JP4770344B2

JP4770344B2 - 電力増幅器

Info

Publication number: JP4770344B2
Application number: JP2005264168A
Authority: JP
Inventors: 和也山本; 智之浅田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-09-12
Filing date: 2005-09-12
Publication date: 2011-09-14
Anticipated expiration: 2025-09-12
Also published as: US20070057729A1; JP2007081561A; US7408412B2

Description

本発明は、負荷変動時に起こる歪み特性の劣化を抑制することができる電力増幅器及び無線通信装置に関するものである。

現在、ＣＤＭＡをはじめとする携帯電話用電力増幅器として、ＧａＡｓ電力増幅器が広く用いられている。図１０は、ＣＤＭＡ用携帯電話の無線通信装置を示すブロック図である。

ここで、ＡＮＴは信号の送信及び受信を行うアンテナ端子である。ＢＢは、受信信号を復調して複合化し、送信信号を復号化して変調するベースバンド信号処理部である。ＲＦ−ＩＣは、ＢＢから出力された信号を所定の周波数に変換するＲＦ回路である。ＢＰＦは、帯域通過フィルタである。ＰＡは、ＲＦ−ＩＣから出力された信号を増幅する電力増幅器である。ＩＳＯは、アンテナ端子ＡＮＴにおける負荷変動の影響を電力増幅器ＰＡに及ぼさないようにするための一方向性電力伝達素子であるアイソレータである。ＤＵＰは、電力増幅器ＰＡからの送信信号をアンテナ端子ＡＮＴに送り、アンテナ端子ＡＮＴからの受信信号（送信信号とは帯域が異なる）をＲＦ−ＩＣの受信部に送る帯域通過フィルタであるデュプレクサである。

図１１は、従来の電力増幅回路を示す回路図である。図中において、点線枠内にある回路素子はＧａＡｓチップ上に形成され、それ以外の回路素子はモジュール基板上のチップ部品や線路に形成されている。

ＩＮはＲＦ信号の入力端子であり、ＯＵＴはＲＦ信号の出力端子である。そして、トランジスタＴｒ_１，Ｔｒ_２は、電力増幅用のヘテロ接合バイポーラトランジスタ（以下、ＨＢＴと記す。）であり、それぞれ初段，終段トランジスタである。Ｂｉａｓ１，Ｂｉａｓ２は、初段，終段トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベースにそれぞれバイアス電流を供給するバイアス回路である。ＶｃｂはＢｉａｓ１，Ｂｉａｓ２の電源端子であり、Ｖｒｅｆはバイアス回路Ｂｉａｓ１，Ｂｉａｓ２の入力電圧端子である。

また、Ｒｂ１、Ｒｂ２、Ｒｂ１２、Ｒｂ２２は抵抗であり、Ｃ１〜Ｃ４、Ｃ２１〜Ｃ２３、Ｃｄ１、Ｃｄ２、Ｃｄｂは容量であり、Ｌ１、Ｌ２はインダクタである。そして、Ｌ１１、Ｌ２１〜Ｌ２３は特定の電気長を有する線路であり、インダクタとして作用する。Ｖｃ２，Ｖｂ２はそれぞれトランジスタＴｒ２のコレクタ電圧とベース電圧である。

図１２は、バイアス回路Ｂｉａｓ１，Ｂｉａｓ２を示す回路図である。Ｔｒｂ１〜Ｔｒｂ５はＨＢＴであり、Ｒｂｂ１〜Ｒｂｂ５は抵抗であり、Ｖｒｅｆｂはバイアス回路Ｂｉａｓ１，Ｂｉａｓ２の入力電圧端子であり、Ｖｃｂはバイアス回路Ｂｉａｓ１，Ｂｉａｓ２のコレクタ電源端子であり、Ｖｂｏ１，Ｖｂｏ２はバイアス回路Ｂｉａｓ１，Ｂｉａｓ２の出力端子である。このバイアス回路Ｂｉａｓ１，Ｂｉａｓ２は、電力増幅用のトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のアイドル電流（ＲＦ信号が入力されない時のバイアス電流）を温度変化に対して一定に保つように動作する（例えば、特許文献１参照）。

ところで、電力増幅器の歪み特性は、アンテナでの負荷変動に大きく影響する。このため、出力特性として歪み特性が重視されるＣＤＭＡ用電力増幅器などでは、図１０に示したように電力増幅器ＰＡの直後にアイソレータＩＳＯを設けて、アンテナＡＮＴでの負荷変動の影響を電力増幅器ＰＡが受けないようにしていた。しかし、アイソレータは携帯部品の中では比較的高価で、かつ部品の高さがあるため、低価格化・小型化のためにアイソレータが無くても歪み特性を満足する電力増幅器の提供が強く望まれている。なお、ここでは、歪み特性として隣接チャネル漏洩電力（ACLR: Adjacent Channel Leakage Power Ratio）を指標にする。

アイソレータが無い場合に従来の電力増幅器の負荷変動試験を行うための回路を図１３に示す。これは、図１１の回路に負荷インピーダンスを変化させるためのチューナを設けたものであり、チューナのインピーダンスＺＬを変化させると、出力負荷が変化する。

図１４は、チューナの位相（出力負荷）に対する図１３の電力増幅器の特性を示す図である。ただし、カプラでモニタした前進波の出力電力を一定にしてＡＣＬＲ、電力利得、Ｔｒ２のコレクタ電流Ｉｃ２、Ｔｒ２のコレクタ電圧Ｖｃ２及びベース電圧Ｖｂ２、Ｔｒ２のバイアス電流Ｉｃｂ２を測定している。なお、入力電力は利得の変化に追随して各位相で異なる。

図１４中のコレクタ電流（動作電流）Ｉｃ２の中間地点Ａ、大電流地点Ｂ、低電流地点Ｃに対する負荷曲線の例を示したものが、図１５中の曲線Ｃ_Ａ、Ｃ_Ｂ、Ｃ_Ｃである。但し、実際の負荷曲線は、大きなリアクタンス成分により図１６に示すように膨らんでいるが、ここでは解釈を簡単にするために図１４を用いて説明する。

大電流地点Ｂでは、負荷曲線は図１５のＣ_Ｂに示すように立っており、コレクタ電流Ｉｃ２の増加が大きい。一方、低電流地点Ｃでは、負荷曲線は図１５のＣ_Ｃに示すように寝ており、ＲＦ入力電力が無い状態のバイアス点であるアイドル地点Ａ１におけるコレクタ電流Ｉｃ２の増加分は小さい。これに対して、利得はＢ点では低いが、Ｃ点では高くなっている。

また、電力増幅器の歪み特性（ＡＣＬＲ）は、初段と終段のトランジスタの歪みのバランスで決定される。このため、Ｃ点のようにコレクタ電流Ｉｃ２が小さい場合、同じ出力電カで比較すると、ＡＣＬＲの劣化が大きくなり、目標のＡＣＬＲを満足できない場合がある。これらの特徴を図１７にまとめている。

また、従来の電力増幅器として、入力電力や出力電力を検出して終段トランジスタのバイアスを変化させるものが提案されていた（例えば、特許文献２〜６参照）。

特開２００４−３４３２４４号公報特開２００１−２５７５４０号公報特開平７−２２８５７号公報特開２００４−７２２５０号公報特開２００２−４３８５５号公報特開平１１−２２０３３８号公報

しかし、ＣＤＭＡ用電力増幅器は入力電力を制御しながら出力電力を調整するものであり、入力電力及び出力電力は端末と基地局の距離に応じて随時変化する。従って、低動作電流状態は低出力時にも存在し、低動作電流状態であるＣ点と区別できない。そして、低出力時に低消費電力化のためにＤＣ−ＤＣコンバータを用いて電源電圧を低下させる場合もあり、この場合は電力利得も低下するので、電力利得を検出することで負荷変動を検出することは実用上難しい。さらに、低出力時にはＶｂ２のＤＣ電圧値が上昇するので、Ｖｂ２を検出しても、Ｃ点の場合と区別できない。このため、従来のように入力電力や出力電力を検出しても、負荷変動を検出することができなかった。従って、従来の電力増幅器では負荷変動時に歪み特性が劣化するという問題点があった。

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は負荷変動時に起こる歪み特性の劣化を抑制することができる電力増幅器及び無線通信装置を得るものである。

上記の課題に対し、本発明者は、図１４中のＣ点での負荷変動時のＡＣＬＲの劣化を検出するには、ピークＶｃ２、又はＩｃ２／Ｉｃｂ２を検出すればよいことを見出した。ここで、Ｉｃｂ２はＴｒ２のベース電流に対応するため、Ｉｃ２／Ｉｃｂ２はＴｒ２の電流増幅率に相当する。

本発明に係る電力増幅器は、電力増幅用トランジスタと、電力増幅用トランジスタのベースにバイアス電流を供給するバイアス回路と、電力増幅用トランジスタのコレクタ電圧のピーク値を検出するカレントミラー回路ＣＭと、コレクタ電圧のピーク値が予め設定した電圧より高くなると、前記電力増幅用トランジスタの負荷曲線を立たせる制御回路とを備える。本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。

本発明により、負荷変動時に起こる歪み特性の劣化を抑制することができる。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力増幅器を示す回路図である。この電力増幅器は、図１１に示す従来の電力増幅器の構成に加えて、Ｔｒ２のコレクタ電圧のピーク値（ピークＶｃ２）を検出するカレントミラー回路ＣＭと、ピークＶｃ２が予め設定した電圧より高くなると、Bias2aを制御してバイアス電流を増加させる制御回路ｃｏｎｔとを更に有する。

カレントミラー回路ＣＭは、ＨＢＴであるＴｒｆ１〜Ｔｒｆｎ，Ｔｒｆｍと、抵抗Ｒｆ１〜Ｒｆ３，Ｒｍ１〜Ｒｍ４と、容量Ｃｍ２，Ｃｍ３と、チョークインダクタＬｍ１とを有する。ここで、Ｌｍ１、Ｃｍ２、Ｃｍ３は高周波成分を除去するための平滑用素子であり、ＧａＡｓチップ上に形成するには大きいため、モジュール基板上などにチップ部品として配置される。

図２は、制御回路を示す回路図である。制御回路は、差動増幅器とレベルシフト回路で構成され、ＨＢＴであるＴｒｃ１〜Ｔｒｃ６と、抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ７とを有する。そして、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｒｅｆ２はリファレンス電圧、Ｖｃｏｎ１及びＶｃｏｎ２は出力電圧、Ｖｃｂ３はコレクタ電源である。

図３は、後段トランジスタ用のバイアス回路を示す回路図である。この後段トランジスタ用のバイアス回路は、図１２に示すバイアス回路の構成に加えて、ＨＢＴであるＴｒｂ３と、抵抗Ｒｂｂ５１、Ｒｂｂ６とを更に有する。

次に、上記の電力増幅器の動作について説明する。Ｔｒ２のコレクタ電圧Ｖｃ２が電圧モニタ用のＶｂｅマルチプライヤ付きカレントミラー回路ＣＭで予め設定した電圧を越えると、Ｔｒｆｍに電流が流れ、Ｔｒｍに流れる。これによりモニタ電圧ＶｍｏはＶｒｅｆ２のリファレンス電圧より低くなり、Ｖｃｏｎ１はＨｉｇｈからＬｏｗに変化し、Ｔｒｂ３がＯＮ状態からＯＦＦ状態になり、Ｔｒ２のバイアス電流が増加し、歪み特性を改善することができる。また、本回路は、電力増幅器だけで構成できるので、電力増幅器以外の付加回路を必要としない。また、必要な回路をＧａＡｓチップ上で実現できるため、周辺回路との協調を必要としない。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２に係る電力増幅器を示す回路図である。実施の形態１との違いは、カレントミラー回路ＣＭが、ＲＦ阻止インダクタＬｍ１の代わりに、高周波成分を除去するためにｔｗｉｎ−Ｔ型回路（ノッチフィルタ）を有する点である。ｔｗｉｎ−Ｔ型回路は、抵抗Ｒｎ１〜Ｒｎ３、容量Ｃｎ１〜Ｃｎ３だけで構成することでき、その中心周波数を動作周波数帯域に設定することにより、チップ部品Ｌｍ１を省略することができる。その結果、高周波成分を除去するための構成をＧａＡｓチップの面積を少し増加させるだけで実現できるため、電力増幅器を小型化することができる。また、実施の形態１と同様の効果を得ることもできる。

実施の形態３．
図５は、本発明の実施の形態３に係る電力増幅器を示す回路図である。この電力増幅器は、実施の形態１に係る電力増幅回路の構成に加えて、容量Ｃ_０１と、ダイオードＤ_０１と、抵抗Ｒ_０１とを有する。

実施の形態１と同様に、Ｔｒ２のコレクタ電圧Ｖｃ２が予め設定したＶｂｅマルチプライヤ内蔵のカレントミラー回路ＣＭの閾値電圧を越えると、Ｔｒｆｍに電流が流れ、Ｔｆｍにも電流が流れるようになる。その結果、モニタ電圧Ｖｍｏがリファレンス電圧Ｖｒｅｆ２より低下し、Ｖｃｏｎ２がＬｏｗからＨｉｇｈに変化する。これによりダイオードＤ_０１に電流が流れ、ダイオードがＯＦＦからＯＮに変化し、負荷曲線が寝ているＣ_Ｃの状態から負荷曲線が立っているＣ_Ａの状態に変化する。即ち、制御回路ｃｏｎｔは、ピークＶｃ２が予め設定した電圧より高くなると、Ｔｒ２の負荷曲線を立たせる。これにより、実施の形態１と同様に歪み特性の劣化を抑制することができる。

ただし、歪み特性の劣化は、図１５に示すように負荷曲線の傾きが最適でないことに起因する。従って、実施の形態１，２のようにバイアス電流を制御するよりも、実施の形態３のように負荷線を制御する方が効果的な場合が多い。

実施の形態４．
図６は、本発明の実施の形態４に係る電力増幅器を示す回路図である。この電力増幅器は、実施の形態１と同様に終段Ｔｒ２のピークＶｃ２を検出し、実施の形態１と同様にＴｒ２のバイアス電流を制御し、かつ実施の形態３と同様に負荷線を制御するものである。これにより、実施の形態１及び実施の形態３と同様の効果を得ることができる。

実施の形態５．
図７は、本発明の実施の形態５に係る電力増幅器を示す回路図である。この電力増幅器は、ピークＶｃ２の検出を行うために、実施の形態１のようなＶｂｅマルチプライヤ付きカレントミラー回路ＣＭの代わりに、ダイオード検波回路を用いている。ダイオード検波回路は、容量Ｃｍ１，Ｃｍ２と、抵抗Ｒｍ１〜Ｒｍ４と、ダイオードＤ_０１とを有する。ダイオード検波回路は、カレントミラー回路ＣＭに比べてピークＶｃ２の検出精度が若干劣るものの、より簡便に構成することができるという利点がある。

次に、上記の電力増幅器の動作について説明する。Ｖｒｅｆ端子からＲｍ１を介して低バイアス電流をＤ_０１に供給し、Ｃｍ１を介してＴｒ２のピークＶｄを検波し、ＤＣ電圧Ｖｍ０に平滑化する。Ｒｍ２及びＲｍ３の抵抗分割値を適当に設定することで、あるピークＶｃ２を越えた場合にＶｍ０がリファレンス電圧Ｖｒｅｆ２を越え、出力電圧Ｖｃｏｎ２がＨｉｇｈからＬｏｗに変化する。この結果、バイアス電流が増加し、負荷変動時の歪み特性を改善することができる。

実施の形態６．
本発明の実施の形態６に係る電力増幅器は、実施の形態１〜５に係る電力増幅器においてモニタ電圧Ｖｍｏの出力を図１０のべースバンドＬＳＩに帰還させ、その出力レベルをＡＤ変換してある設定値以上になった場合、ＲＦ−ＩＣから送られる電力増幅器への入力電力を低下させる。即ち、制御回路は、カレントミラー回路ＣＭからピーク値が予め設定した電圧より高くなると、ベースバンド信号処理部を制御して、ＲＦ回路から電力増幅回路に入力される信号の電力を低下させる。

これにより、電力増幅器自身のバイアス電流の増加だけでなく、入力電力も低下させることにより、出力電力レベルは低下するものの、実施の形態１〜５よりも歪み特性を改善することができる。

実施の形態７．
図８は、本発明の実施の形態７に係る電力増幅器を示す回路図である。この電力増幅回路は、図１１に示す従来の電力増幅器の構成に加えて、モニタ端子Ｖｃｂ２２，Ｖｃｃ２２と、Ｉｃ２及びＩｃｂ２を電圧に変換するための電圧感知抵抗Ｒｃｃ２とＲｃｂ２と、抵抗Ｒｍ１〜Ｒｍ６と、ＨＢＴであるＴｍ１，Ｔｒｍ２と、演算増幅器Ｏｐ−Ａｍｐと、電流除算回路とを有する。そして、この回路は、Ｔｒ２の動作電流Ｉｃ２とバイアス回路Ｂｉａｓ２ａのバイアス電流Ｉｃｂ２をモニタし、Ｉｃ２／Ｉｃｂ２の値に応じて、ＤＣ出力電圧Ｖｃｏｕｔを出力し、その値が予め設定した値以下になった時、バイアス電流を増加させる。これにより、負荷変動時の歪み特性を改善することができる。

図９は、電流除算回路を示す回路図である。この電流除算回路は、ＨＢＴであるＴｒｃ１〜Ｔｒｃ１０と、定電流源Ｉｃｓと、抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ４と、電源電圧Ｖｃｃと、バイアス電圧Ｖｂｉａｓと、入力端子Ｖｉｎ１，Ｖｉｎ２と、出力端子Ｖｃｏｕｔとを有する。また、Ｉａ１，Ｉａ２，Ｉａ３は、それぞれＴｒｃ７，Ｔｒｃ８，Ｔｒｃ３を流れるコレクタ電流である。

次に、上記の電力増幅器の動作について説明する。Ｏｐ−Ａｍｐは、Ｉｃ２による電圧降下Ｒｃｃ２・Ｉｃ２がＲｍ３を流れる電流とＲｍ３の積に等しくなるようにＴｒｍ１のベース電圧を制御する。Ｉｃｂ２についても同様である。

電流除算回路のＶｉｎ１，Ｖｉｎ２には電圧Ｖｉ１，Ｖｉ２が印加され、Ｔｒｃ７，Ｔｒｃ８に流れる電流Ｉａ１，Ｉａ２は、。Ｏｐ−Ａｍｐで検出したＩｃ２及びＩｃｂ２に比例した電流となる。その結果、Ｔｒ３のコレクタ電流Ｉａ３は、Ｉａ２／Ｉａ１の電流となり、抵抗Ｒｃで電圧変換された出力電圧がＶｃｏｕｔから出力される。Ｒｃｃ２，Ｒｃｂ２，Ｒｍ３，Ｒｍ６、Ｒｃ１〜Ｒｃ４の値を適当に設定すると、負荷変動時つまり図１４のＣ点になった場合にＩｃ２／Ｉｃｂ２が大きく低下し、Ｉａ３＝Ｉａ２／Ｉａ１も大きく低下する。その結果、Ｔｒｃ３のコレクタ電圧Ｖｒｃは高くなり、Ｔｒｃ１０のベース電圧も上昇して、Ｔｒｃ１０がＯＮすると出力電圧ＶｃｏｕｔがＨｉｇｈからＬｏｗに変化し、バイアス電流が増加する。即ち、電流除算回路は、Ｉｃ２／Ｉｃｂ２を計算し、この値が予め設定した値より低くなると、Bias2aを制御してバイアス電流を増加させる。これにより、歪み特性を改善することができる。

本回路において、電流モニタや除算回路などはＳｉ系回路にしか作製できない。しかし、図１７に示すように負荷変動と強い相関を持つＩｃ２／Ｉｃｂ２をモニタできるので、実施の形態１〜６のようにピークＶｃ２をモニタするよりも確実に負荷変動による歪み特性の劣化を検出することができる。よって、実施例１〜５と同様に負荷変動時の電力増帽器の出力の歪み特性を改善することができる。

実施の形態８．
実施の形態８に係る電力増幅器は、実施の形態７と同様にＩｃ２／Ｉｃｂ２を検出して、実施の形態３と同様に負荷線制御を行う。即ち、電流除算回路は、Ｉｃ２／Ｉｃｂ２を計算し、この値が予め設定した値より低くなると、Ｔｒ２の負荷曲線を立たせる。この際、ＶｃｏｕｔはＴｒｃ１０のコレクタではなく、Ｔｒｃ１０のベース電圧から取り出し、Ｉｃ２／Ｉｃｂ２の値が低下した時にＶｃｏｕｔがＬｏｗからＨｉｇｈになるようにする。これにより、実施の形態７と同様の効果を得ることができる。

実施の形態９．
実施の形態９に係る電力増幅器は、実施の形態７と同様にＩｃ２／Ｉｃｂ２を検出して、実施の形態７と同様にバイアス電流を制御し、かつ実施の形態８と同様に負荷線制御を行う。これにより、実施の形態７及び８と同様の効果を得ることができる。

実施の形態１０．
本発明の実施の形態１０に係る電力増幅器は、実施の形態７〜９に係る電力増幅器においてモニタ電圧Ｖｍｏの出力を図１０のべースバンドＬＳＩに帰還させ、その出力レベルをＡＤ変換してある設定値以上になった場合、ＲＦ−ＩＣから送られる電力増幅器への入力電力を低下させる。即ち、電流除算回路は、電力増幅用トランジスタの動作電流とバイアス電流の商を計算し、この値が予め設定した値より低くなると、ベースバンド信号処理部を制御して、ＲＦ回路から電力増幅回路に入力される信号の電力を低下させる。

これにより、電力増幅器自身のバイアス電流の増加だけでなく、入力電力も低下させることにより、出力電力レベルは低下するものの、実施の形態７〜９よりも歪み特性を改善することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力増幅器を示す回路図である。制御回路を示す回路図である。後段トランジスタ用のバイアス回路を示す回路図である。本発明の実施の形態２に係る電力増幅器を示す回路図である。本発明の実施の形態３に係る電力増幅器を示す回路図である。本発明の実施の形態４に係る電力増幅器を示す回路図である。本発明の実施の形態５に係る電力増幅器を示す回路図である。本発明の実施の形態７に係る電力増幅器を示す回路図である。電流除算回路を示す回路図である。ＣＤＭＡ用携帯電話の無線通信装置を示すブロック図である。従来の電力増幅器を示す回路図である。バイアス回路を示す回路図である。アイソレータが無い場合に従来の電力増幅器の負荷変動試験を行うための回路を示す回路図である。従来の電力増幅器の出力負荷変動時における特性を示す図である。従来の電力増幅器の出力負荷変動時における負荷曲線を示す図である。従来の電力増幅器の出力負荷変動時における負荷曲線を示す図である。電力増幅器の特性について実験及びシミュレーション結果をまとめた図である。

符号の説明

ＡＮＴアンテナ端子
ＢＢベースバンド信号処理部
Ｂｉａｓ２バイアス回路
ＣＭカレントミラー回路
Ｃｏｎｔ制御回路
ＲＦ−ＩＣＲＦ回路
ＰＡ電力増幅器
Ｔｒ２電力増幅用トランジスタ

Claims

電力増幅用トランジスタと、
前記電力増幅用トランジスタのベースにバイアス電流を供給するバイアス回路と、
前記電力増幅用トランジスタのコレクタ電圧のピーク値を検出するカレントミラー回路と、
前記コレクタ電圧のピーク値が予め設定した電圧より高くなると、前記電力増幅用トランジスタの負荷曲線を立たせる制御回路とを備えることを特徴とする電力増幅器。
前記カレントミラー回路は、高周波成分を除去するためのチョークインダクタ又はノッチフィルタを有することを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
電力増幅用トランジスタと、
前記電力増幅用トランジスタのベースにバイアス電流を供給するバイアス回路と、
前記電力増幅用トランジスタの動作電流と前記バイアス電流の商を計算し、この値が予め設定した値より低くなると、前記電力増幅用トランジスタの負荷曲線を立たせる電流除算回路とを備えることを特徴とする電力増幅器。