JP3474825B2 - 高周波電力増幅器および通信装置 - Google Patents
高周波電力増幅器および通信装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0233—Continuous control by using a signal derived from the output signal, e.g. bootstrapping the voltage supply
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-
- H—ELECTRICITY
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
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- H—ELECTRICITY
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- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
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- H03F2200/105—A non-specified detector of the power of a signal being used in an amplifying circuit
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- H03F2200/108—A coil being added in the drain circuit of a FET amplifier stage, e.g. for noise reducing purposes
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- H03F2200/181—A coil being added in the gate circuit of a FET amplifier stage, e.g. for noise reducing purposes
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＩｎＧａＰ／Ｇａ
Ａｓなどのヘテロ接合バイポーラトランジスタ（以下、
ＨＢＴとする）を用いた高周波電力増幅器およびそれを
用いた通信装置に関し、特にＣＤＭＡ（code division
multiple access）システムなどに代表される出力電力
制御をおこなう場合の高周波電力増幅器に関する。
Ａｓなどのヘテロ接合バイポーラトランジスタ（以下、
ＨＢＴとする）を用いた高周波電力増幅器およびそれを
用いた通信装置に関し、特にＣＤＭＡ（code division
multiple access）システムなどに代表される出力電力
制御をおこなう場合の高周波電力増幅器に関する。
【０００２】近時、携帯電話などに使用される高周波増
幅器では、バッテリーの小型軽量化と通話の長時間化を
同時に満足させるため、より高い効率が要求されてい
る。特に、デジタル無線通信システム用の高周波増幅器
では、消費電力を削減するため、必要に応じてＲＦ出力
電力を制御している。そのため、広いＲＦ入力電力にわ
たって高効率性と高線形性が要求されている。
幅器では、バッテリーの小型軽量化と通話の長時間化を
同時に満足させるため、より高い効率が要求されてい
る。特に、デジタル無線通信システム用の高周波増幅器
では、消費電力を削減するため、必要に応じてＲＦ出力
電力を制御している。そのため、広いＲＦ入力電力にわ
たって高効率性と高線形性が要求されている。
【０００３】
【従来の技術】図１３は、従来のエミッタフォロワトラ
ンジスタ型定電圧源バイアス回路を用いた高周波電力増
幅器を示す回路図である。図１３に示すように、バイポ
ーラトランジスタを用いた高周波増幅器では、増幅用ト
ランジスタ１１にベース電流を供給するための電圧源と
して、エミッタフォロワトランジスタ１２が用いられて
いる。また、この回路では、増幅用トランジスタ１１の
ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとエミッタフォロワトラ
ンジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度変
化を打ち消すために、２段たて積みのトランジスタ１
３，１４が設けられている。
ンジスタ型定電圧源バイアス回路を用いた高周波電力増
幅器を示す回路図である。図１３に示すように、バイポ
ーラトランジスタを用いた高周波増幅器では、増幅用ト
ランジスタ１１にベース電流を供給するための電圧源と
して、エミッタフォロワトランジスタ１２が用いられて
いる。また、この回路では、増幅用トランジスタ１１の
ベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅとエミッタフォロワトラ
ンジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温度変
化を打ち消すために、２段たて積みのトランジスタ１
３，１４が設けられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】増幅用トランジスタ１
１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅおよびエミッタフォ
ロワトランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ
はともに１．３Ｖである。したがって、上述した構成の
高周波電力増幅器では、バイアス回路に外部から２．６
Ｖよりも高い基準電圧を供給する必要がある。
１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅおよびエミッタフォ
ロワトランジスタ１２のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ
はともに１．３Ｖである。したがって、上述した構成の
高周波電力増幅器では、バイアス回路に外部から２．６
Ｖよりも高い基準電圧を供給する必要がある。
【０００５】ところで、近時、リチウムイオン電池やＮ
ｉＣｄ（ニッカド）電池などを用いて３Ｖ程度の電源電
圧で動作する携帯電話システムが実現されている。その
ようなシステムでは、基準電圧を出力する制御ＩＣの低
電圧化が進んでいる。したがって、基準電圧を２．６Ｖ
よりも高くすることは困難である。
ｉＣｄ（ニッカド）電池などを用いて３Ｖ程度の電源電
圧で動作する携帯電話システムが実現されている。その
ようなシステムでは、基準電圧を出力する制御ＩＣの低
電圧化が進んでいる。したがって、基準電圧を２．６Ｖ
よりも高くすることは困難である。
【０００６】そこで、エミッタフォロワトランジスタを
使わずに、抵抗を用いてバイアスすることが考えられ
る。図１４は、ベースバイアス回路に抵抗を用いた場合
の高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。この高
周波電力増幅器では、増幅用トランジスタ１１のベース
に抵抗１５が接続される。また、この回路では、増幅用
トランジスタ１１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温
度変化を打ち消すために、温度補償用のトランジスタ１
６が設けられている。
使わずに、抵抗を用いてバイアスすることが考えられ
る。図１４は、ベースバイアス回路に抵抗を用いた場合
の高周波電力増幅器の構成を示す回路図である。この高
周波電力増幅器では、増幅用トランジスタ１１のベース
に抵抗１５が接続される。また、この回路では、増幅用
トランジスタ１１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅの温
度変化を打ち消すために、温度補償用のトランジスタ１
６が設けられている。
【０００７】しかし、図１４に示すバイアス回路では、
増幅器のＲＦ出力電力に比例して抵抗１５を介して流れ
るベースバイアス電流が変化する。そのため、ベースバ
イアス電圧が大きく変動し、動作点が一定にならないた
め、隣接チャネル漏洩電力（adjacent leakage power r
atio）が悪化するという問題点がある。
増幅器のＲＦ出力電力に比例して抵抗１５を介して流れ
るベースバイアス電流が変化する。そのため、ベースバ
イアス電圧が大きく変動し、動作点が一定にならないた
め、隣接チャネル漏洩電力（adjacent leakage power r
atio）が悪化するという問題点がある。
【０００８】また、ＲＦ出力電力が低い状態では、最大
ＲＦ出力時に比べてベースバイアス電流が減るので、抵
抗１５の電圧降下量が小さくなる。それによって、ベー
スバイアス電圧が上昇してしまい、増幅器の動作がＡ級
動作となるため、効率が悪化するという問題点もある。
ＲＦ出力時に比べてベースバイアス電流が減るので、抵
抗１５の電圧降下量が小さくなる。それによって、ベー
スバイアス電圧が上昇してしまい、増幅器の動作がＡ級
動作となるため、効率が悪化するという問題点もある。
【０００９】さらに、制御ＩＣの基準電圧出力は一般に
ＣＭＯＳ出力である。そのため、制御ＩＣが、約１Ｗ出
力の増幅器において必要とされる１０〜２０ｍＡのベー
スバイアス電流を供給することは困難であるという問題
点もある。
ＣＭＯＳ出力である。そのため、制御ＩＣが、約１Ｗ出
力の増幅器において必要とされる１０〜２０ｍＡのベー
スバイアス電流を供給することは困難であるという問題
点もある。
【００１０】本発明は、上記問題点に鑑みてなされたも
のであって、増幅用トランジスタのコレクタバイアス電
圧を変化させることによって、広範囲のＲＦ出力にわた
って高効率動作が可能な高周波電力増幅器およびそれを
用いた通信装置を提供することを目的とする。
のであって、増幅用トランジスタのコレクタバイアス電
圧を変化させることによって、広範囲のＲＦ出力にわた
って高効率動作が可能な高周波電力増幅器およびそれを
用いた通信装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、増幅用トランジスタのコレクタ出力電力
（ベース入力電力でも可）を検出する検出手段（検出装
置）と、その検出した電力に比例して増幅用トランジス
タのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手段（ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ）を設け、その電圧変化手段（ＤＣ／ＤＣ
コンバータ）に、増幅用トランジスタのベースバイアス
用の抵抗を接続したことを特徴とする。
め、本発明は、増幅用トランジスタのコレクタ出力電力
（ベース入力電力でも可）を検出する検出手段（検出装
置）と、その検出した電力に比例して増幅用トランジス
タのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手段（ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ）を設け、その電圧変化手段（ＤＣ／ＤＣ
コンバータ）に、増幅用トランジスタのベースバイアス
用の抵抗を接続したことを特徴とする。
【００１２】この発明によれば、ＲＦ出力電力に比例し
て増幅用トランジスタのコレクタ電圧が変化し、それに
よって増幅用トランジスタで消費されるＤＣ電力が制御
されるため、広範囲のＲＦ出力にわたって高い効率が得
られる。また、増幅用トランジスタのベースバイアス制
御を電流容量の大きいコレクタ電圧源の制御に連動させ
ることができるので、ベースバイアス制御端子が不要と
なる。
て増幅用トランジスタのコレクタ電圧が変化し、それに
よって増幅用トランジスタで消費されるＤＣ電力が制御
されるため、広範囲のＲＦ出力にわたって高い効率が得
られる。また、増幅用トランジスタのベースバイアス制
御を電流容量の大きいコレクタ電圧源の制御に連動させ
ることができるので、ベースバイアス制御端子が不要と
なる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施の形態にか
かる高周波電力増幅器および通信装置について図１〜図
１２を参照しつつ詳細に説明する。
かる高周波電力増幅器および通信装置について図１〜図
１２を参照しつつ詳細に説明する。
【００１４】（実施の形態１）
図１は、実施の形態１にかかる高周波電力増幅器の構成
を示す回路図である。この高周波電力増幅器は、増幅用
トランジスタ２１と、温度補償用トランジスタ２２と、
抵抗２３と、増幅用トランジスタ２１のコレクタ出力電
力を検出する検出手段である検出装置２４と、増幅用ト
ランジスタ２１のコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段であるＤＣ／ＤＣコンバータ２５とを備えている。ま
た、高周波電力増幅器は２個のＲＦチョークコイル２
６，２７を備えている。
を示す回路図である。この高周波電力増幅器は、増幅用
トランジスタ２１と、温度補償用トランジスタ２２と、
抵抗２３と、増幅用トランジスタ２１のコレクタ出力電
力を検出する検出手段である検出装置２４と、増幅用ト
ランジスタ２１のコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段であるＤＣ／ＤＣコンバータ２５とを備えている。ま
た、高周波電力増幅器は２個のＲＦチョークコイル２
６，２７を備えている。
【００１５】増幅用トランジスタ２１および温度補償用
トランジスタ２２はＨＢＴで構成されている。増幅用ト
ランジスタ２１のエミッタは接地されている。増幅用ト
ランジスタ２１は、ベースに入力された電力を増幅して
コレクタに出力する。温度補償用トランジスタ２２のエ
ミッタは接地されている。温度補償用トランジスタ２２
のベースおよびコレクタはチョークコイル２７の一端に
共通接続されている。そのチョークコイル２７の他端は
増幅用トランジスタ２１のベースに接続されている。
トランジスタ２２はＨＢＴで構成されている。増幅用ト
ランジスタ２１のエミッタは接地されている。増幅用ト
ランジスタ２１は、ベースに入力された電力を増幅して
コレクタに出力する。温度補償用トランジスタ２２のエ
ミッタは接地されている。温度補償用トランジスタ２２
のベースおよびコレクタはチョークコイル２７の一端に
共通接続されている。そのチョークコイル２７の他端は
増幅用トランジスタ２１のベースに接続されている。
【００１６】抵抗２３は増幅用トランジスタ２１のベー
スバイアス用の抵抗である。抵抗２３の一端は温度補償
用トランジスタ２２のコレクタ（ベース）に接続されて
いる。抵抗２３の他端はＤＣ／ＤＣコンバータ２５に接
続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、チョーク
コイル２６を介して増幅用トランジスタ２１のコレクタ
に接続されている。
スバイアス用の抵抗である。抵抗２３の一端は温度補償
用トランジスタ２２のコレクタ（ベース）に接続されて
いる。抵抗２３の他端はＤＣ／ＤＣコンバータ２５に接
続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、チョーク
コイル２６を介して増幅用トランジスタ２１のコレクタ
に接続されている。
【００１７】検出装置２４は、ＲＦ出力電力を検出して
ＤＣ／ＤＣコンバータ２５にＤＣ／ＤＣコンバータ制御
信号を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、ＤＣ／
ＤＣコンバータ制御信号を受け取り、増幅用トランジス
タ２１のコレクタ電圧をＲＦ出力電力に比例させて変化
させる。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２５にＤＣ／ＤＣコンバータ制御
信号を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、ＤＣ／
ＤＣコンバータ制御信号を受け取り、増幅用トランジス
タ２１のコレクタ電圧をＲＦ出力電力に比例させて変化
させる。
【００１８】たとえば、増幅用トランジスタ２１、温度
補償用トランジスタ２２、抵抗２３およびチョークコイ
ル２６，２７は同一の半導体チップに形成されている。
検出装置２４およびＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、その
半導体チップに対して外付けされる。
補償用トランジスタ２２、抵抗２３およびチョークコイ
ル２６，２７は同一の半導体チップに形成されている。
検出装置２４およびＤＣ／ＤＣコンバータ２５は、その
半導体チップに対して外付けされる。
【００１９】図２は、抵抗２３の実施例を模式的に示す
断面図である。抵抗２３は、特に限定しないが、たとえ
ばＨＢＴのベース層３１を利用して構成される。この場
合、トランジスタの電流増幅率βの製造ばらつきが打ち
消されるという効果が得られる。参考として図３にＨＢ
Ｔの断面構造を示す。図２および図３において、符号３
２はコレクタ層、符号３３はベース電極、符号３４はエ
ミッタ層、符号３５はコレクタ電極、符号３６はエミッ
タ電極である。
断面図である。抵抗２３は、特に限定しないが、たとえ
ばＨＢＴのベース層３１を利用して構成される。この場
合、トランジスタの電流増幅率βの製造ばらつきが打ち
消されるという効果が得られる。参考として図３にＨＢ
Ｔの断面構造を示す。図２および図３において、符号３
２はコレクタ層、符号３３はベース電極、符号３４はエ
ミッタ層、符号３５はコレクタ電極、符号３６はエミッ
タ電極である。
【００２０】一般に、ベース層を利用して抵抗を構成し
た場合、その抵抗値および電流増幅率βはベース層の不
純物濃度に依存する。ベース不純物濃度が低いと抵抗値
は大きくなる。また、ベース不純物濃度が低いと電流増
幅率βが大きくなり、ベース電流値は減少する。したが
って、製造ばらつき等により電流増幅率βが大きくなっ
てベース電流が減少しても、自動的に抵抗値が大きくな
っているので、ベースに与えられる電圧は一定になるよ
うに自動的に補正される。
た場合、その抵抗値および電流増幅率βはベース層の不
純物濃度に依存する。ベース不純物濃度が低いと抵抗値
は大きくなる。また、ベース不純物濃度が低いと電流増
幅率βが大きくなり、ベース電流値は減少する。したが
って、製造ばらつき等により電流増幅率βが大きくなっ
てベース電流が減少しても、自動的に抵抗値が大きくな
っているので、ベースに与えられる電圧は一定になるよ
うに自動的に補正される。
【００２１】つぎに、図１に示す構成の高周波電力増幅
器の作用について、具体的な数値を用いて説明する。最
大ＲＦ出力時の１Ｗ出力時のコレクタ電圧上限設定値Ｖ
cmaxを３．５Ｖとし、このときのコレクタ電流Ｉcmaxを
５００ｍＡとする。このＩcmaxは、効率と隣接チャネル
漏洩電力の両方が最適になるように調整されたトランジ
スタの負荷側インピーダンスでほぼ決まる。また、Ｖcm
axはシステムの電源電圧から設定できる最大値である。
増幅用トランジスタ２１の電流増幅率βを１００とす
る。ＲＦ無入力時の待機時コレクタ電流Ｉcqを１００ｍ
Ａに設定する。温度補償用トランジスタ２２のサイズは
増幅用トランジスタ２１のサイズの１／１００とし、そ
のダイオード電流ＩbiasはＩcqの１／１００である１ｍ
Ａに設定する。
器の作用について、具体的な数値を用いて説明する。最
大ＲＦ出力時の１Ｗ出力時のコレクタ電圧上限設定値Ｖ
cmaxを３．５Ｖとし、このときのコレクタ電流Ｉcmaxを
５００ｍＡとする。このＩcmaxは、効率と隣接チャネル
漏洩電力の両方が最適になるように調整されたトランジ
スタの負荷側インピーダンスでほぼ決まる。また、Ｖcm
axはシステムの電源電圧から設定できる最大値である。
増幅用トランジスタ２１の電流増幅率βを１００とす
る。ＲＦ無入力時の待機時コレクタ電流Ｉcqを１００ｍ
Ａに設定する。温度補償用トランジスタ２２のサイズは
増幅用トランジスタ２１のサイズの１／１００とし、そ
のダイオード電流ＩbiasはＩcqの１／１００である１ｍ
Ａに設定する。
【００２２】バイアス抵抗２３の抵抗値Ｒはつぎのよう
にして決定される。最大電力出力時に良好な隣接チャネ
ル漏洩電力を得るために、ベースバイアス電圧を最適値
に設定する必要がある。そこで、その最適なベースバイ
アス電圧を１．３Ｖとする。このとき、抵抗２３に流れ
る電流は、Ｉbiasの１ｍＡと、Ｉcmax５００ｍＡの１／
１００に相当する５ｍＡである。したがって、つぎの式
よりＲの値は３６７Ωとなる。 ３．５（Ｖ）−Ｒ（Ω）×［１（ｍＡ）＋５（ｍＡ）］
＝１．３（Ｖ）
にして決定される。最大電力出力時に良好な隣接チャネ
ル漏洩電力を得るために、ベースバイアス電圧を最適値
に設定する必要がある。そこで、その最適なベースバイ
アス電圧を１．３Ｖとする。このとき、抵抗２３に流れ
る電流は、Ｉbiasの１ｍＡと、Ｉcmax５００ｍＡの１／
１００に相当する５ｍＡである。したがって、つぎの式
よりＲの値は３６７Ωとなる。 ３．５（Ｖ）−Ｒ（Ω）×［１（ｍＡ）＋５（ｍＡ）］
＝１．３（Ｖ）
【００２３】また、ベースバイアス電圧を１．３Ｖに保
つように設定すると、つぎの式より、待機時〜低出力電
力時のコレクタ電圧設定値Ｖcminは２．０３Ｖとなる。 Ｖcmin（Ｖ）−３６７（Ω）×［１（ｍＡ）＋１（ｍ
Ａ）］＝１．３（Ｖ）
つように設定すると、つぎの式より、待機時〜低出力電
力時のコレクタ電圧設定値Ｖcminは２．０３Ｖとなる。 Ｖcmin（Ｖ）−３６７（Ω）×［１（ｍＡ）＋１（ｍ
Ａ）］＝１．３（Ｖ）
【００２４】したがって、図４に示すＲＦ出力電力値に
対するコレクタ電圧値変化テーブルのように、出力電力
に比例して増幅用トランジスタ２１のコレクタバイアス
電圧を２．０３Ｖから３．５Ｖまで直線的に変化させる
ことによって、ＲＦ出力の最小時から最大時までベース
バイアス電圧を、良好な隣接チャネル漏洩電力が得られ
る１．３Ｖに保つことができる。
対するコレクタ電圧値変化テーブルのように、出力電力
に比例して増幅用トランジスタ２１のコレクタバイアス
電圧を２．０３Ｖから３．５Ｖまで直線的に変化させる
ことによって、ＲＦ出力の最小時から最大時までベース
バイアス電圧を、良好な隣接チャネル漏洩電力が得られ
る１．３Ｖに保つことができる。
【００２５】図５に、実施の形態１にかかる高周波電力
増幅器と従来の高周波電力増幅器とで効率を比較した結
果を示す。また、図６および図７に、それぞれ、実施の
形態１にかかる高周波電力増幅器および従来の高周波電
力増幅器の効率を測定したときの構成を示す。図５よ
り、実施の形態１にかかる高周波電力増幅器では、従来
の高周波電力増幅器に比較して、低出力電力時の効率が
大きく改善されていることが確認された。
増幅器と従来の高周波電力増幅器とで効率を比較した結
果を示す。また、図６および図７に、それぞれ、実施の
形態１にかかる高周波電力増幅器および従来の高周波電
力増幅器の効率を測定したときの構成を示す。図５よ
り、実施の形態１にかかる高周波電力増幅器では、従来
の高周波電力増幅器に比較して、低出力電力時の効率が
大きく改善されていることが確認された。
【００２６】ここで、最大電力出力時よりも低い電力を
出力している時の効率をさらに改善するために、ベース
バイアス電圧をより深いＡＢ級の１．２Ｖ程度まで下げ
る場合、つぎの式よりＶcminの値は１．９３Ｖとなる。
したがって、出力電力に比例して増幅用トランジスタ２
１のコレクタバイアス電圧を１．９３Ｖから３．５Ｖま
で直線的に変化させることによって、低出力電力時によ
り高い効率が得られる。 Ｖcmin（Ｖ）−３６７（Ω）×［１（ｍＡ）＋１（ｍ
Ａ）］＝１．２（Ｖ）
出力している時の効率をさらに改善するために、ベース
バイアス電圧をより深いＡＢ級の１．２Ｖ程度まで下げ
る場合、つぎの式よりＶcminの値は１．９３Ｖとなる。
したがって、出力電力に比例して増幅用トランジスタ２
１のコレクタバイアス電圧を１．９３Ｖから３．５Ｖま
で直線的に変化させることによって、低出力電力時によ
り高い効率が得られる。 Ｖcmin（Ｖ）−３６７（Ω）×［１（ｍＡ）＋１（ｍ
Ａ）］＝１．２（Ｖ）
【００２７】さらに増幅器の用途によっては、低い電力
を出力しているときの高効率性よりも広い出力範囲にお
ける電力利得平坦性が重要になる場合がある。一般に増
幅器をＢ級動作に近いバイアス条件で動作させると出力
電力増加にしたがい電力利得が増大する場合がある。し
たがって上述の例のベースバイアス電圧を常に１．３Ｖ
一定に保つ方法や、低出力時に１．２Ｖまで下げる方法
では、低出力電力時の電力利得の低下が起こる場合があ
る。
を出力しているときの高効率性よりも広い出力範囲にお
ける電力利得平坦性が重要になる場合がある。一般に増
幅器をＢ級動作に近いバイアス条件で動作させると出力
電力増加にしたがい電力利得が増大する場合がある。し
たがって上述の例のベースバイアス電圧を常に１．３Ｖ
一定に保つ方法や、低出力時に１．２Ｖまで下げる方法
では、低出力電力時の電力利得の低下が起こる場合があ
る。
【００２８】このような場合は最大電力出力時よりも低
い電力を出力しているときのベースバイアス電圧を上述
の例とは逆に１．３５Ｖ程度まで上げることにより、低
出力時の電力利得の低下を補正することができる。この
場合のＶcminはつぎの式より２．０８Ｖとなり、出力電
力に比例して増幅用トランジスタ２１のコレクタバイア
ス電圧を２．０８Ｖから３．５Ｖまで変化させること
で、広い出力電力範囲における電力利得平坦性を得るこ
とができる。 Ｖcmin（Ｖ）−３６７（Ω）×［１（ｍＡ）＋１（ｍ
Ａ）］＝１．３５（Ｖ）
い電力を出力しているときのベースバイアス電圧を上述
の例とは逆に１．３５Ｖ程度まで上げることにより、低
出力時の電力利得の低下を補正することができる。この
場合のＶcminはつぎの式より２．０８Ｖとなり、出力電
力に比例して増幅用トランジスタ２１のコレクタバイア
ス電圧を２．０８Ｖから３．５Ｖまで変化させること
で、広い出力電力範囲における電力利得平坦性を得るこ
とができる。 Ｖcmin（Ｖ）−３６７（Ω）×［１（ｍＡ）＋１（ｍ
Ａ）］＝１．３５（Ｖ）
【００２９】上述したように、実施の形態１によれば、
広範囲のＲＦ出力にわたって高い効率が得られる。ま
た、増幅用トランジスタ２１のベースバイアス用の抵抗
２３が、増幅用トランジスタ２１のコレクタ電圧を変化
させるためのＤＣ／ＤＣコンバータ２５に接続されてお
り、ベースバイアス制御を電流容量の大きいコレクタ電
圧源の制御と連動させることができるため、ベースバイ
アス制御端子が不要となる。
広範囲のＲＦ出力にわたって高い効率が得られる。ま
た、増幅用トランジスタ２１のベースバイアス用の抵抗
２３が、増幅用トランジスタ２１のコレクタ電圧を変化
させるためのＤＣ／ＤＣコンバータ２５に接続されてお
り、ベースバイアス制御を電流容量の大きいコレクタ電
圧源の制御と連動させることができるため、ベースバイ
アス制御端子が不要となる。
【００３０】これは、ＨＢＴを用いた電力増幅器におい
てＲＦ出力電力に比例したベース電流変化に伴うバイア
ス抵抗２３の電圧降下の変化を積極的に利用したことに
よって得られる効果である。つまり、ベースバイアス制
御端子が不要であるという効果は、一定ベースバイアス
電圧を与えたままコレクタ電圧を下げて高効率を得ると
いう一般的な方法や、ＨＥＭＴ等のようにＲＦ出力電力
に比例してゲートバイアス電流が変化しないデバイスで
は得られない効果である。
てＲＦ出力電力に比例したベース電流変化に伴うバイア
ス抵抗２３の電圧降下の変化を積極的に利用したことに
よって得られる効果である。つまり、ベースバイアス制
御端子が不要であるという効果は、一定ベースバイアス
電圧を与えたままコレクタ電圧を下げて高効率を得ると
いう一般的な方法や、ＨＥＭＴ等のようにＲＦ出力電力
に比例してゲートバイアス電流が変化しないデバイスで
は得られない効果である。
【００３１】なお、実施の形態１においては、抵抗２３
をＨＢＴのベース層を利用して構成するとしたが、これ
に限らず、抵抗２３またはそれを分割した一部をサーミ
スタ等の温度補償用抵抗で構成してもよい。そうすれ
ば、温度補償用トランジスタ２２のダイオード電流Ｉbi
asの温度変化時の変動を補償することができる。
をＨＢＴのベース層を利用して構成するとしたが、これ
に限らず、抵抗２３またはそれを分割した一部をサーミ
スタ等の温度補償用抵抗で構成してもよい。そうすれ
ば、温度補償用トランジスタ２２のダイオード電流Ｉbi
asの温度変化時の変動を補償することができる。
【００３２】また、実施の形態１においては、検出装置
２４は、増幅用トランジスタ２１のコレクタ出力電力を
検出するとしたが、これに限らず、増幅用トランジスタ
２１のベース入力電力を検出する構成としてもよい。
２４は、増幅用トランジスタ２１のコレクタ出力電力を
検出するとしたが、これに限らず、増幅用トランジスタ
２１のベース入力電力を検出する構成としてもよい。
【００３３】また、図８に示すように、抵抗２３を、バ
イアス用のチョークコイル２６を介さずに、増幅用トラ
ンジスタ２１のコレクタに直接接続した構成としてもよ
い。このように構成しても、図１に示す増幅器と同様の
動作が可能である。加えて、抵抗２３が低周波負帰還と
して働くので、安定化の効果も同時に得られる。さらに
は、抵抗２３と増幅用トランジスタ２１のコレクタとを
チップ内配線により接続することができるため、半導体
チップの端子数を減らすことができる。
イアス用のチョークコイル２６を介さずに、増幅用トラ
ンジスタ２１のコレクタに直接接続した構成としてもよ
い。このように構成しても、図１に示す増幅器と同様の
動作が可能である。加えて、抵抗２３が低周波負帰還と
して働くので、安定化の効果も同時に得られる。さらに
は、抵抗２３と増幅用トランジスタ２１のコレクタとを
チップ内配線により接続することができるため、半導体
チップの端子数を減らすことができる。
【００３４】また、図９に示すように、ベースバイアス
の供給を、チョークコイルの代わりに第２の抵抗として
抵抗２８を用いておこなう構成としてもよい。この場合
は、上述した計算で得たベースバイアス抵抗値３６７Ω
のうちの一部を抵抗２８として用いれば、図１に示す増
幅器とほぼ同様の動作が可能となる。また、チョークコ
イルを用いた場合よりも小型化が図れる。
の供給を、チョークコイルの代わりに第２の抵抗として
抵抗２８を用いておこなう構成としてもよい。この場合
は、上述した計算で得たベースバイアス抵抗値３６７Ω
のうちの一部を抵抗２８として用いれば、図１に示す増
幅器とほぼ同様の動作が可能となる。また、チョークコ
イルを用いた場合よりも小型化が図れる。
【００３５】（実施の形態２）
図１０は、実施の形態２にかかる高周波電力増幅器の構
成を示す回路図である。この高周波電力増幅器は、図１
に示す実施の形態１の高周波電力増幅器の前段に整合回
路４０を介して、増幅用のＨＢＴ４１を接続し、その前
段増幅用トランジスタ４１のベースバイアス電圧を実施
の形態１の高周波電力増幅器のベースバイアス回路から
供給するようにしたものである。すなわち、前段増幅用
トランジスタ４１のベースは、ＲＦチョークコイル４２
および抵抗２３を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２５に接
続されている。
成を示す回路図である。この高周波電力増幅器は、図１
に示す実施の形態１の高周波電力増幅器の前段に整合回
路４０を介して、増幅用のＨＢＴ４１を接続し、その前
段増幅用トランジスタ４１のベースバイアス電圧を実施
の形態１の高周波電力増幅器のベースバイアス回路から
供給するようにしたものである。すなわち、前段増幅用
トランジスタ４１のベースは、ＲＦチョークコイル４２
および抵抗２３を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２５に接
続されている。
【００３６】たとえば、増幅用トランジスタ２１、温度
補償用トランジスタ２２、抵抗２３、前段増幅用トラン
ジスタ４１およびチョークコイル２６，２７，４２は同
一の半導体チップに形成されている。その他の構成は実
施の形態１と同じであるため、実施の形態１と同じ構成
については同一の符号を付して説明を省略する。
補償用トランジスタ２２、抵抗２３、前段増幅用トラン
ジスタ４１およびチョークコイル２６，２７，４２は同
一の半導体チップに形成されている。その他の構成は実
施の形態１と同じであるため、実施の形態１と同じ構成
については同一の符号を付して説明を省略する。
【００３７】実施の形態２によれば、広範囲のＲＦ出力
にわたって高効率の二段構成のアンプが得られる。ま
た、前段増幅用トランジスタ４１用のベースバイアス回
路が不要となるため、回路構成が簡素化され、小型化が
図れる。
にわたって高効率の二段構成のアンプが得られる。ま
た、前段増幅用トランジスタ４１用のベースバイアス回
路が不要となるため、回路構成が簡素化され、小型化が
図れる。
【００３８】なお、図１１に示すように、抵抗２３を抵
抗４３と抵抗４４に分割し、抵抗４３と抵抗４４との分
割点にチョークコイル４２を介して前段増幅用トランジ
スタ４１のベースを接続してもよい。このようにすれ
ば、前段増幅用トランジスタ４１のバイアス点を終段の
増幅用トランジスタ２１よりも高く設定することができ
るので、より高い線型を得るために前段増幅用トランジ
スタ４１をＡ級に近い動作点で動作させることができ
る。
抗４３と抵抗４４に分割し、抵抗４３と抵抗４４との分
割点にチョークコイル４２を介して前段増幅用トランジ
スタ４１のベースを接続してもよい。このようにすれ
ば、前段増幅用トランジスタ４１のバイアス点を終段の
増幅用トランジスタ２１よりも高く設定することができ
るので、より高い線型を得るために前段増幅用トランジ
スタ４１をＡ級に近い動作点で動作させることができ
る。
【００３９】（実施の形態３）
図１２は、実施の形態３にかかる通信装置の構成を示す
ブロック図である。この通信装置は、アンテナ５１、フ
ロントエンド回路を構成する低雑音増幅回路５２、Ｉ
Ｆ、ＲＦ回路５３、ベースバンド回路５４および音声処
理回路５５を備えている。低雑音増幅回路５２は、上述
した検出装置２４、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５、電力増
幅器６１，６２およびデュプレクサ６３を備えている。
電力増幅器６１は、上述した増幅用トランジスタ２１、
温度補償用トランジスタ２２、抵抗２３、前段増幅用ト
ランジスタ４１およびチョークコイル２６，２７，４２
などからなる半導体チップで構成されている（図１０ま
たは図１１参照）。
ブロック図である。この通信装置は、アンテナ５１、フ
ロントエンド回路を構成する低雑音増幅回路５２、Ｉ
Ｆ、ＲＦ回路５３、ベースバンド回路５４および音声処
理回路５５を備えている。低雑音増幅回路５２は、上述
した検出装置２４、ＤＣ／ＤＣコンバータ２５、電力増
幅器６１，６２およびデュプレクサ６３を備えている。
電力増幅器６１は、上述した増幅用トランジスタ２１、
温度補償用トランジスタ２２、抵抗２３、前段増幅用ト
ランジスタ４１およびチョークコイル２６，２７，４２
などからなる半導体チップで構成されている（図１０ま
たは図１１参照）。
【００４０】
【発明の効果】この発明によれば、増幅用トランジスタ
のベース入力電力またはコレクタ出力電力を検出する検
出手段と、その検出した電力に比例して増幅用トランジ
スタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手段が設けら
れており、その電圧変化手段に、増幅用トランジスタの
ベースバイアス用の抵抗が接続されているため、広範囲
のＲＦ出力にわたって高い効率が得られるとともに、ベ
ースバイアス制御端子が不要となる。
のベース入力電力またはコレクタ出力電力を検出する検
出手段と、その検出した電力に比例して増幅用トランジ
スタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手段が設けら
れており、その電圧変化手段に、増幅用トランジスタの
ベースバイアス用の抵抗が接続されているため、広範囲
のＲＦ出力にわたって高い効率が得られるとともに、ベ
ースバイアス制御端子が不要となる。
【図１】本発明の実施の形態１にかかる高周波電力増幅
器の構成を示す回路図である。
器の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態１にかかる高周波電力増幅器を構成
する抵抗の実施例を模式的に示す断面図である。
する抵抗の実施例を模式的に示す断面図である。
【図３】ヘテロ接合バイポーラトランジスタの構成を模
式的に示す断面図である。
式的に示す断面図である。
【図４】実施の形態１にかかる高周波電力増幅器におけ
るＲＦ出力電力値に対するコレクタ電圧値変化テーブル
である。
るＲＦ出力電力値に対するコレクタ電圧値変化テーブル
である。
【図５】実施の形態１にかかる高周波電力増幅器と従来
の高周波電力増幅器との効率比較結果を示すグラフであ
る。
の高周波電力増幅器との効率比較結果を示すグラフであ
る。
【図６】実施の形態１にかかる高周波電力増幅器の効率
を測定したときの構成を示す図である。
を測定したときの構成を示す図である。
【図７】比較として従来の高周波電力増幅器の効率を測
定したときの構成を示す図である。
定したときの構成を示す図である。
【図８】実施の形態１にかかる高周波電力増幅器の他の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図９】実施の形態１にかかる高周波電力増幅器のさら
に他の構成を示す回路図である。
に他の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態２にかかる高周波電力増
幅器の構成を示す回路図である。
幅器の構成を示す回路図である。
【図１１】実施の形態２にかかる高周波電力増幅器の他
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態３にかかる通信装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１３】従来のエミッタフォロワトランジスタ型定電
圧源バイアス回路を用いた高周波電力増幅器を示す回路
図である。
圧源バイアス回路を用いた高周波電力増幅器を示す回路
図である。
【図１４】ベースバイアス回路に抵抗を用いた場合の高
周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
周波電力増幅器の構成を示す回路図である。
２１ 増幅用トランジスタ
２２ 温度補償用トランジスタ
２３ 抵抗
２４ 検出手段（検出装置）
２５ 電圧変化手段（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
２８ 第２の抵抗
３１ ベース層
４１ 前段増幅用トランジスタ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03F 1/00 - 3/72
Claims (16)
- 【請求項１】 エミッタが接地側に接続され、かつベー
スに入力された電力を増幅してコレクタに出力する増幅
用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、 前記増幅用トランジスタのベース−コレクタ間に接続さ
れた抵抗と、 前記増幅用トランジスタのベース入力電力またはコレク
タ出力電力を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された電力に比例して前記増幅
用トランジスタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段と、 エミッタが接地側に接続され、かつベースおよびコレク
タが前記増幅用トランジスタのベース側に接続された温
度補償用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、 を具備し、 前記電圧変化手段は、前記増幅用トランジスタのコレク
タ出力電力が変化したときに、 前記増幅用トランジスタのベース電圧が、前記増幅用ト
ランジスタのコレクタ出力電力が最大である時に適当な
隣接チャネル漏洩電力となるような電圧に等しくなるよ
うに前記増幅用トランジスタのコレクタ電圧を変化させ
ることを特徴とする高周波電力増幅器。 - 【請求項２】 エミッタが接地側に接続され、かつベー
スに入力された電力を増幅してコレクタに出力する増幅
用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、 前記増幅用トランジスタのベース−コレクタ間に接続さ
れた抵抗と、 前記増幅用トランジスタのベース入力電力またはコレク
タ出力電力を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された電力に比例して前記増幅
用トランジスタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段と、 エミッタが接地側に接続され、かつベースおよびコレク
タが前記増幅用トランジスタのベース側に接続された温
度補償用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、 を具備し、 前記電圧変化手段は、前記増幅用トランジスタのコレク
タ出力電力がその最大値よりも小さいときに、 前記増幅用トランジスタのベース電圧が、前記増幅用ト
ランジスタのコレクタ出力電力が最大である時に適当な
隣接チャネル漏洩電力となるような電圧よりも低くなる
ように前記増幅用トランジスタのコレクタ電圧を変化さ
せることを特徴とする高周波電力増幅器。 - 【請求項３】 エミッタが接地側に接続され、かつベー
スに入力された電力を増幅してコレクタに出力する増幅
用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、 前記増幅用トランジスタのベース−コレクタ間に接続さ
れた抵抗と、 前記増幅用トランジスタのベース入力電力またはコレク
タ出力電力を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された電力に比例して前記増幅
用トランジスタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段と、 エミッタが接地側に接続され、かつベースおよびコレク
タが前記増幅用トランジスタのベース側に接続された温
度補償用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、 を具備し、 前記電圧変化手段は、前記増幅用トランジスタのコレク
タ出力が変化したときに、前記増幅用トランジスタの電
力利得が一定になるように前記増幅用トランジスタのコ
レクタ電圧を変化させることを特徴とする高周波電力増
幅器。 - 【請求項４】 前記抵抗と前記増幅用トランジスタのベ
ースとの間に第２の抵抗が接続されていることを特徴と
する請求項１〜３のいずれか一つに記載の高周波電力増
幅器。 - 【請求項５】 前記電圧変化手段は、前記増幅用トラン
ジスタのコレクタ出力電力が変化したときに、前記増幅
用トランジスタのベース−コレクタ間に接続された前記
抵抗の電圧降下量と前記第２の抵抗の電圧降下量との和
の変化分に等しくなるように、前記増幅用トランジスタ
のコレクタ電圧を変化させることを特徴とする請求項４
に記載の高周波電力増幅器。 - 【請求項６】 前記電圧変化手段は、前記増幅用トラン
ジスタのコレクタ出力電力が変化したときに、前記抵抗
の電圧降下量の変化分に等しくなるように、前記増幅用
トランジスタのコレクタ電圧を変化させることを特徴と
する請求項１〜３のいずれか一つに記載の高周波電力増
幅器。 - 【請求項７】 前記抵抗は、前記増幅用トランジスタの
コレクタ電圧をベースに帰還させるための負帰還抵抗を
兼ねていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一
つに記載の高周波電力増幅器。 - 【請求項８】 前記増幅用トランジスタのベース−コレ
クタ間に接続された前記抵抗はサーミスタであることを
特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の高周波
電力増幅器。 - 【請求項９】 前記増幅用トランジスタのベース−コレ
クタ間に接続された前記抵抗は、ヘテロ接合バイポーラ
トランジスタのベース層により構成されていることを特
徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の高周波電
力増幅器。 - 【請求項１０】 エミッタが接地側に接続され、かつベ
ースに入力された電力を増幅してコレクタに出力し、そ
のコレクタ出力電力を前記増幅用トランジスタのベース
に供給する前段増幅用のヘテロ接合バイポーラトランジ
スタをさらに具備し、 前記前段増幅用トランジスタのベースバイアス電圧は、
前記増幅用トランジスタのベース−コレクタ間に接続さ
れた前記抵抗を介して供給されていることを特徴とする
請求項１〜９のいずれか一つに記載の高周波電力増幅
器。 - 【請求項１１】 エミッタが接地側に接続され、かつベ
ースに入力された電力を増幅してコレクタに出力し、そ
のコレクタ出力電力を前記増幅用トランジスタのベース
に供給する前段増幅用のヘテロ接合バイポーラトランジ
スタをさらに具備し、 前記前段増幅用トランジスタのベースバイアス電圧は、
前記増幅用トランジスタのベース−コレクタ間に接続さ
れた前記抵抗を分割した分割点から供給されていること
を特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載の高周
波電力増幅器。 - 【請求項１２】 前記増幅用トランジスタ、前記温度補
償用トランジスタ、前記前段増幅用トランジスタおよび
前記各抵抗は、同一の半導体上に形成されていることを
特徴とする請求項１０または１１に記載の高周波電力増
幅器。 - 【請求項１３】 エミッタが接地側に接続され、かつベ
ースに入力された電力を増幅してコレクタに出力する増
幅用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、エミッタ
が接地側に接続され、かつベースおよびコレクタが前記
増幅用トランジスタのベースに共通接続された温度補償
用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、エミッタが
接地側に接続され、かつベースに入力された電力を増幅
してコレクタに出力し、そのコレクタ出力電力を前記増
幅用トランジスタのベースに供給する前段増幅用のヘテ
ロ接合バイポーラトランジスタと、前記増幅用トランジ
スタのベース−コレクタ間に接続され、かつ前記前段増
幅用トランジスタのベースバイアス電圧を供給する抵抗
と、を同一の半導体上に形成してなる半導体装置と、 前記増幅用トランジスタのベース入力電力またはコレク
タ出力電力を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された電力に対応して前記増幅
用トランジスタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段と、 をＲＦフロントエンド回路に具備し、 前記電圧変化手段は、前記増幅用トランジスタのコレク
タ出力電力が変化したときに、 前記増幅用トランジスタのベース電圧が、前記増幅用ト
ランジスタのコレクタ出力電力が最大である時に適当な
隣接チャネル漏洩電力となるような電圧に等しくなるよ
うに前記増幅用トランジスタのコレクタ電圧を変化させ
ることを特徴とする通信装置。 - 【請求項１４】 エミッタが接地側に接続され、かつベ
ースに入力された電力を増幅してコレクタに出力する増
幅用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、エミッタ
が接地側に接続され、かつベースおよびコレクタが前記
増幅用トランジスタのベースに共通接続された温度補償
用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、エミッタが
接地側に接続され、かつベースに入力された電力を増幅
してコレクタに出力し、そのコレクタ出力電力を前記増
幅用トランジスタのベースに供給する前段増幅用のヘテ
ロ接合バイポーラトランジスタと、前記増幅用トランジ
スタのベース−コレクタ間に接続され、かつ前記前段増
幅用トランジスタのベースバイアス電圧を供給する抵抗
と、を同一の半導体上に形成してなる半導体装置と、 前記増幅用トランジスタのベース入力電力またはコレク
タ出力電力を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された電力に対応して前記増幅
用トランジスタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段と、 をＲＦフロントエンド回路に具備し、 前記電圧変化手段は、前記増幅用トランジスタのコレク
タ出力電力がその最大値よりも小さいときに、 前記増幅用トランジスタのベース電圧が、前記増幅用ト
ランジスタのコレクタ出力電力が最大である時に適当な
隣接チャネル漏洩電力となるような電圧よりも低くなる
ように前記増幅用トランジスタのコレクタ電圧を変化さ
せることを特徴とする通信装置。 - 【請求項１５】 エミッタが接地側に接続され、かつベ
ースに入力された電力を増幅してコレクタに出力する増
幅用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、エミッタ
が接地側に接続され、かつベースおよびコレクタが前記
増幅用トランジスタのベースに共通接続された温度補償
用のヘテロ接合バイポーラトランジスタと、エミッタが
接地側に接続され、かつベースに入力された電力を増幅
してコレクタに出力し、そのコレクタ出力電力を前記増
幅用トランジスタのベースに供給する前段増幅用のヘテ
ロ接合バイポーラトランジスタと、前記増幅用トランジ
スタのベース−コレクタ間に接続され、かつ前記前段増
幅用トランジスタのベースバイアス電圧を供給する抵抗
と、を同一の半導体上に形成してなる半導体装置と、 前記増幅用トランジスタのベース入力電力またはコレク
タ出力電力を検出する検出手段と、 前記検出手段により検出された電力に対応して前記増幅
用トランジスタのコレクタ電圧を変化させる電圧変化手
段と、 をＲＦフロントエンド回路に具備し、 前記電圧変化手段は、前記増幅用トランジスタのコレク
タ出力が変化したときに、前記増幅用トランジスタの電
力利得が一定になるように前記増幅用トランジスタのコ
レクタ電圧を変化させることを特徴とする通信装置。 - 【請求項１６】 前記半導体装置には、前記抵抗と前記
増幅用トランジスタのベースとの間に接続された第２の
抵抗が形成されていることを特徴とする請求項１３〜１
５のいずれか一つに記載の通信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000068537A JP3474825B2 (ja) | 2000-03-13 | 2000-03-13 | 高周波電力増幅器および通信装置 |
| US09/802,132 US6690237B2 (en) | 2000-03-13 | 2001-03-09 | High frequency power amplifier, and communication apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000068537A JP3474825B2 (ja) | 2000-03-13 | 2000-03-13 | 高周波電力増幅器および通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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