JP2014204170A - 電力増幅器及び通信装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】 増幅効率を改善した電力増幅器及び通信装置を提供する。
【解決手段】 電力増幅器は、一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、第１増幅回路と、出力端子の間に接続され、第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、第２増幅回路と、第１インピーダンス変換回路及び出力端子を結ぶ配線との間に接続され、第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、第１増幅回路が信号を増幅するとき、第１増幅回路及び出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、第１インピーダンス変換回路及び出力端子を結ぶ配線と基準電位の間に、第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有する。
【選択図】図４

Description

本件は、電力増幅器及び通信装置に関する。
携帯電話機やスマートフォンなどの携帯型通信装置が普及している。携帯型通信装置の重要な性能として、バッテリーの持続時間が挙げられる。バッテリーの持続時間に影響するパラメータの１つは、アンテナから送信される信号の電力を増幅する電力増幅器の増幅効率である。
電力増幅器は、出力パワーが大きいほど、高い増幅効率を示し、出力パワーが最大（例えば２４（ｄＢｍ）））となる範囲で、増幅効率が最も高くなる。しかし、携帯型通信装置の実際の使用状況からすると、最大出力パワーにおける使用頻度は低く、最大出力パワーの半分程度、またはそれ以下の範囲において使用頻度が最も高くなるため、高い増幅効率が得られない。なお、出力パワーは、例えば、基地局との距離、通信の種類（データ及び音声など）、及び、通信方式（ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications、登録商標）など）に応じて決定される。
高効率化を実現するため、マルチモードパワーアンプなどと呼ばれる電力増幅器が用いられる。マルチモードパワーアンプでは、サイズが互いに異なる複数の増幅素子を使い分けることにより、異なる出力パワーにおいて、それぞれ最も高い増幅効率が得られる。増幅素子は、サイズが大きいほど、増幅効率が最も高くなるときの出力パワーが大きい。したがって、例えば、サイズが大きい順に、出力パワーが大、中、及び小のレベル（例えば２４（ｄＢｍ）、１４（ｄＢｍ）、及び４（ｄＢｍ））である場合に増幅効率が最も高くなる３種類の増幅素子を、出力パワーに応じて使い分けることにより、高い増幅効率が得られる。
マルチモードパワーアンプに関し、例えば特許文献１には、ＲＦ（Radio Frequency）信号を増幅する高パワーの増幅器及び低パワーの増幅器が、それぞれ、トランスを介して負荷抵抗に接続された構成が開示されている。
米国特許第７，７２８，６６１号明細書
しかし、高出力パワーの増幅器及び低出力パワーの増幅器を使い分ける場合、各増幅器は、出力側において互いに接続されるため、使用されていない増幅器による使用中の増幅器への影響が問題となる。
例えば、特許文献１のＦＩＧ．６Ａ及びＦＩＧ．６Ｄの構成では、高出力パワーの増幅器（符号３２０ａ，３２０ｂ）及び低出力パワーの増幅器（符号３１０ａ，３１０ｂ）が、トランス（符号３３０，３４０）をそれぞれ介し、出力側において互いに接続されている。また、高出力パワーの増幅回路の使用時の等価回路は、同文献のＦＩＧ．６Ｂに記載されている。ここで、使用されていない低出力パワーの増幅器側の回路の等価インピーダンスＬ’Ｌは、該増幅器がローインピーダンス状態であるため、主にトランス（符号３３０）のインダクタンス及び寄生抵抗を含む。この寄生抵抗は、電力損失の要因となるため、増幅効率を低下させる。
なお、このような損失は、低出力パワーの増幅器の使用時にも同様に生ずるが、高出力パワーの増幅器の使用時、低出力パワーの増幅器の使用時より大きな電流が流れるため、より大きな損失が生ずる。
そこで本件は上記の課題に鑑みてなされたものであり、増幅効率を改善した電力増幅器及び通信装置を提供することを目的とする。
本明細書に記載の電力増幅器は、一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、第１増幅回路と、出力端子の間に接続され、第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、第２増幅回路と、第１インピーダンス変換回路及び出力端子を結ぶ配線との間に接続され、第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、第１増幅回路が信号を増幅するとき、第１増幅回路及び出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、第１インピーダンス変換回路及び出力端子を結ぶ配線と基準電位の間に、第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有する。
本明細書に記載の通信装置は、電力増幅器と、信号を周波数変換して、前記電力増幅器に出力する信号処理部と、前記電力増幅器により増幅された前記信号を送信するためのアンテナとを有し、前記電力増幅器は、一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１増幅回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有する。
本明細書に記載の電力増幅器及び通信装置は、増幅効率を改善できるという効果を奏する。
比較例に係る電力増幅器の出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。 マルチモードパワーアンプの一例の概略的な構成図である。 マルチモードパワーアンプの出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。 第１実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。 第１実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第１実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 トランジスタのフィンガ数に対する損失の変化を示すグラフである。 トランジスタのフィンガ数に対するドレイン−ソース間の寄生容量の変化を示すグラフである。 第２実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。 第２実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第２実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 第３実施例に係る電力増幅器の中パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。 通信装置における電力増幅器の実装部分の例を示す図である。 実施例に係る通信装置の機構構成を示す構成図である。
図１は、比較例に係る電力増幅器の出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。電力増幅器は、出力パワーが大きいほど、高い増幅効率を示すが、使用頻度分布のピークは、最大出力パワーの半分程度、またはそれ以下の範囲にある（符号Ｎ参照）。このため、使用頻度が高い出力パワーの範囲内では、高い増幅効率が得られない。そこで、高効率化を実現するため、サイズが相違する複数の電力増幅器を含むマルチモードアンプが用いられる。
図２は、マルチモードパワーアンプの一例の概略的な構成図である。マルチモードパワーアンプは、例えば、共通の出力端子Ｔに接続された３つの電力増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３を含む。ここで、サイズは、増幅器ＰＡ１、増幅器ＰＡ２、増幅器ＰＡ３の順に大きいと仮定する。
図３は、マルチモードパワーアンプの出力パワーに対する増幅効率の変化及び使用頻度分布を示すグラフである。３つの増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３は、最大出力パワーが相違するため、互いに異なる出力パワーにおいて最大増幅効率を示す。増幅器ＰＡ１は、高い出力パワーにおいて（符号Ｎ１参照）、最大増幅効率を示し、増幅器ＰＡ２は、中程度の出力パワーにおいて、最大増幅効率を示す（符号Ｎ２参照）。ここで、中程度の出力パワーの範囲は、使用頻度分布がピークとなる範囲Ｎに一致する。また、増幅器ＰＡ３は、低い出力パワーの範囲Ｎ３において、最大増幅効率を示す（符号Ｎ３参照）。
３つの増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３は、所望の出力パワーに応じて、使い分けられる。高い出力パワーの範囲Ｎ１では、増幅器ＰＡ１が使用され、中程度の出力パワーの範囲Ｎ２では、増幅器ＰＡ２が使用される。また、低い出力パワーの範囲Ｎ３では、増幅器ＰＡ３が使用される。
使用対象として選択された増幅器は、増幅に必要な動作電圧（例えば内蔵されたトランジスタの閾値電圧を超える電圧）が印加され、入力された信号を増幅して出力端子Ｔから出力し、それ以外の増幅器は、ローインピーダンス状態に維持される。このように、マルチモードパワーアンプは、所望の出力パワーに応じて、複数の増幅器ＰＡ１〜ＰＡ３から１つを選択して使用することにより、全体的な増幅効率を高めることができる（点線参照）。
以下の実施例に係る電力増幅器は、負荷回路との間のインピーダンス整合特性が向上するように、マルチモードパワーアンプに含まれる各増幅回路の出力インピーダンスを変換するトランスを有する。使用されない増幅回路のトランスは、使用中の増幅回路から負荷回路に流れる電流の一部が流れ込むので、寄生抵抗により電力損失を生ずる要因となる。このため、実施例に係る電力増幅器は、トランスへの電流の流れ込みを抑制するように、当該電流の経路を切り替える手段を備える。
（第１実施例）
図４は、第１実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。電力増幅器は、高パワー増幅回路（第１増幅回路）ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路（第２増幅回路）ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランス（第１インピーダンス変換回路）ＴＨと、低パワー側トランス（第２インピーダンス変換回路）ＴＬとを有する。また、電力増幅器は、整合キャパシタＣｘと、スイッチ回路（接続回路）ＳＷＣと、出力端子Ｔｏｕｔとを含む。
高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、共通の出力端子Ｔｏｕｔに接続されている。高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、一方がＲＦ信号を増幅するとき、他方がＲＦ信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、ＲＦ信号を増幅して共通の出力端子Ｔｏｕｔから出力する。つまり、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂのうち、使用対象として選択された一方のみが、外部から、増幅に必要な動作電圧を与えられて動作する。出力端子Ｔｏｕｔから出力されたＲＦ信号は、例えば５０（Ω）の負荷回路ＲＬＤに入力される。なお、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力は、それぞれ、正相の増幅器及び逆相の増幅器の各出力の差分として得られる。
高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂは、内蔵するトランジスタ（増幅素子）のサイズが低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂより大きく、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂより高い出力パワーを有するＲＦ信号を出力する。このため、図３を参照して述べたように、出力パワーが大きい場合、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂが使用され、出力パワーが小さい場合、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂが使用される。なお、本実施例に係る電力増幅器の動作状態として、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂが使用されるモードを「高パワーモード」と表記し、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂが使用されるモードを「低パワーモード」と表記する。
高パワー側トランスＴＨは、一次側及び二次側が、相互インダクタンスＭＨにより磁気的に結合している。高パワー側トランスＴＨの一次側は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び電源電圧Ｖｄｄの給電端子に接続されている。一方、高パワー側トランスＴＨの二次側は、一端が出力端子Ｔｏｕｔに接続され、他端が接地されている。
高パワー側トランスＴＨは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び出力端子Ｔｏｕｔの間に接続され、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。変換後の出力インピーダンスは、負荷回路ＲＬＤに従って、例えば５０（Ω）としてもよい。
低パワー側トランスＴＬは、一次側及び二次側が、相互インダクタンスＭＬにより磁気的に結合している。低パワー側トランスＴＬの一次側は、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂ及び電源電圧Ｖｄｄの給電端子に接続されている。一方、低パワー側トランスＴＬの二次側は、一端が、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに、整合キャパシタＣｘを介して接続され、他端が接地されている。つまり、低パワー側トランスＴＬは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、配線Ｗとの間に接続されている。
低パワー側トランスＴＬは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。変換後の出力インピーダンスは、負荷回路ＲＬＤに従って、例えば５０（Ω）としてもよい。なお、トランスＴＨは及びトランスＴＬの各二次側は、一端が接地されているため、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力は、それぞれ、単相出力となるが、これに限定されず、差動出力としてもよい。
整合キャパシタＣｘは、一端が、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに接続され、他端が、スイッチ回路ＳＷＣ及び低パワー側トランスＴＬに接続されている。整合キャパシタＣｘは、インピーダンス整合に用いられる。なお、整合キャパシタＣｘの容量は、例えば、配線Ｗの配線容量や負荷回路ＲＬＤなどパラメータに応じて決定される。
スイッチ回路ＳＷＣは、整合キャパシタＣｘを介して、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに接続されている。スイッチ回路ＳＷＣは、高パワーモード、つまり、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、基準電位であるグランドに接続する。これにより、スイッチ回路ＳＷＣは、配線Ｗとグランドの間に、低パワー側トランスＴＬを迂回する電流経路を形成する。
このため、高パワーモードにおいて、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂから高パワー側トランスＴＨを介して出力端子Ｔｏｕｔに流れるＲＦ信号の電流の一部は、低パワー側トランスＴＬではなく、スイッチ回路ＳＷＣに導かれる。すなわち、スイッチ回路ＳＷＣは、配線Ｗからグランドに流れ込む電流の経路を制御する。
より具体的には、スイッチ回路ＳＷＣは、トランジスタＴＲＣと、インダクタンス素子ＬＣと、制御電圧ＶＣの入力端子と、調整抵抗ＲＣとを含む。インダクタンス素子ＬＣは、トランジスタＴＲＣと並列に接続されている。つまり、インダクタンス素子ＬＣは、一端が、トランジスタＴＲＣのソース端子に接続され、他端が、トランジスタＴＲＣのドレイン端子に接続されている。
トランジスタＴＲＣは、ソース端子がグランドに接続され、ドレイン端子が、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗに接続されている。また、トランジスタＴＲＣのゲート端子は、調整抵抗ＲＣを介して制御電圧ＶＣの入力端子に接続されている。なお、本実施例において、トランジスタＴＲＣとして、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）を仮定するが、これに限定されず、バイポーラトランジスタであってもよい。
制御電圧ＶＣは、外部からトランジスタＴＲＣのゲート端子に印加される。このとき、制御電圧ＶＣは、調整抵抗ＲＣにより適切な値に調整される。
トランジスタＴＲＣは、制御電圧ＶＣに応じて導通状態または非導通状態に切り替えられる。より具体的には、トランジスタＴＲＣは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、導通状態となり、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、非導通状態となる。つまり、制御電圧ＶＣは、電力増幅器の動作状態（高パワーモードまたは低パワーモード）に応じて決定される。
したがって、高パワーモードにおいて、トランジスタＴＲＣが導通状態となることにより、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗは、整合キャパシタＣｘと、トランジスタＴＲＣのオン抵抗とを介してグランドに接続される。つまり、交流信号の観点で、配線Ｗはグランドに接続される。
図５は、第１実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。上記の配線Ｗは、整合キャパシタＣｘと、トランジスタＴＲＣのオン抵抗Ｒｏｎとを介して接地される。オン抵抗Ｒｏｎは、トランジスタＴＲＣのサイズを大きくすることにより、約０（Ω）となる（Ｒｏｎ＜＜１）。このため、トランジスタＴＲＣのオン抵抗Ｒｏｎは、低パワー側トランスＴＬの寄生抵抗ＲＴより十分に小さい値となり、配線Ｗは、実質的に、整合キャパシタＣｘのみを介して接地されている。
したがって、高パワーモードにおいて、出力端子Ｔｏｕｔに向かって配線Ｗを流れるＲＦ信号の電流の一部は、整合キャパシタＣｘを介してトランジスタＴＲＣに流れ、低パワー側トランスＴＬには、ほとんど流れない。よって、低パワー側トランスＴＬの寄生抵抗ＲＴは、等価回路において無視され（点線参照）、寄生抵抗ＲＴより生ずる損失が抑制される。なお、オン抵抗Ｒｏｎは、インダクタンス素子ＬＣの寄生抵抗より小さいので、インダクタンス素子ＬＣにも同様に電流は流れない。
これに対して、上記の特許文献１に開示された構成では、高出力パワーの増幅器が使用される場合、低出力パワー側のトランス（符号３４０参照）の寄生抵抗（符号Ｌ’Ｌ参照）が無視できないため、当該寄生抵抗による損失が発生する。
このように、スイッチ回路ＳＷＣは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、抵抗値がトランスＴＬの寄生抵抗より低い抵抗Ｒｏｎを介して接地する。本実施例では、抵抗を可能な限り小さくして損失を極小化するために、スイッチ回路ＳＷＣにトランジスタＴＲＣを設けたが、これに限定されず、トランジスタＴＲＣに代え、スイッチとして機能する他の素子を採用してもよい。
また、トランジスタＴＲＣのサイズは、上述したように、オン抵抗Ｒｏｎを小さくするために、大きい方が好ましい。しかし、トランジスタＴＲＣは、サイズが大きいほど、ドレイン−ソース間の寄生容量Ｃｄｓが大きくなる。この場合、低パワーモードにおいて、トランジスタＴＲＣが非導通状態となることにより、ＲＦ信号の電力が、寄生容量Ｃｄｓを介してグランドに漏れる可能性がある。
そこで、本実施例では、トランジスタＴＲＣと並列に接続されたインダクタンス素子ＬＣのインダクタンスは、インダクタンス素子ＬＣ及び寄生容量Ｃｄｓが並列共振回路を構成するように、適切な値に設定されている。つまり、ＲＦ信号のキャリア周波数をＦｃ（Ｈｚ）としたとき、該インダクタンス（ＬＣ）及び寄生容量Ｃｄｓに関して、以下の式（１）が成立する。
Figure 2014204170
これにより、低パワーモードにおいて、スイッチ回路ＳＷＣは、ハイインピーダンス状態となる。したがって、スイッチ回路ＳＷＣは、オンオフ比（インピーダンスの比）が高められる。
図６は、第１実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。ここで、インピーダンスＺＨは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び高パワー側トランスＴＨの等価インピーダンスを示す。
低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂからのＲＦ信号は、低パワー側トランスＴＬ及び整合キャパシタＣｘを介して、出力端子Ｔｏｕｔから出力される。このとき、スイッチ回路ＳＷＣは、上述したようにハイインピーダンス状態であるため、ＲＦ信号の電流が流れ込まず、電力損失が防止される。
このように、トランジスタＴＲＣは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、非導通状態となり、ドレイン端子及びソース端子の間の寄生容量Ｃｄｓが、インダクタンス素子ＬＣとともに共振回路を構成する。これにより、低パワーモードにおける増幅効率を向上することができる。
図７は、トランジスタＴＲＣのフィンガ数に対する損失の変化を示すグラフである。また、図８は、トランジスタＴＲＣのフィンガ数に対するドレイン−ソース間の寄生容量Ｃｄｓの変化を示すグラフである。図７及び図８のグラフは、トランジスタＴＲＣのプロセスとして、ＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）を仮定して行われたシミュレーション結果である。なお、フィンガ数とは、トランジスタＴＲＣに含まれる素子数であり、ここでは、トランジスタＴＲＣのサイズに相当するパラメータとして示されている。
オン抵抗Ｒｏｎ及び寄生容量Ｃｄｓは、互いにトレードオフの関係にある。トランジスタＴＲＣのフィンガ数が増加するほど、オン抵抗Ｒｏｎは小さくなるため、損失は０（ｄＢ）に近づくが、寄生容量Ｃｄｓは線形的に増加する。仮に、フィンガ数を５０とした場合、損失は０．０５（ｄＢ）より小さくなり（符号Ｐ１参照）、寄生容量Ｃｄｓは約３．５（ｐＦ）となる（符号Ｐ２参照）。ここで、ＲＦ信号のキャリア周波数Ｆｃ＝２（ＧＨｚ）とすると、上記の式（１）に基づいて、共振回路を構成するためのインダクタンス素子ＬＣのインダクタンスは、約１．８（ｎＨ）となり、現実的な値であることがわかる。このように、本実施例に係る電力増幅器は、例えばＣＭＯＳプロセスのトランジスタＴＲＣを仮定して、容易に実現される。
（第２実施例）
第１実施例において、トランジスタＴＲＣは、高パワーモードにおいて、配線Ｗをグランドに接続する手段として用いられるが、これに加え、ＲＦ信号を増幅する手段として用いられてもよい。本実施例において、ＲＦ信号は、高パワーモードでは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂにより増幅され、低パワーモードでは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂ及びトランジスタＴＲＣ（ＴＲｂ）により増幅される。
図９は、第２実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。なお、図９において、図４と共通する構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。
電力増幅器は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴＨと、低パワー側トランスＴＬとを有する。また、電力増幅器は、給電用トランジスタＴＲＰと、給電用インダクタンス素子ＬＰと、整合キャパシタＣｘと、スイッチ回路（接続回路）ＳＷｂと、給電制御電圧ＶＰの入力端子と、出力端子Ｔｏｕｔとを含む。
本実施例において、スイッチ回路ＳＷｂは、第１実施例とは異なり、低パワーモードにおいてＲＦ信号の増幅手段として機能する。低パワー側トランスＴＬの二次側は、スイッチ回路ＳＷｂ及び整合キャパシタＣｘを介して、配線Ｗに接続されている。スイッチ回路ＳＷｂは、トランジスタＴＲｂと、キャパシタＣｂと、調整抵抗Ｒｂと、制御電圧Ｖｂの入力端子とを含む。
トランジスタＴＲｂは、ドレイン端子が、整合キャパシタＣｘを介して配線Ｗに接続され、ソース端子が、接地されている。トランジスタＴＲｂのゲート端子は、キャパシタＣｂ及び低パワー側トランスＴＬの二次側を介して、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂに接続され、ＲＦ信号が入力される。このとき、キャパシタＣｂは、ＲＦ信号の直流成分を除去するフィルタとして機能する。
また、トランジスタＴＲｂのゲート端子は、調整抵抗Ｒｂを介して制御電圧Ｖｂの入力端子と接続され、外部から制御電圧Ｖｂが印加される。このとき、制御電圧Ｖｂは、調整抵抗Ｒｂにより適切な値に調整される。
低パワーモードにおいて、制御電圧Ｖｂは、トランジスタＴＲｂを例えばＢ級増幅器として動作させるためのバイアス電圧、つまり、トランジスタＴＲｂの閾値電圧または該閾値電圧に近い値となる。本実施例では、トランジスタＴＲｂによる増幅動作の級として、増幅効率の観点からＢ級が選択されるが、これに限定されず、Ａ級またはＣ級であってもよい。
また、低パワーモードにおいて、トランジスタＴＲｂは、増幅器として動作するために、給電用トランジスタＴＲＰ及び給電用インダクタンス素子ＬＰを介し、ドレイン端子に電源電圧Ｖｄｄが印加される。給電用トランジスタＴＲＰは、外部からゲート端子に印加される給電制御電圧ＶＰに応じて、導通状態または非導通状態に制御される。なお、本実施例において、給電用トランジスタＴＲＰは、給電制御電圧ＶＰを電源電圧Ｖｄｄ以下にするために、ｐ型チャネルのＦＥＴとするが、これに限定されず、ｎ型チャネルのＦＥＴであってもよい。
給電用トランジスタＴＲＰは、ソース端子が、電源、つまり電源電圧Ｖｄｄの給電端子に接続され、ドレイン端子が給電用インダクタンス素子ＬＰの一端に接続されている。また、給電用インダクタンス素子ＬＰの他端は、トランジスタＴＲｂのドレイン端子に接続されている。給電用インダクタンス素子ＬＰは、トランジスタＴＲｂへの給電及びインピーダンス整合の手段として機能する。
低パワーモードにおいて、給電用トランジスタＴＲＰは、電源電圧ＶｄｄをトランジスタＴＲｂに供給するために導通状態となる。このとき、トランジスタＴＲＰは、増幅器として動作するように、制御電圧Ｖｂとして、ゲート端子に所定のバイアス電圧が印加される。
図１０は、第２実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂにより増幅されたＲＦ信号は、低パワー側トランスＴＬ及びキャパシタＣｂを介してトランジスタＴＲｂのゲート端子に入力される。トランジスタＴＲｂは、ゲート端子にバイアス電圧が印加されることにより、入力されたＲＦ信号を、さらに増幅する。
このように、本実施例では、低パワーモードにおいて、ＲＦ信号を、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂだけでなく、トランジスタＴＲｂによっても増幅する。したがって、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの増幅素子のサイズを第１実施例の場合より小さくすることが可能となる。
一方、高パワーモードにおいて、給電用トランジスタＴＲＰは、トランジスタＴＲｂへの給電が停止されるように非導通状態となる。このとき、トランジスタＴＲｂのゲート端子には、制御電圧Ｖｂとして、トランジスタＴＲｂを導通状態とするためのハイレベル電圧（例えば電源電圧Ｖｄｄ）が印加される。
図１１は、第２実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。トランジスタＴＲｂは、第１実施例のトランジスタＴＲＣと同様に、導通状態となることにより、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、自己のオン抵抗Ｒｏｎを介して接地する。つまり、交流信号の観点で、配線Ｗはグランドに接続される。オン抵抗Ｒｏｎは、トランジスタＴＲｂを適切なサイズとすることにより、約０（Ω）となる。したがって、高パワーモードの等価回路は、第１実施例の場合（図５参照）と同様の構成であり、また、上述した作用効果も同様に得られる。
（第３実施例）
第１実施例及び第２実施例に係る電力増幅器は、高パワーモード及び低パワーモードの２つの動作状態を有するが、高パワーモード及び低パワーモードの中間程度の出力レベルを有する中パワーモードを、さらに有してもよい。これにより、図３に示された出力パワーの範囲Ｎ１〜Ｎ３を、より多く設けることができるので、電力増幅器の全体的な増幅効率が向上する。
図１２は、第３実施例に係る電力増幅器の回路構成を示す回路図である。なお、図１２において、図９と共通する構成については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
電力増幅器は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴＨと、低パワー側トランスＴＬとを有する。また、電力増幅器は、給電用トランジスタＴＲＰと、給電用インダクタンス素子ＬＰと、整合キャパシタＣｘと、スイッチ回路ＳＷｂと、補助スイッチ回路（補助接続回路）ＳＷｋと、給電制御電圧ＶＰの入力端子と、出力端子Ｔｏｕｔとを含む。スイッチ回路ＳＷｂは、トランジスタＴＲｂと、キャパシタＣｂと、調整抵抗Ｒｂと、制御電圧Ｖｂの入力端子とを含む。
本実施例において、高パワーモードは、第１実施例及び第２実施例の高パワーモードと同様に、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂのみがＲＦ信号を増幅する動作状態である。高パワーモードでは、トランジスタＴＲｂ及び給電用トランジスタＴＲＰは、非導通状態に制御される。
中パワーモードは、第２実施例の低パワーモードと同様に、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、スイッチ回路ＳＷｂのトランジスタＴＲｂとがＲＦ信号を増幅する動作状態である。中パワーモードでは、トランジスタＴＲｂは、ＲＦ信号を増幅するために、ゲート端子にバイアス電圧が与えられ、給電用トランジスタＴＲＰは、導通状態に制御される。
低パワーモードは、第１実施例の低パワーモードと同様に、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂのみがＲＦ信号を増幅する動作状態である。低パワーモードでは、トランジスタＴＲｂ及び給電用トランジスタＴＲＰは、非導通状態に制御される。
本実施例に係る電力増幅器は、図９に示された回路構成に加えて、補助スイッチ回路ＳＷｋを有することにより、低パワーモードを実現する。低パワーモードでは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂのみがＲＦ信号を増幅するため、トランジスタＴＲｂは、制御電圧Ｖｂに従って非導通状態に制御され、給電用トランジスタＴＲＰも、給電制御電圧ＶＰに従って非導通状態に制御される。
補助スイッチ回路ＳＷｋは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂがＲＦ信号を増幅する場合にトランジスタＴＲｂが非導通状態（上記の低パワーモード）であるとき、低パワー側トランスＴＬの二次側を、トランジスタＴＲｂを迂回して、上記の配線Ｗに接続する。つまり、補助スイッチ回路ＳＷｋは、低パワーモードにおいて、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂを、トランジスタＴＲｂを介さない経路で出力端子Ｔｏｕｔに接続する。このため、低パワーモードにおいて、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂにより増幅されたＲＦ信号は、補助スイッチ回路ＳＷｋを介して負荷回路ＲＬＤに出力される。
より具体的には、補助スイッチ回路ＳＷｋは、切替用トランジスタＴＲｋと、第１キャパシタＣｋ１と、第２キャパシタＣｋ２と、調整抵抗Ｒｋと、切替制御電圧Ｖｋの入力端子とを含む。切替用トランジスタＴＲｋは、ソース端子及びドレイン端子のうち、一方が、第１キャパシタＣｋ１を介して、低パワー側トランスＴＬに接続され、他方が、第２キャパシタＣｋ２を介して、整合キャパシタＣｘに接続されている。
第１キャパシタＣｋ１及び第２キャパシタＣｋ２は、ＲＦ信号の直流成分を除去するフィルタとして機能する。なお、切替用トランジスタＴＲｋは、損失を抑制するため、例えば低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと同程度のサイズを有すると好ましい。
切替用トランジスタＴＲｋのゲート端子は、調整抵抗Ｒｋを介して、切替制御電圧Ｖｋの入力端子に接続されている。切替制御電圧Ｖｋは、外部から切替用トランジスタＴＲｋのゲート端子に印加される。このとき、切替制御電圧Ｖｋは、調整抵抗Ｒｋにより適切な値に調整される。
切替用トランジスタＴＲｋは、切替制御電圧Ｖｋに応じて導通状態または非導通状態に切り替えられる。切替用トランジスタＴＲｋは、低パワーモードの場合、導通状態となり、他のパワーモードの場合、非導通状態となる。つまり、切替制御電圧Ｖｋは、電力増幅器の動作状態（低パワーモード、または、その他のパワーモード）に応じて決定される。
図１３は、第３実施例に係る電力増幅器の低パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、切替用トランジスタＴＲｋが導通状態であるので、低パワー側トランスＴＬ、第１キャパシタＣｋ１、第２キャパシタＣｋ２、及び整合キャパシタＣｘを介して、負荷回路ＲＬＤに接続されている。なお、整合キャパシタＣｘ及び負荷回路ＲＬＤの間には、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び高パワー側トランスＴＨの等価インピーダンスＺＨが接続される。
低パワーモードにおいて、トランジスタＴＲｂ及び給電用トランジスタＴＲＰは、非導通状態である。このため、トランジスタＴＲｂは、ドレイン端子及びソース端子の間の寄生容量Ｃｄｓが、給電用インダクタンス素子ＬＰとともに共振回路ＲＮを構成する。
詳細を述べると、低パワーモードにおいて、給電用インダクタンス素子ＬＰは、非導通状態の給電用トランジスタＴＲＰを介して、電源電圧Ｖｄｄを供給する電源に接続される。電源は、ノイズ除去用の大容量のデカップリングコンデンサが設けられているため、交流信号の観点では、給電用インダクタンス素子ＬＰの一端は、低インピーダンスを介して接地されているとみなされる。
一方、給電用インダクタンス素子ＬＰの一端は、トランジスタＴＲｂの寄生容量Ｃｄｓを介して接地されている。このため、寄生容量Ｃｄｓ及び給電用インダクタンス素子ＬＰは、共振回路ＲＮを構成し、ハイインピーダンス状態となる。したがって、第１実施例の低パワーモードの場合（図６参照）と同様に、ＲＦ信号の電流は、トランジスタＴＲｂの寄生容量Ｃｄｓに流れ込まず、電力損失が防止される。
図１４は、第３実施例に係る電力増幅器の高パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。高パワーモードにおいて、トランジスタＴＲｂは、導通状態であり、給電用トランジスタＴＲＰ及び切替用トランジスタＴＲｋは、非導通状態である。
トランジスタＴＲｂは、第１実施例のトランジスタＴＲＣと同様に、導通状態となることにより、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、自己のオン抵抗Ｒｏｎを介して接地する。オン抵抗Ｒｏｎは、トランジスタＴＲｂを適切なサイズとすることにより、約０（Ω）となる。したがって、等価回路は、第１実施例の場合（図５参照）と同様の構成であり、また、上述した作用効果も同様に得られる。
図１５は、第３実施例に係る電力増幅器の中パワーモードにおける等価回路を示す回路図である。中パワーモードにおいて、切替用トランジスタＴＲｋは、非導通状態であり、給電用トランジスタＴＲＰは、導通状態である。また、トランジスタＴＲｂは、ゲート端子にバイアス電圧が印加される。
低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂにより増幅されたＲＦ信号は、低パワー側トランスＴＬ及びキャパシタＣｂを介してトランジスタＴＲｂのゲート端子に入力される。トランジスタＴＲｂは、ゲート端子にバイアス電圧が印加されることにより、入力されたＲＦ信号を、さらに増幅する。したがって、等価回路は、第２実施例の場合（図１０参照）と同様の構成であり、また、上述した作用効果も同様に得られる。
上述した電力増幅器は、例えば通信装置に設けられる。図１６には、通信装置における電力増幅器の実装部分の例が示されている。
電力増幅器は、例えば、スマートフォンなどの携帯型通信装置のフロントエンド部分Ｆに設けられる。フロントエンド部分Ｆは、アンテナ側の送受信回路部分を指す。
図１７は、実施例に係る通信装置の機構構成を示す構成図である。図１７は、上記のフロントエンド部分Ｆの構成例を示す。通信装置は、増幅部１と、ＲＦ信号処理回路（信号処理部）２と、ベースバンド信号処理回路３と、アンテナ４と、デュプレクサ５とを有する。
ベースバンド信号処理回路３は、データ信号の帯域処理を行う。ベースバンド信号処理回路３は、データ信号を変調して、ＲＦ信号処理回路２に出力する。変調方式としては、例えば直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing）が挙げられるが、これに限定されない。
ＲＦ信号処理回路２は、発振器及び乗算器（ミキサ）を備え、変調されたデータ信号をアップコンバートしてＲＦ信号に変換する。つまり、ＲＦ信号処理回路２は、データ信号の周波数を、ベースバンド周波数からキャリア周波数（無線周波数）に変換する。
また、ＲＦ信号処理回路２は、電力増幅器の動作モードを指示するため、増幅部１にモード指示信号（指示信号）Ｓｍｄを出力する。モード指示信号Ｓｍｄは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの何れを動作させるかを指示する信号である。ＲＦ信号処理回路２は、例えば、基地局との通信結果に基づいて、適切な動作モードを選択する。
増幅部１は、上述した電力増幅器１０と、制御回路１１とを有し、ＲＦ信号を増幅してデュプレクサ５に出力する。増幅されたＲＦ信号は、アンテナ４により送信される。
制御回路１１は、電力増幅器１０に動作電圧Ｖｐｗ、制御電圧Ｖｂ、給電制御電圧ＶＰ、及び切替制御電圧Ｖｋを与える。なお、本実施例では、電力増幅器１０として、上述した第３実施例に係る電力増幅器を仮定しているが、他の実施例に係る電力増幅器であってもよい。
制御回路１１は、ＲＦ信号処理回路２からのモード指示信号Ｓｍｄに従って、電力増幅器１０に与える動作電圧Ｖｐｗを制御する。動作電圧Ｖｐｗは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂに個別に与えられる。これにより、電力増幅器１０は、最適な動作モードに制御される。
高パワーモードの場合、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂには、増幅動作に必要な動作電圧Ｖｐｗが与えられ、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂには、増幅動作を停止させる動作電圧Ｖｐｗが与えられる。また、中パワーモード及び低パワーモードの場合、逆に、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂには、増幅動作に必要な動作電圧Ｖｐｗが与えられ、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂには、増幅動作を停止させる動作電圧Ｖｐｗが与えられる。
また、制御回路１１は、ＲＦ信号処理回路２からのモード指示信号Ｓｍｄに従って、電力増幅器１０に与える制御電圧Ｖｂ、給電制御電圧ＶＰ、及び切替制御電圧Ｖｋを制御する。高パワーモードの場合、制御回路１１は、トランジスタＴＲｂが導通状態となるように制御電圧Ｖｂを与え、給電用トランジスタＴＲＰが非導通状態となるように給電制御電圧ＶＰを与える。また、制御回路１１は、切替用トランジスタＴＲｋが非導通状態となるように切替制御電圧Ｖｋを与える。
中パワーモードの場合、制御回路１１は、トランジスタＴＲｂがＲＦ信号を増幅するように制御電圧Ｖｂ（上記のバイアス電圧）を与え、給電用トランジスタＴＲＰが導通状態となるように給電制御電圧ＶＰを与える。また、制御回路１１は、切替用トランジスタＴＲｋが非導通状態となるように切替制御電圧Ｖｋを与える。
低パワーモードの場合、制御回路１１は、トランジスタＴＲｂが非導通状態となるように制御電圧Ｖｂを与え、給電用トランジスタＴＲＰが非導通状態となるように給電制御電圧ＶＰを与える。また、制御回路１１は、切替用トランジスタＴＲｋが導通状態となるように切替制御電圧Ｖｋを与える。
なお、電力増幅器１０として、第１実施例に係る電力増幅器を用いる場合、制御電圧ＶＣは、高パワーモード及び低パワーモードにおいて、上記の高パワーモード及び低パワーモードにおける制御電圧Ｖｂと同様に制御される。また、第２実施例に係る電力増幅器を用いる場合、制御電圧Ｖｂ及び給電制御電圧ＶＰは、高パワーモード及び低パワーモードにおいて、上記の高パワーモード及び中パワーモードとそれぞれ同様に制御される。
デュプレクサ５は、アンテナ４を介して送受信されるＲＦ信号をフィルタリングする。すなわち、デュプレクサ５は、増幅部１から入力されるＲＦ信号を、送信周波数を通過帯域とするフィルタによりフィルタリングしてアンテナ４に出力する。また、デュプレクサ５は、アンテナ４から入力されたＲＦ信号を、受信周波数を通過帯域とするフィルタによりフィルタリングしてＲＦ信号処理回路２に出力する。
実施例に係る通信装置は、上述した電力増幅器を有するので、既に述べた作用効果を同様に奏する。
これまで述べたように、実施例に係る電力増幅器は、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴＨと、低パワー側トランスＴＬと、スイッチ回路ＳＷＣ、ＳＷｂとを有する。高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂは、一方がＲＦ信号を増幅するとき、他方がＲＦ信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、ＲＦ信号を増幅して共通の出力端子Ｔｏｕｔから出力する。
高パワー側トランスＴＨは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂと、出力端子Ｔｏｕｔの間に接続され、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。低パワー側トランスＴＬは、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂと、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗとの間に接続され、低パワー増幅回路ＬＰＡａ，ＬＰＡｂの出力インピーダンスを変換する。
スイッチ回路ＳＷＣ、ＳＷｂは、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂがＲＦ信号を増幅するとき、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線Ｗを、基準電位であるグランドに接続する。これにより、スイッチ回路ＳＷＣ、ＳＷｂは、高パワー側トランスＴＨ及び出力端子Ｔｏｕｔを結ぶ配線とグランドの間に、低パワー側トランスＴＬを迂回する電流経路を形成する。
したがって、高パワー増幅回路ＨＰＡａ，ＨＰＡｂから高パワー側トランスＴＨを介して出力端子Ｔｏｕｔに流れるＲＦ信号の電流の一部は、低パワー側トランスＴＬではなく、スイッチ回路ＳＷＣ、ＳＷｂに導かれる。このため、低パワー側トランスＴＬにより生ずる電力損失が抑制されて、電力増幅器の増幅効率が改善される。
以上、好ましい実施例を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。
なお、以上の説明に関して更に以下の付記を開示する。
（付記１） 一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、
前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、
前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、
前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１増幅回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有することを特徴とする電力増幅器。
（付記２） 前記接続回路は、一方の端子が、前記基準電位に接続され、他方の端子が、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続されたトランジスタを含み、
前記トランジスタは、前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、導通状態となることにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線を、前記基準電位に接続することを特徴とする付記１に記載の電力増幅器。
（付記３） 前記接続回路は、前記トランジスタと並列に接続されたインダクタンス素子を、さらに含み、
前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、非導通状態となり、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする付記２に記載の電力増幅器。
（付記４） 前記第２増幅回路は、前記インピーダンス変換回路を介して、前記トランジスタの制御端子と接続され、
前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記制御端子にバイアス電圧が印加されることにより、前記第２増幅回路から前記制御端子を介して入力された前記信号を、さらに増幅することを特徴とする付記２に記載の電力増幅器。
（付記５） 前記第２増幅回路が前記信号を増幅する場合に前記トランジスタが非導通状態であるとき、前記インピーダンス変換回路を、前記トランジスタを迂回して、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続する補助接続回路を、さらに有することを特徴とする付記４に記載の電力増幅器。
（付記６） 一端が前記トランジスタの前記他方の端子に接続された給電用インダクタンス素子と、
一端が電源に接続され、他端が前記給電用インダクタンス素子の他端に接続されて、前記トランジスタの前記制御端子に前記バイアス電圧が印加されたときに導通状態となる給電用トランジスタとを、さらに有し、
前記トランジスタは、非導通状態である場合に前記給電用トランジスタが非導通状態であるとき、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記給電用インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする付記５に記載の電力増幅器。
（付記７） 前記第１増幅回路は、増幅素子のサイズが前記第２増幅回路より大きく、前記第２増幅回路より高い出力パワーを有する信号を出力することを特徴とする付記１乃至６の何れかに記載の電力増幅器。
（付記８） 前記接続回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続されたキャパシタを、さらに含むことを特徴とする付記１乃至６の何れかに記載の電力増幅器。
（付記９） 前記第２インピーダンス変換回路は、トランスを含み、
前記トランスの一次側は、前記第２増幅回路と接続され、
前記トランスの二次側は、一端が、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続され、他端が、前記基準電位に接続されていることを特徴とする付記１乃至６の何れかに記載の電力増幅器。
（付記１０） 付記１乃至９の何れかに記載の電力増幅器と、
信号を周波数変換して、前記電力増幅器に出力する信号処理部と、
前記電力増幅器により増幅された前記信号を送信するためのアンテナとを有することを特徴とする通信装置。
（付記１１）
前記信号処理部は、前記第１増幅回路及び第２増幅回路の何れを動作させるかを指示する指示信号を出力し、
前記電力増幅器は、前記指示信号に従って、前記第１増幅回路及び前記第２増幅回路の動作を制御する制御回路を有することを特徴とする付記１０に記載の通信装置。
１０ 電力増幅器
２ ＲＦ信号処理回路（信号処理回路）
ＨＰＡａ，ＨＰＡｂ 高パワー増幅回路（第１増幅回路）
ＬＰＡａ，ＬＰＡｂ 低パワー増幅回路（第２増幅回路）
ＴＨ 高パワー側トランス（第１インピーダンス変換回路）
ＴＬ 低パワー側トランス（第２インピーダンス変換回路）
Ｗ 配線
Ｔｏｕｔ 出力端子
ＳＷＣ、ＳＷｂ スイッチ回路（接続回路）
ＳＷｋ 補助スイッチ回路（補助接続回路）
ＴＲＣ，ＴＲｂ トランジスタ
ＬＣ インダクタンス素子
ＴＲＰ 給電用トランジスタ
ＬＰ 給電用インダクタンス素子

Claims (8)

  1. 一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、
    前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、
    前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、
    前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１増幅回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有することを特徴とする電力増幅器。
  2. 前記接続回路は、一方の端子が、前記基準電位に接続され、他方の端子が、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続されたトランジスタを含み、
    前記トランジスタは、前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、導通状態となることにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線を、前記基準電位に接続することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
  3. 前記接続回路は、前記トランジスタと並列に接続されたインダクタンス素子を、さらに含み、
    前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、非導通状態となり、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
  4. 前記第２増幅回路は、前記インピーダンス変換回路を介して、前記トランジスタの制御端子と接続され、
    前記トランジスタは、前記第２増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記制御端子にバイアス電圧が印加されることにより、前記第２増幅回路から前記制御端子を介して入力された前記信号を、さらに増幅することを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
  5. 前記第２増幅回路が前記信号を増幅する場合に前記トランジスタが非導通状態であるとき、前記インピーダンス変換回路を、前記トランジスタを迂回して、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線に接続する補助接続回路を、さらに有することを特徴とする請求項４に記載の電力増幅器。
  6. 一端が前記トランジスタの前記他方の端子に接続された給電用インダクタンス素子と、
    一端が電源に接続され、他端が前記給電用インダクタンス素子の他端に接続されて、前記トランジスタの前記制御端子に前記バイアス電圧が印加されたときに導通状態となる給電用トランジスタとを、さらに有し、
    前記トランジスタは、非導通状態である場合に前記給電用トランジスタが非導通状態であるとき、前記一方の端子及び前記他方の端子の間の寄生容量が、前記給電用インダクタンス素子とともに共振回路を構成することを特徴とする請求項５に記載の電力増幅器。
  7. 電力増幅器と、
    信号を周波数変換して、前記電力増幅器に出力する信号処理部と、
    前記電力増幅器により増幅された前記信号を送信するためのアンテナとを有し、
    前記電力増幅器は、
    一方が信号を増幅するとき、他方が信号を増幅しないように制御され、何れか一方が、信号を増幅して共通の出力端子から出力する第１増幅回路及び第２増幅回路と、
    前記第１増幅回路と、前記出力端子の間に接続され、前記第１増幅回路の出力インピーダンスを変換する第１インピーダンス変換回路と、
    前記第２増幅回路と、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線との間に接続され、前記第２増幅回路の出力インピーダンスを変換する第２インピーダンス変換回路と、
    前記第１増幅回路が前記信号を増幅するとき、前記第１増幅回路及び前記出力端子を結ぶ配線を基準電位に接続することにより、前記第１インピーダンス変換回路及び前記出力端子を結ぶ配線と前記基準電位の間に、前記第２インピーダンス変換回路を迂回する経路を形成する接続回路とを有することを特徴とする通信装置。
  8. 前記信号処理部は、前記第１増幅回路及び第２増幅回路の何れを動作させるかを指示する指示信号を出力し、
    前記電力増幅器は、前記指示信号に従って、前記第１増幅回路及び前記第２増幅回路の動作を制御する制御回路を有することを特徴とする請求項７に記載の通信装置。
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