジスタＴＲ_ｋのゲート端子は、調整抵抗Ｒ_ｋを介して、切替制御電圧Ｖ_ｋの入力端子に接続されている。切替制御電圧Ｖ_ｋは、外部から切替用トランジスタＴＲ_ｋのゲート端子に印加される。このとき、切替制御電圧Ｖ_ｋは、調整抵抗Ｒ_ｋにより適切な値に調整される。

切替用トランジスタＴＲ_ｋは、切替制御電圧Ｖ_ｋに応じて導通状態または非導通状態に切り替えられる。切替用トランジスタＴＲ_ｋは、低パワーモードの場合、導通状態となり、他のパワーモードの場合、非導通状態となる。つまり、切替制御電圧Ｖ_ｋは、電力増幅器の動作状態（低パワーモード、または、その他のパワーモード）に応じて決定される。

図１３は、第３実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、切替用トランジスタＴＲ_ｋが導通状態であるので、低パワー側トランスＴ_Ｌ、第１キャパシタＣ_ｋ１、第２キャパシタＣ_ｋ２、及び整合キャパシタＣｘを介して、負荷回路Ｒ_ＬＤに接続されている。なお、整合キャパシタＣｘ及び負荷回路Ｒ_ＬＤの間には、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び高パワー側トランスＴ_Ｈの等価インピーダンスＺ_Ｈが接続される。

低パワーモードにおいて、トランジスタＴＲ_ｂ及び給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、非導通状態である。このため、トランジスタＴＲ_ｂは、ドレイン端子及びソース端子の間の寄生容量Ｃｄｓが、給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐとともに共振回路ＲＮを構成する。

詳細を述べると、低パワーモードにおいて、給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐは、非導通状態の給電用トランジスタＴＲ_Ｐを介して、電源電圧Ｖｄｄを供給する電源に接続される。電源は、ノイズ除去用の大容量のデカップリングコンデンサが設けられているため、交流信号の観点では、給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐの一端は、低インピーダンスを介して接地されているとみなされる。

一方、給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐの一端は、トランジスタＴＲ_ｂの寄生容量Ｃｄｓを介して接地されている。このため、寄生容量Ｃｄｓ及び給電用インダクタンス素子Ｌ_Ｐは、共振回路ＲＮを構成し、ハイインピーダンス状態となる。したがって、第１実施例の低パワーモードの場合（図６参照）と同様に、ＲＦ信号の電流は、トランジスタＴＲ_ｂの寄生容量Ｃｄｓに流れ込まず、電力損失が防止される。

図１４は、第３実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。高パワーモードにおいて、トランジスタＴＲ_ｂは、導通状態であり、給電用トランジスタＴＲ_Ｐ及び切替用トランジスタＴＲ_ｋは、非導通状態である。

トランジスタＴＲ_ｂは、第１実施例のトランジスタＴＲ_Ｃと同様に、導通状態となることにより、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、自己のオン抵抗Ｒｏｎを介して接地する。オン抵抗Ｒｏｎは、トランジスタＴＲ_ｂを適切なサイズとすることにより、約０（Ω）となる。したがって、等価回路は、第１実施例の場合（図５参照）と同様の構成であり、また、上述した作用効果も同様に得られる。

図１５は、第３実施例に係る電力増幅器の中パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。中パワーモードにおいて、切替用トランジスタＴＲ_ｋは、非導通状態であり、給電用トランジスタＴＲ_Ｐは、導通状態である。また、トランジスタＴＲ_ｂは、ゲート端子にバイアス電圧が印加される。

低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂにより増幅されたＲＦ信号は、低パワー側トランスＴ_Ｌ及びキャパシタＣ_ｂを介してトランジスタＴＲ_ｂのゲート端子に入力される。トランジスタＴＲ_ｂは、ゲート端子にバイアス電圧が印加されることにより、入力されたＲＦ信号を、さらに増幅する。したがって、等価回路は、第２実施例の場合（図１０参照）と同様の構成であり、また、上述した作用効果も同様に得られる。

上述した電力増幅器は、例えば通信装置に設けられる。図１６には、通信装置における電力増幅器の実装部分の例が示されている。

電力増幅器は、例えば、スマートフォンなどの携帯型通信装置のフロントエンド部分Ｆに設けられる。フロントエンド部分Ｆは、アンテナ側の送受信回路部分を指す。

図１７は、実施例に係る通信装置の機構構成を示す構成図である。図１７は、上記のフロントエンド部分Ｆの構成例を示す。通信装置は、増幅部１と、ＲＦ信号処理回路（信号処理部）２と、ベースバンド信号処理回路３と、アンテナ４と、デュプレクサ５とを有する。

ベースバンド信号処理回路３は、データ信号の帯域処理を行う。ベースバンド信号処理回路３は、データ信号を変調して、ＲＦ信号処理回路２に出力する。変調方式としては、例えば直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing）が挙げられるが、これに限定されない。

ＲＦ信号処理回路２は、発振器及び乗算器（ミキサ）を備え、変調されたデータ信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換する。つまり、ＲＦ信号処理回路２は、データ信号の周波数を、ベースバンド周波数からキャリア周波数（無線周波数）に変換する。

また、ＲＦ信号処理回路２は、電力増幅器の動作モードを指示するため、増幅部１にモード指示信号（指示信号）Ｓｍｄを出力する。モード指示信号Ｓｍｄは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの何れを動作させるかを指示する信号である。ＲＦ信号処理回路２は、例えば、基地局との通信結果に基づいて、適切な動作モードを選択する。

増幅部１は、上述した電力増幅器１０と、制御回路１１とを有し、ＲＦ信号を増幅してデュプレクサ５に出力する。増幅されたＲＦ信号は、アンテナ４により送信される。

制御回路１１は、電力増幅器１０に動作電圧Ｖｐｗ、制御電圧Ｖ_ｂ、給電制御電圧Ｖ_Ｐ、及び切替制御電圧Ｖ_ｋを与える。なお、本実施例では、電力増幅器１０として、上述した第３実施例に係る電力増幅器を仮定しているが、他の実施例に係る電力増幅器であってもよい。

制御回路１１は、ＲＦ信号処理回路２からのモード指示信号Ｓｍｄに従って、電力増幅器１０に与える動作電圧Ｖｐｗを制御する。動作電圧Ｖｐｗは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂに個別に与えられる。これにより、電力増幅器１０は、最適な動作モードに制御される。

高パワーモードの場合、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂには、増幅動作に必要な動作電圧Ｖｐｗが与えられ、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂには、増幅動作を停止させる動作電圧Ｖｐｗが与えられる。また、中パワーモード及び低パワーモードの場合、逆に、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂには、増幅動作に必要な動作電圧Ｖｐｗが与えられ、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂには、増幅動作を停止させる動作電圧Ｖｐｗが与えられる。

また、制御回路１１は、ＲＦ信号処理回路２からのモード指示信号Ｓｍｄに従って、電力増幅器１０に与える制御電圧Ｖ_ｂ、給電制御電圧Ｖ_Ｐ、及び切替制御電圧Ｖ_ｋを制御する。高パワーモードの場合、制御回路１１は、トランジスタＴＲ_ｂが導通状態となるように制御電圧Ｖ_ｂを与え、給電用トランジスタＴＲ_Ｐが非導通状態となるように給電制御電圧Ｖ_Ｐを与える。また、制御回路１１は、切替用トランジスタＴＲ_ｋが非導通状態となるように切替制御電圧Ｖ_ｋを与える。

中パワーモードの場合、制御回路１１は、トランジスタＴＲ_ｂがＲＦ信号を増幅するように制御電圧Ｖ_ｂ（上記のバイアス電圧）を与え、給電用トランジスタＴＲ_Ｐが導通状態となるように給電制御電圧Ｖ_Ｐを与える。また、制御回路１１は、切替用トランジスタＴＲ_ｋが非導通状態となるように切替制御電圧Ｖ_ｋを与える。

低パワーモードの場合、制御回路１１は、トランジスタＴＲ_ｂが非導通状態となるように制御電圧Ｖ_ｂを与え、給電用トランジスタＴＲ_Ｐが非導通状態となるように給電制御電圧Ｖ_Ｐを与える。また、制御回路１１は、切替用トランジスタＴＲ_ｋが導通状態となるように切替制御電圧Ｖ_ｋを与える。

なお、電力増幅器１０として、第１実施例に係る電力増幅器を用いる場合、制御電圧Ｖ_Ｃは、高パワーモード及び低パワーモードにおいて、上記の高パワーモード及び低パワーモードにおける制御電圧Ｖ_ｂと同様に制御される。また、第２実施例に係る電力増幅器を用いる場合、制御電圧Ｖ_ｂ及び給電制御電圧Ｖ_Ｐは、高パワーモード及び低パワーモードにおいて、上記の高パワーモード及び中パワーモードとそれぞれ同様に制御される。

デュプレクサ５は、アンテナ４を介して送受信されるＲＦ信号をフィルタリングする。すなわち、デュプレクサ５は、増幅部１から入力されるＲＦ信号を、送信周波数を通過帯域とするフィルタによりフィルタリングしてアンテナ４に出力する。また、デュプレクサ５は、アンテナ４から入力されたＲＦ信号を、受信周波数を通過帯域とするフィルタによりフィルタリングしてＲＦ信号処理回路２に出力する。

実施例に係る通信装置は、上述した電力増幅器を有するので、既に述べた作用効果を同様に奏する。

これまで述べたように、実施例に係る電力増幅器は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴ_Ｈと、低パワー側トランスＴ_Ｌと、スイッチ回路ＳＷ_Ｃ、ＳＷ_ｂとを有する。高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、一方がＲＦ信号を増幅するとき、他方がＲＦ信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、ＲＦ信号を増幅して共通の出力端子Ｔｏｕｔから出力する。

高パワー側トランスＴ_Ｈは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、出力端子Ｔｏｕｔの間に接続され、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。低パワー側トランスＴ_Ｌは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗとの間に接続され、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。

スイッチ回路ＳＷ_Ｃ、ＳＷ_ｂは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、基準電位であるグランドに接続する。これにより、スイッチ回路ＳＷ_Ｃ、ＳＷ_ｂは、高パワー側トランスＴ_Ｈ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線とグランドの間に、低パワー側トランスＴ_Ｌを迂回する電流経路を形成する。

したがって、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂから高パワー側トランスＴ_Ｈを介して出力端子Ｔｏｕｔに流れるＲＦ信号の電流の一部は、低パワー側トランスＴ_Ｌではなく、スイッチ回路ＳＷ_Ｃ、ＳＷ_ｂに導かれる。このため、低パワー側トランスＴ_Ｌにより生ずる電力損失が抑制されて、電力増幅器の増幅効率が改善される。

以上、好ましい実施例を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。

なお、以上の説明に関して更に以下の付記を開示する。
（付記１） 一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、
前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、
前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、
前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１増幅回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有することを特徴とする電力増幅器。
（付記２） 前記接続回路は、一方の端子が、前記基準電位に接続され、他方の端子が、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続されたトランジスタを含み、
前記トランジスタは、前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、導通状態となることにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線を、前記基準電位に接続することを特徴とする付記１に記載の電力増幅器。
（付記３） 前記接続回路は、前記トランジスタと並列に接続されたインダクタンス素子を、さらに含み、
前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、非導通状態となり、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする付記２に記載の電力増幅器。
（付記４） 前記第２増幅回路は、前記インピーダンス変換回路を介して、前記トランジスタの制御端子と接続され、
前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記制御端子にバイアス電圧が印加されることにより、前記第２増幅回路から前記制御端子を介して入力された前記信号を、さらに増幅することを特徴とする付記２に記載の電力増幅器。
（付記５） 前記第２増幅回路が前記信号を増幅する場合に前記トランジスタが非導通状態であるとき、前記インピーダンス変換回路を、前記トランジスタを迂回して、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続する補助接続回路を、さらに有することを特徴とする付記４に記載の電力増幅器。
（付記６） 一端が前記トランジスタの前記他方の端子に接続された給電用インダクタンス素子と、
一端が電源に接続され、他端が前記給電用インダクタンス素子の他端に接続されて、前記トランジスタの前記制御端子に前記バイアス電圧が印加されたときに導通状態となる給電用トランジスタとを、さらに有し、
前記トランジスタは、非導通状態である場合に前記給電用トランジスタが非導通状態であるとき、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記給電用インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする付記５に記載の電力増幅器。
（付記７） 前記第１増幅回路は、増幅素子のサイズが前記第２増幅回路より大きく、前記第２増幅回路より高い出力パワーを有する信号を出力することを特徴とする付記１乃至６の何れかに記載の電力増幅器。
（付記８） 前記接続回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続されたキャパシタを、さらに含むことを特徴とする付記１乃至６の何れかに記載の電力増幅器。
（付記９） 前記第２インピーダンス変換回路は、トランスを含み、
前記トランスの一次側は、前記第２増幅回路と接続され、
前記トランスの二次側は、一端が、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続され、他端が、前記基準電位に接続されていることを特徴とする付記１乃至６の何れかに記載の電力増幅器。
（付記１０） 付記１乃至９の何れかに記載の電力増幅器と、
信号を周波数変換して、前記電力増幅器に出力する信号処理部と、
前記電力増幅器により増幅された前記信号を送信するためのアンテナとを有することを特徴とする通信装置。
（付記１１）
前記信号処理部は、前記第１増幅回路及び第２増幅回路の何れを動作させるかを指示する指示信号を出力し、
前記電力増幅器は、前記指示信号に従って、前記第１増幅回路及び前記第２増幅回路の動作を制御する制御回路を有することを特徴とする付記１０に記載の通信装置。

１０ 電力増幅器
２ ＲＦ信号処理回路（信号処理回路）
ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ 高パワー増幅回路（第１増幅回路）
ＬＰＡａ，ＬＰＡｂ 低パワー増幅回路（第２増幅回路）
Ｔ_Ｈ 高パワー側トランス（第１インピーダンス変換回路）
Ｔ_Ｌ 低パワー側トランス（第２インピーダンス変換回路）
Ｗ 配線
Ｔｏｕｔ 出力端子
ＳＷ_Ｃ、ＳＷ_ｂ スイッチ回路（接続回路）
ＳＷ_ｋ 補助スイッチ回路（補助接続回路）
ＴＲ_Ｃ，ＴＲ_ｂ トランジスタ
Ｌ_Ｃ インダクタンス素子
ＴＲ_Ｐ 給電用トランジスタ
Ｌ_Ｐ 給電用インダクタンス素子

Claims (8)

1. 一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、
   前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、
   前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、
   前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有することを特徴とする電力増幅器。
2. 前記接続回路は、一方の端子が、前記基準電位に接続され、他方の端子が、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続されたトランジスタを含み、
   前記トランジスタは、前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、導通状態となることにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線を、前記基準電位に接続することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
3. 前記接続回路は、前記トランジスタと並列に接続されたインダクタンス素子を、さらに含み、
   前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、非導通状態となり、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
4. 前記第２増幅回路は、前記第２インピーダンス変換回路を介して、前記トランジスタの制御端子と接続され、
   前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記制御端子にバイアス電圧が印加されることにより、前記第２増幅回路から前記制御端子を介して入力された前記信号を、さらに増幅することを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
5. 前記第２増幅回路が前記信号を増幅する場合に前記トランジスタが非導通状態であるとき、前記第２インピーダンス変換回路を、前記トランジスタを迂回して、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続する補助接続回路を、さらに有することを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
6. 一端が前記トランジスタの前記他方の端子に接続された給電用インダクタンス素子と、
   一端が電源に接続され、他端が前記給電用インダクタンス素子の他端に接続されて、前記トランジスタの前記制御端子に前記バイアス電圧が印加されたときに導通状態となる給電用トランジスタとを、さらに有し、
   前記トランジスタは、非導通状態である場合に前記給電用トランジスタが非導通状態であるとき、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記給電用インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする請求項５に記載の電力増幅器。
7. 電力増幅器と、
   信号を周波数変換して、前記電力増幅器に出力する信号処理部と、
   前記電力増幅器により増幅された前記信号を送信するためのアンテナとを有し、
   前記電力増幅器は、
   一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、
   前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、
   前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、
   前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有することを特徴とする通信装置。
8. 前記信号処理部は、前記第１増幅回路及び前記第２増幅回路の何れを動作させるかを指示する指示信号を出力し、
   前記電力増幅器は、前記指示信号に従って、前記第１増幅回路及び前記第２増幅回路の動作を制御する制御回路を有することを特徴とする請求項７に記載の通信装置。

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