JP4609300B2

JP4609300B2 - 電力増幅器および無線機

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Publication number: JP4609300B2
Application number: JP2005358035A
Authority: JP
Inventors: 泰崇杉本
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2005-12-12
Filing date: 2005-12-12
Publication date: 2011-01-12
Anticipated expiration: 2025-12-12
Also published as: JP2007166101A

Description

本発明は、高周波信号の電力増幅に用いて好適な電力増幅器および該電力増幅器を用いて構成される無線機に関する。

一般に、従来技術による電力増幅器として、バイポーラトランジスタを用いて高周波信号を増幅すると共に、該トランジスタの出力信号の大きさ（出力レベル）を検波し、この検波結果に応じてトランジスタのベースバイアス電圧を制御する構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。このような従来技術では、出力信号の大きさが変化してもトランジスタのベースバイアス電圧を一定に保持することができ、歪み特性の良い動作点でトランジスタを増幅動作させることができる。このため、入力信号と出力信号との間の線形性を広い範囲で確保することができ、比較的大きな入力信号に対しても線形性を保持した状態で増幅を行うことができる。

特開平６−６１７５０号公報

ところで、特許文献１には、出力レベルを検波して、その出力レベルに応じてトランジスタのベースバイアス電圧を制御することが開示されているものの、その具体的な構成、特にトランジスタの出力信号の大きさを検波する検波回路の構成は全く開示されていない。

また、特許文献１には、マイクロプロセッサを用いてベースバイアス電圧を決定する構成が開示されている。しかし、この場合には、電力増幅器全体の回路構成が複雑になると共に、高価で消費電流が大きいマイクロプロセッサが必要になるという問題がある。

本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、回路構成が簡単で小型化が可能な電力増幅器および無線機を提供することにある。

上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、高周波信号を増幅する増幅用バイポーラトランジスタと、該増幅用バイポーラトランジスタの出力信号を検波する検波回路と、該検波回路によって検波した検波信号に応じたベースバイアス電圧を前記増幅用バイポーラトランジスタのベースに印加するバイアス回路とを備えた電力増幅器において、前記バイアス回路は、バイアス電源と前記増幅用バイポーラトランジスタのベースとの間に互いに直列接続された２個の抵抗を備える構成とし、前記検波回路は、前記バイアス回路の２個の抵抗の間に設けられ前記バイアス電源から前記増幅用バイポーラトランジスタに向けてバイアス電流を流す検波用ダイオードと、該検波用ダイオードのアノードと前記増幅用バイポーラトランジスタの出力側との間に設けられ前記出力信号を該検波用ダイオードに導くインピーダンス回路と、前記検波用ダイオードのカソードとグランドとの間に設けられたバイパスコンデンサとによって構成したことを特徴としている。

請求項２の発明では、前記インピーダンス回路は、一端側が前記検波用ダイオードのアノードに接続され、他端側が前記増幅用バイポーラトランジスタのコレクタに接続される構成としている。

請求項３の発明では、高周波信号を増幅する増幅用バイポーラトランジスタと、該増幅用バイポーラトランジスタの出力信号を検波する検波回路と、該検波回路によって検波した検波信号に応じたベースバイアス電圧を前記増幅用バイポーラトランジスタのベースに印加するバイアス回路とを備えた電力増幅器において、前記バイアス回路は、バイアス電源と前記増幅用バイポーラトランジスタのベースとの間に互いに直列接続された２個の抵抗を備える構成とし、前記検波回路は、前記バイアス回路の２個の抵抗の間にベースとエミッタが接続されると共にコレクタが電源に接続され前記バイアス電源から前記増幅用バイポーラトランジスタに向けてバイアス電流を流す検波用バイポーラトランジスタと、該検波用バイポーラトランジスタのベースと前記増幅用バイポーラトランジスタの出力側との間に設けられ前記出力信号を該検波用バイポーラトランジスタに導くインピーダンス回路と、前記検波用バイポーラトランジスタのエミッタとグランドとの間に設けられたバイパスコンデンサとによって構成したことを特徴としている。

請求項４の発明では、前記インピーダンス回路は、一端側が検波用バイポーラトランジスタのベースに接続され、他端側が前記増幅用バイポーラトランジスタのコレクタに接続される構成としている。

請求項５の発明では、前記インピーダンス回路は、前記出力信号から直流成分を除去する結合コンデンサと、該結合コンデンサに直列接続された抵抗とによって構成している。

請求項６の発明では、前記増幅用バイポーラトランジスタは、複数個並列に接続する構成としている。

請求項７の発明では、本発明による電力増幅器を用いて無線機を構成している。

請求項１の発明によれば、検波回路を検波用ダイオード、インピーダンス回路およびバイパスコンデンサによって構成したから、インピーダンス回路は増幅用バイポーラトランジスタの出力信号の一部を検波用ダイオードに供給することができる。このとき、検波用ダイオードは、バイアス電源から増幅用バイポーラトランジスタに向う順方向のバイアス電流を流し、逆方向の電流を遮断する。これにより、検波用ダイオードは、出力信号の大きさを検波することができる。そして、検波用ダイオードのカソード（出力側）にはバイパスコンデンサを接続したから、該バイパスコンデンサを用いて検波用ダイオードのカソード電圧の交流成分を除去し、直流成分からなる検波信号を出力することができる。この結果、検波信号は出力信号の大きさに応じて昇降するから、バイアス回路の２個の抵抗間の電圧は、出力信号の大きさに応じて昇降する。

ところで、出力信号が大きくなって増幅用バイポーラトランジスタに流れるコレクタ電流が増大するときには、バイアス電流も増大する。このため、バイアス回路の２個の抵抗にバイアス電流の増大に伴う電圧降下が生じ、増幅用バイポーラトランジスタのベースバイアス電圧が低下しようとする。本発明では、検波回路による検波信号によってベースバイアス電圧の低下を補償することができる。この結果、歪み特性の良い動作点でバイポーラトランジスタを増幅動作させることができ、入力信号と出力信号との間の線形性を広い範囲で確保することができる。

また、検波回路を検波用ダイオード、インピーダンス回路およびバイパスコンデンサによって構成したから、検波回路の構成を簡略化することができ、小型で安価な電力増幅器を構成することができる。

請求項２の発明によれば、インピーダンス回路の両端は検波用ダイオードのアノードと増幅用バイポーラトランジスタのコレクタにそれぞれ接続される構成としたから、増幅用バイポーラトランジスタのコレクタから出力信号の一部を取り出して検波用ダイオードのアノードに供給することができる。

請求項３の発明によれば、検波回路を検波用バイポーラトランジスタ、インピーダンス回路およびバイパスコンデンサによって構成したから、インピーダンス回路は増幅用バイポーラトランジスタの出力信号の一部を検波用ダイオードに供給することができる。このとき、検波用バイポーラトランジスタは、バイアス電源から増幅用バイポーラトランジスタに向う順方向のバイアス電流を流し、逆方向の電流を遮断する。これにより、検波用バイポーラトランジスタは、出力信号の大きさを検波することができる。そして、検波用バイポーラトランジスタのエミッタ（出力側）にはバイパスコンデンサを接続したから、該バイパスコンデンサを用いて検波用バイポーラトランジスタのエミッタ電圧の交流成分を除去し、直流成分からなる検波信号を出力することができる。この結果、検波信号は出力信号の大きさに応じて昇降するから、バイアス回路の２個の抵抗間の電圧は、出力信号の大きさに応じて昇降する。これにより、請求項１の発明とほぼ同様の作用効果を得ることができる。

請求項４の発明によれば、インピーダンス回路の両端は検波用バイポーラトランジスタのベースと増幅用バイポーラトランジスタのコレクタにそれぞれ接続される構成としたから、増幅用バイポーラトランジスタのコレクタから出力信号の一部を取り出して検波用バイポーラトランジスタのベースに供給することができる。

請求項５の発明によれば、インピーダンス回路を互いに直列接続された結合コンデンサと抵抗とによって構成したから、結合コンデンサを用いて出力信号の直流成分を除去することができ、出力信号の交流成分だけを検波回路に供給することができる。

請求項６の発明では、増幅用バイポーラトランジスタを複数個並列に接続したから、単一の増幅用バイポーラトランジスタを用いたときに比べて、より大きな出力信号を得ることができる。

請求項７の発明では、本発明の電力増幅器を用いて無線機を構成したから、入力信号と出力信号との間の線形性を広い範囲で確保することができ、信号の歪みを抑制することができる。これにより、通信品質を向上し、通信距離を伸ばすことができる。

以下、本発明の実施の形態による電力増幅器を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

まず、図１は第１の実施の形態による電力増幅器を示している。図１において、電力増幅器１は、後述する増幅用バイポーラトランジスタ２、バイアス回路７および検波回路８によって大略構成されている。

増幅用バイポーラトランジスタ２は、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタによって構成されている。そして、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢは、発振に対する安定化を行う安定化抵抗３と直流成分を遮断する結合コンデンサ４（ＤＣカット素子）を介して高周波信号ＲＦの入力端子ＲＦinに接続されている。また、増幅用バイポーラトランジスタ２のエミッタＥはグランドに接続されると共に、コレクタＣは直流成分を遮断する結合コンデンサ５を介して出力端子ＲＦoutに接続されている。さらに、コレクタＣは、例えばチョークコイル６を介して電源端子ＣＣinに接続されている。そして、電源端子ＣＣinは、電源に接続され、増幅用の電源電圧Ｖccとして例えば３．３Ｖ程度の直流電圧が印加される。これにより、増幅用バイポーラトランジスタ２は、入力端子ＲＦinから入力された高周波信号ＲＦの電力増幅を行い、出力端子ＲＦoutから出力するものである。

一方、バイアス回路７は、ベース電流Ｉbを流すために互いに直列接続された例えば２個の抵抗７Ａ,７Ｂを備えると共に、これらの抵抗７Ａ,７Ｂ間には後述する検波用ダイオード９が接続されている。また、バイアス回路７の一端側はバイアス端子Ｂinに接続されると共に、他端側は安定化抵抗３と結合コンデンサ４との間に接続されている。そして、バイアス端子Ｂinは、例えば定電圧電源回路等のバイアス電源に接続され、増幅用バイポーラトランジスタ２を動作させるバイアス電圧Ｖbとして例えば２．８Ｖ程度の直流電圧が印加される。これにより、バイアス回路７は、検波用ダイオード９を介してベース電流Ｉbを流すと共に、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢにベースバイアス電圧Ｖbaseを印加している。

また、検波回路８は、バイアス回路７の２個の抵抗７Ａ,７Ｂ間に設けられた検波用ダイオード９と、検波用ダイオード９のアノードＡと増幅用バイポーラトランジスタ２の出力側となるコレクタＣとの間に設けられたインピーダンス回路１０と、検波用ダイオード９のカソードＫとグランドとの間に設けられたバイパスコンデンサ１１とによって構成されている。

ここで、検波用ダイオード９のアノードＡがバイアス端子Ｂin側に接続されると共に、カソードＫが増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢ側に接続されている。これにより、検波用ダイオード９は、バイアス端子Ｂinから増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢに向う順方向のバイアス電流Ｉbを流し、逆方向を遮断している。

また、インピーダンス回路１０は、結合コンデンサ１０Ａと抵抗１０Ｂとを互いに直列接続することによって構成されている。そして、インピーダンス回路１０の一端側は、増幅用バイポーラトランジスタ２の出力側回路の一部として、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタＣに接続されている。一方、インピーダンス回路１０の他端側は、検波用ダイオード９のアノードＡに接続されている。このとき、結合コンデンサ１０Ａは、増幅用バイポーラトランジスタ２によって増幅された高周波信号ＲＦ（コレクタ電圧Ｖc）から直流成分を除去している。また、抵抗１０Ｂは、検波用ダイオード９に供給する高周波信号ＲＦ（出力信号）の出力レベルを調整している。これにより、インピーダンス回路１０は、増幅用バイポーラトランジスタ２から出力された高周波信号ＲＦの一部を取り出して、検波用ダイオード９に供給している。

さらに、バイパスコンデンサ１１は、検波用ダイオード９のカソード電圧Ｖkの交流成分を除去するために設けられている。これにより、検波回路８は、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタ電圧Ｖc（出力信号）に応じて検波用ダイオード９をオン、オフし、出力端子ＲＦout側の高周波信号ＲＦの大きさに応じた略直流成分からなる検波信号Ｖs（検波電圧）を検波用ダイオード９のカソードＫから出力する。

なお、前記実施の形態では、バイアス端子Ｂinをバイアス電源に接続し、バイアス端子Ｂinには該バイアス電源によって一定のバイアス電圧Ｖbが印加されるものとした。しかし、本発明はこれに限るものではなく、例えばバイアス端子Ｂinには、電力増幅器１の駆動、停止に応じて直流電圧とグランドとが切換る制御電圧Ｖctlを印加する構成としてもよい。この場合、制御電圧Ｖctlを切換えることによって、電力増幅器１の動作状態を制御することができる。

本実施の形態による電力増幅器１は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。

まず、バイアス端子Ｂinには例えば２．８Ｖ程度のバイアス電圧Ｖbを印加すると共に、電源端子ＣＣinには例えば３．３Ｖ程度の電源電圧Ｖccを印加する。これにより、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢには、バイアス回路７を介してベースバイアス電圧Ｖbaseが印加され、増幅用バイポーラトランジスタ２は駆動状態となる。この状態で、入力端子ＲＦinに例えば数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚ程度の使用周波数の高周波信号ＲＦを入力する。これにより、入力端子ＲＦinに接続された増幅用バイポーラトランジスタ２は、ベースＢに供給された電力に応じて高周波信号ＲＦをそれぞれ電力増幅し、出力端子ＲＦoutから出力する。

また、検波用ダイオード９、インピーダンス回路１０およびバイパスコンデンサ１１は検波回路８として機能する。具体的には、インピーダンス回路１０は、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタＣから高周波信号ＲＦ（出力信号）の一部を検波用ダイオード９に供給する。このとき、検波用ダイオード９は、バイアス端子Ｂinから増幅用バイポーラトランジスタ２に向う順方向のバイアス電流Ｉbを流し、逆方向の電流を遮断する。これにより、検波用ダイオード９は、高周波信号ＲＦの大きさ（振幅）に応じてカソードＫの電位が上昇するから、出力信号の大きさを検波する。そして、検波用ダイオード９のカソードＫ（出力側）にはバイパスコンデンサ１１を接続したから、該バイパスコンデンサ１１は、検波用ダイオード９のカソード電圧Ｖkの交流成分を除去し、直流電圧からなる検波信号Ｖsを出力する。この結果、検波信号Ｖsは出力信号の大きさに応じて昇降し、カソード電圧Ｖkは、増幅用バイポーラトランジスタ２の出力電力の増加に応じて高くなる。

このとき、カソード電圧Ｖkの上昇分が、増幅用バイポーラトランジスタ２のベース電流Ｉbの増加による抵抗７Ａ，７Ｂ等の電圧降下分を補償するため、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアス電圧Ｖbaseの低下量が小さくなる。このため、入力端子ＲＦinからの入力電力が増加したときに、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタ電流Ｉcが増加し易くなるから、入力電力が増加したときの利得の低下量が小さくなり、高い出力電力が得られるようになる。

次に、本実施の形態による電力増幅器１の入力信号と出力信号との間の線形性について、図１ないし図６を参照しつつ検討する。

まず、図２に示す比較例の電力増幅器２０では、本実施の形態による検波回路８を省き、バイアス抵抗２１を介して増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢとバイアス端子Ｂinとの間を接続する構成としている。ここで、バイアス抵抗２１と増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢとの間には、実施の形態と同様に、安定化抵抗３を接続している。

このとき、比較例の電力増幅器２０について、入力電力Ｐinに対するベースバイアス電圧Ｖbase、コレクタ電流Ｉc、利得Ｇ、出力電力Ｐoutを調べた。その結果を図３ないし図６中に点線で示す。

なお、ここでは、バイアス抵抗２１の抵抗値は７４００Ω、安定化抵抗３の抵抗値は２．５Ω、結合コンデンサ４の容量は１．２ｐＦとした。また、出力側の結合コンデンサ５の容量およびチョークコイル６のインダクタンスは、それぞれ理想的な値として無限大とした。さらに、バイアス電圧Ｖbは２．８Ｖ、電源電圧Ｖccは３．３Ｖとし、入力端子ＲＦin側の信号源インピーダンスＺsは８．０＋ｊ２４Ωとし、出力端子ＲＦout側の負荷インピーダンスＺlは８３＋ｊ２５Ωとした。以上の条件で、５．４ＧＨｚの高周波信号ＲＦを入力端子ＲＦinに入力するものとした。

図３の結果より、比較例の電力増幅器２０では、高周波信号ＲＦの入力電力Ｐinが増加するに従って、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアス電圧Ｖbaseが低下している。このため、図４ないし図６の結果に示すように、比較例では、入力電力Ｐinが増加したときには、コレクタ電流Ｉcの増加量が少なく、利得Ｇが低下すると共に、出力電力Ｐoutも低下する傾向がある。

この比較例と対比するために、本実施の形態による電力増幅器１について、入力電力Ｐinに対するベースバイアス電圧Ｖbase、コレクタ電流Ｉc、利得Ｇ、出力電力Ｐoutを調べた。その結果を図３ないし図６中に実線で示す。

なお、ここでは、バイアス回路７の抵抗７Ａの抵抗値は１０００Ω、抵抗７Ｂの抵抗値は３３５０Ωとし、インピーダンス回路１０の結合コンデンサ１０Ａの容量は２．１６ｐＦ、抵抗１０Ｂの抵抗値は２００Ωとし、バイパスコンデンサ１１の容量は０．１３５ｐＦとした。また、他の条件は比較例と同様に、安定化抵抗３の抵抗値は２．５Ω、結合コンデンサ４の容量は１．２ｐＦとし、出力側の結合コンデンサ５の容量およびチョークコイル６のインダクタンスは、それぞれ理想的な値として無限大とした。さらに、バイアス電圧Ｖbは２．８Ｖ、電源電圧Ｖccは３．３Ｖとし、入力端子ＲＦin側の信号源インピーダンスＺsは８．０＋ｊ２４Ωとし、出力端子ＲＦout側の負荷インピーダンスＺlは８３＋ｊ２５Ωとした。以上の条件で、５．４ＧＨｚの高周波信号ＲＦを入力端子ＲＦinに入力するものとした。

図３の結果より、本実施の形態では、高周波信号ＲＦの入力電力Ｐinが増加するに従って、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアス電圧Ｖbaseが低下しているものの、その低下量は比較例に比べて小さい。このため、図４ないし図６の結果に示すように、本実施の形態では、比較例に比べて、入力電力Ｐinが増加したときには、コレクタ電流Ｉcの増加量が大きくなり、利得Ｇの低下量が小さくなると共に、高い出力電力Ｐoutが得られることが分かる。

かくして、本実施の形態では、検波回路８を検波用ダイオード９、インピーダンス回路１０およびバイパスコンデンサ１１によって構成したから、出力端子ＲＦout側の高周波信号ＲＦ（出力信号）が大きくなって増幅用バイポーラトランジスタ２に流れるバイアス電流Ｉbが増大すると、バイアス回路７の２個の抵抗７Ａ，７Ｂ間に位置する検波用ダイオード９のカソード電圧Ｖkが出力信号の大きさに応じて上昇する。このため、検波回路８による検波信号Ｖs（カソード電圧Ｖk）によってベースバイアス電圧Ｖbaseの低下を補償することができる。この結果、歪み特性の良い動作点で増幅用バイポーラトランジスタ２を増幅動作させることができ、入力信号と出力信号との間の線形性を広い範囲で確保することができる。

また、検波回路８を検波用ダイオード９、インピーダンス回路１０およびバイパスコンデンサ１１によって構成したから、検波回路８の構成を簡略化することができ、小型で安価な電力増幅器１を構成することができる。

特に、バイアス回路７の２個の抵抗７Ａ，７Ｂの間に設けられた検波用ダイオード９を用いて出力信号の検波を行うから、検波用ダイオード９から出力される電流がそのまま増幅用バイポーラトランジスタ２のベース電流Ｉbになる。このため、回路構成が単純で、検波回路８とバイアス回路７とを別々に用意する必要がないから、検波回路８等の回路面積を小さくすることができる。

また、本実施の形態の場合、入力信号と出力信号との間で高い線形性と高い出力電力Ｐoutを得るためには、（ａ）無信号時の増幅用バイポーラトランジスタ２のバイアスを最適化すること、（ｂ）検波用ダイオード９の出力の入力電力依存性を最適化し、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアスの入力電力依存性を最適化すること、の２点が重要になる。

これに対し、本実施の形態では、（ａ）の点はバイアス回路７の抵抗７Ａを用いて最適化し、（ｂ）の点はインピーダンス回路１０のインピーダンスによって最適化している。このため、（ａ），（ｂ）を分離して設計でき、設計自由度を高めることができる。

なお、前記第１の実施の形態による電力増幅器１では、検波回路８は、検波用ダイオード９のカソードＫに直接的にバイパスコンデンサ１１を接続する構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、図７に示す第１の変形例による電力増幅器３１のように、検波回路３２は、例えば検波用ダイオード９のカソードＫとバイパス回路７の抵抗７Ｂとの間に抵抗３３を挿入し、これらの抵抗７Ｂ，３３間にバイパスコンデンサ１１を接続する構成としてもよい。この場合、抵抗３３を用いて増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアス電圧Ｖbaseの入力依存性を調整することができる。

また、図８に示す第２の変形例による電力増幅器４１のように、検波回路４２は、一端がグランドに接続されたバイパスコンデンサ１１に対して抵抗４３を直列に接続する構成としてもよい。

さらに、図９に示す第３の変形例による電力増幅器５１のように、検波回路５２は、検波用ダイオード９のカソードＫとグランドとの間には、バイパスコンデンサ１１に対して抵抗５３を並列接続する構成としてもよい。

また、前記第１の実施の形態では、インピーダンス回路１０は増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタＣに接続する構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、インピーダンス回路１０は、何らかの形で出力信号の出力レベルが検出できる位置に接続してもよい。

また、前記第１の実施の形態による電力増幅器１では、インピーダンス回路１０は結合コンデンサ１０Ａと抵抗１０Ｂとを直列接続することによって構成した。しかし、本発明はこれに限らず、例えば図１０に示す第４の変形例による電力増幅器６１のように、検波回路６２のインピーダンス回路６３を増幅用バイポーラトランジスタ２の出力側のうち交流成分しか出力されない位置に接続する場合には、インピーダンス回路６３は、コンデンサを含む必要がなく、抵抗６４のみで構成してもよい。この場合、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタＣと出力端子ＲＦoutとの間に直流成分を遮断する結合コンデンサ６５を接続すると共に、該結合コンデンサ６５と出力端子ＲＦoutとの間にインピーダンス回路６３を接続すればよい。

さらに、インピーダンス回路を出力信号の信号レベルが低い位置に接続する場合には、インピーダンス回路は、抵抗を含まず、結合コンデンサのみで構成してもよい。

次に、図１１は本発明の第２の実施の形態による電力増幅器を示している。そして、本実施の形態の特徴は、検波用ダイオードに代えて、コレクタＣとベースＢとを短絡した検波用バイポーラトランジスタを用いる構成としたことにある。なお、本実施の形態では、前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

図１１に示す電力増幅器７１において、検波回路７２の検波用バイポーラトランジスタ７３は、第１の実施の形態による検波用ダイオード９と同様に、バイアス回路７の抵抗７Ａ，７Ｂ間に位置して、ベースＢがバイアス端子Ｂin側に接続されると共に、エミッタＥが増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢ側に接続されている。また、検波用バイポーラトランジスタ７３は、コレクタＣとベースＢとが短絡されている。これにより、検波用バイポーラトランジスタ７３は、ダイオードとして機能し、バイアス端子Ｂinから増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢに向う順方向のバイアス電流Ｉbを流し、逆方向を遮断する。

かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、検波用バイポーラトランジスタ７３のＰ−Ｎ接合を利用して構成したから、増幅用バイポーラトランジスタ２を加工するときに、増幅用バイポーラトランジスタ２と一緒に検波用バイポーラトランジスタ７３を形成することができる。このため、別途ダイオードを形成するのに比べて、半導体加工時のプロセス数を低減することができ、製造コストを低下させることができる。

なお、前記第２の実施の形態では、検波用バイポーラトランジスタ７３のベースＢとエミッタＥとの間のＰ−Ｎ接合を用いる構成としたが、ベースＢとコレクタＣとの間のＰ−Ｎ接続を用いる構成としてもよく、ベースＢとエミッタＥ、コレクタＣとの間の両方のＰ−Ｎ接合を用いる構成としてもよい。

次に、図１２は本発明の第３の実施の形態による電力増幅器を示している。そして、本実施の形態の特徴は、検波回路を検波用バイポーラトランジスタ、インピーダンス回路およびバイパスコンデンサを用いて構成したことにある。なお、本実施の形態では、前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

図１２に示す電力増幅器８１において、検波回路８２は、バイアス回路７の２個の抵抗７Ａ,７Ｂ間に設けられた検波用バイポーラトランジスタ８３と、検波用バイポーラトランジスタ８３のベースＢと増幅用バイポーラトランジスタ２の出力側となるコレクタＣとの間に設けられたインピーダンス回路１０と、検波用バイポーラトランジスタ８３のエミッタＥとグランドとの間に設けられたバイパスコンデンサ１１とによって構成されている。

ここで、検波用バイポーラトランジスタ８３のベースＢがバイアス端子Ｂin側に接続されると共に、エミッタＥが増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢ側に接続されている。また、検波用バイポーラトランジスタ８３のコレクタＣは、電源端子ＢＢinを介して電源に接続され、電源電圧Ｖccと同様に例えば３．３Ｖ程度の直流電圧が印加されている。これにより、検波用バイポーラトランジスタ８３は、電源端子ＢＢinから増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢに向う順方向のバイアス電流Ｉbを流し、逆方向を遮断している。

また、インピーダンス回路１０の一端側は、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタＣに接続されると共に、インピーダンス回路１０の他端側は、検波用バイポーラトランジスタ８３のベースＢに接続されている。さらに、バイパスコンデンサ１１は、検波用バイポーラトランジスタ８３のエミッタＥに接続されている。

本実施の形態による電力増幅器８１は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。

まず、バイアス端子Ｂinには例えば２．８Ｖ程度のバイアス電圧Ｖbを印加すると共に、電源端子ＢＢin，ＣＣinには例えば３．３Ｖ程度の電源電圧Ｖccを印加する。これにより、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースＢには、バイアス回路７を介してベースバイアス電圧Ｖbaseが印加され、増幅用バイポーラトランジスタ２は駆動状態となる。この状態で、入力端子ＲＦinに例えば数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚ程度の使用周波数の高周波信号ＲＦを入力する。これにより、入力端子ＲＦinに接続された増幅用バイポーラトランジスタ２は、ベースＢに供給された電力に応じて高周波信号ＲＦをそれぞれ電力増幅し、出力端子ＲＦoutから出力する。

また、検波用バイポーラトランジスタ８３、インピーダンス回路１０およびバイパスコンデンサ１１は検波回路８２として機能する。具体的には、インピーダンス回路１０は、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタＣから高周波信号ＲＦ（出力信号）の一部を検波用バイポーラトランジスタ８３に供給する。このとき、検波用バイポーラトランジスタ８３は、そのベース−エミッタ間に流れる電流に応じて電源端子ＢＢinから増幅用バイポーラトランジスタ２に向う順方向のバイアス電流Ｉbを流し、逆方向の電流を遮断する。これにより、検波用バイポーラトランジスタ８３は、高周波信号ＲＦの大きさ（振幅）に応じてエミッタＥの電位が上昇するから、出力信号の大きさを検波する。そして、検波用バイポーラトランジスタ８３のエミッタＥ（出力側）にはバイパスコンデンサ１１を接続したから、該バイパスコンデンサ１１は、検波用バイポーラトランジスタ８３のエミッタ電圧Ｖeの交流成分を除去し、直流電圧からなる検波信号Ｖsを出力する。この結果、検波信号Ｖsは出力信号の大きさに応じて昇降し、エミッタ電圧Ｖeは、増幅用バイポーラトランジスタ２の出力電力の増加に応じて高くなる。

このとき、エミッタ電圧Ｖeの上昇分が、増幅用バイポーラトランジスタ２のベース電流Ｉbの増加による抵抗７Ａ，７Ｂ等の電圧降下分を補償するため、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアス電圧Ｖbaseの低下量が小さくなる。このため、入力端子ＲＦinからの入力電力が増加したときに、増幅用バイポーラトランジスタ２のコレクタ電流Ｉcが増加し易くなるから、入力電力が増加したときの利得の低下量が小さくなり、高い出力電力が得られるようになる。

次に、本実施の形態による電力増幅器８１の入力信号と出力信号との間の線形性について、図２に示す比較例と比較して、図１２ないし図１６を参照しつつ検討する。

まず、図２に示す比較例の電力増幅器２０について、入力電力Ｐinに対するベースバイアス電圧Ｖbase、コレクタ電流Ｉc、利得Ｇ、出力電力Ｐoutを調べた。その結果を図１３ないし図１６中に点線で示す。

なお、ここでは、バイアス抵抗２１の抵抗値は９７００Ω、安定化抵抗３の抵抗値は２．５Ω、結合コンデンサ４の容量は１．２ｐＦとした。また、出力側の結合コンデンサ５の容量およびチョークコイル６のインダクタンスは、それぞれ理想的な値として無限大とした。さらに、バイアス電圧Ｖbは２．８Ｖ、電源電圧Ｖccは３．３Ｖとし、入力端子ＲＦin側の信号源インピーダンスＺsは６．４＋ｊ２５Ωとし、出力端子ＲＦout側の負荷インピーダンスＺlは６５．４＋ｊ３６．４Ωとした。以上の条件で、５．４ＧＨｚの高周波信号ＲＦを入力端子ＲＦinに入力するものとした。

図１３の結果より、比較例による電力増幅器２０では、高周波信号ＲＦの入力電力Ｐinが増加するに従って、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアス電圧Ｖbaseが低下している。このため、図１４ないし図１６の結果に示すように、比較例では、入力電力Ｐinが増加したときには、コレクタ電流Ｉcの増加量が少なく、利得Ｇが低下すると共に、出力電力Ｐoutも低下する傾向がある。

この比較例と対比するために、本実施の形態による電力増幅器８１について、入力電力Ｐinに対するベースバイアス電圧Ｖbase、コレクタ電流Ｉc、利得Ｇ、出力電力Ｐoutを調べた。その結果を図１３ないし図１６中に実線で示す。

なお、ここでは、バイアス回路７の抵抗７Ａの抵抗値は２６ｋΩ、抵抗７Ｂの抵抗値は１２００Ωとし、インピーダンス回路１０の結合コンデンサ１０Ａの容量は０．０６ｐＦ、抵抗１０Ｂの抵抗値は１５００Ωとし、バイパスコンデンサ１１の容量は１．４ｐＦとした。また、他の条件は比較例と同様に、安定化抵抗３の抵抗値は２．５Ω、結合コンデンサ４の容量は１．２ｐＦとし、出力側の結合コンデンサ５の容量およびチョークコイル６のインダクタンスは、それぞれ理想的な値として無限大とした。さらに、バイアス電圧Ｖbは２．８Ｖ、電源電圧Ｖccは３．３Ｖとし、入力端子ＲＦin側の信号源インピーダンスＺsは６．４＋ｊ２５Ωとし、出力端子ＲＦout側の負荷インピーダンスＺlは６５．４＋ｊ３６．４Ωとした。以上の条件で、５．４ＧＨｚの高周波信号ＲＦを入力端子ＲＦinに入力するものとした。

図１３の結果より、本実施の形態では、高周波信号ＲＦの入力電力Ｐinが増加するに従って、増幅用バイポーラトランジスタ２のベースバイアス電圧Ｖbaseが低下しているものの、その低下量は比較例に比べて小さい。このため、図１４ないし図１６の結果に示すように、本実施の形態では、比較例に比べて、入力電力Ｐinが増加したときには、コレクタ電流Ｉcの増加量が大きくなり、利得Ｇの低下量が小さくなると共に、高い出力電力Ｐoutが得られることが分かる。

かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。

次に、図１７は本発明の第４の実施の形態による電力増幅器を示している。そして、本実施の形態の特徴は、入力端子と出力端子との間には増幅用バイポーラトランジスタを複数個並列に接続したことにある。なお、本実施の形態では、前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

図１７に示す電力増幅器９１において、増幅用バイポーラトランジスタ９２は、第１の実施の形態による増幅用バイポーラトランジスタ２とほぼ同様に、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタによって構成され、入力端子ＲＦinと出力端子ＲＦoutとの間に複数個並列に接続されている。

このとき、各増幅用バイポーラトランジスタ９２のベースＢは、結合コンデンサ９３を介して入力端子ＲＦinに接続されると共に、熱暴走に対する安定化を行う安定化抵抗９４を介してバイアス回路７にそれぞれ接続されている。

一方、各増幅用バイポーラトランジスタ９２のエミッタＥはグランドに接続されている。また、各増幅用バイポーラトランジスタ９２のコレクタＣは相互に接続されると共に、これらのコレクタＣは結合コンデンサ５を介して出力端子ＲＦoutに接続されている。さらに、各増幅用バイポーラトランジスタ９２のコレクタＣは、チョークコイル６を介して電源端子ＣＣinに接続されている。

かくして、本実施の形態でも第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、入力端子ＲＦinと出力端子ＲＦoutとの間に複数個の増幅用バイポーラトランジスタ９２を並列接続したから、各増幅用バイポーラトランジスタ９２は、ベースＢに供給された電力に応じて高周波信号ＲＦをそれぞれ電力増幅し、出力端子ＲＦoutから出力する。この結果、出力端子ＲＦoutは、複数の増幅用バイポーラトランジスタ９２によって電力増幅された高周波信号ＲＦを合計して出力するから、増幅用バイポーラトランジスタ９２の個数に応じて高出力の高周波信号ＲＦを得ることができる。

なお、前記第４の実施の形態による電力増幅器９１では、第１の実施の形態による検波回路８を用いる構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、例えば第１ないし第４の変形例による検波回路３２，４２，５２，６２を用いる構成としてもよく、第２の実施の形態による検波回路７２を用いる構成としてもよい。また、図１８に示す第５の変形例による電力増幅器１０１のように、第３の実施の形態による検波回路８２を用いる構成としてもよい。

次に、図１９は本発明の第５の実施の形態を示す。本実施の形態の特徴は、本発明の電力増幅器を用いて無線機としての例えば小西良弘監修，「実用マイクロ波技術講座第６巻集積回路と応用」，日刊工業新聞社，２００２年６月，ｐ１１−１２に記載されたようなデジタル携帯電話端末を構成したことにある。なお、本実施の形態では前記第１の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。

図１９に示すデジタル携帯電話端末１１１は、後述するマイク１１２、スピーカ１１３、ベースバンド信号処理回路１１４、変調回路１１５、アンテナ１１９、復調回路１２２、電力増幅器１等によって構成されている。

ここで、ベースバンド信号処理回路１１４は、マイク１１２、スピーカ１１３に接続され、マイク１１２から入力される音声信号をデジタル化し、かつデジタル信号を音声信号に変換してスピーカ１１３に出力する。また、変調回路１１５の入力側は、ベースバンド信号処理回路１１４に接続され、ベースバンド信号処理回路１１４から出力されるデジタル信号をデジタル無線通信に適したアナログ信号に変換する。一方、変調回路１１５の出力側は、アップコンバートミキサ１１６、ドライバアンプ１１７、電力増幅器１、デュプレクサ１１８を介してアンテナ１１９に接続されている。

そして、アップコンバートミキサ１１６は、変調回路１１５から出力されるアナログ信号を通信が許可された高い周波数帯域の高周波信号ＲＦtに周波数変換する。また、ドライバアンプ１１７は、アップコンバートミキサ１１６から出力される高周波信号ＲＦtを増幅する。電力増幅器１は、ドライバアンプ１１７で増幅された高周波信号ＲＦtをさらに増幅する。これにより、電力増幅器１はデュプレクサ１１８を介してアンテナ１１９に高周波信号ＲＦtを供給するから、アンテナ１１９は、電力増幅器１によって電力増幅された高周波信号ＲＦtを外部に送信する。

また、デュプレクサ１１８は、電力増幅器１およびアンテナ１１９に接続されると共に、受信側の低雑音増幅器１２０に接続されている。そして、デュプレクサ１１８は、送信用の高周波信号ＲＦtと受信用の高周波信号ＲＦrとの周波数が相互に異なることを利用して、電力増幅器１から出力される高周波信号ＲＦt（送信信号）をアンテナ１１９に送り、かつアンテナ１１９から受信した高周波信号ＲＦr（受信信号）を低雑音増幅器１２０に送る。

また、低雑音増幅器１２０は、ダウンコンバートミキサ１２１を介して復調回路１２２に接続されている。そして、ダウンコンバートミキサ１２１は、低雑音増幅器１２０で増幅された高周波信号ＲＦrを低い周波数のアナログ信号に周波数変換する。このため、復調回路１２２は、ダウンコンバートミキサ１２１から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換し、ベースバンド信号処理回路１１４に出力する。

また、アップコンバートミキサ１１６とダウンコンバートミキサ１２１は、基準信号（局部発振信号）を出力するシンセサイザ１２３にそれぞれ接続されている。これにより、ミキサ１１６，１２１は、基準信号を用いて周波数変換を行うものである。

本実施の形態によるデジタル携帯電話端末１１１は上述の如き構成を有するものである。そして、デジタル携帯電話端末１１１の送信時には、マイク１１２から入力された音声信号は、ベースバンド信号処理回路１１４によって一旦デジタル信号に変換された後、変調回路１１５によってデジタル無線通信に適したアナログ信号に変換される。このとき、変調回路１１５から出力されたアナログ信号は、アップコンバートミキサ１１６によって通信を許可された高い周波数帯の高周波信号ＲＦtに周波数変換され、ドライバアンプ１１７によって信号強度をある程度増幅した後に、電力増幅器１によってさらに増幅される。これにより、電力増幅器１から出力された高周波信号ＲＦtは、デュプレクサ１１８を介してアンテナ１１９から送信される。

一方、デジタル携帯電話端末１１１の受信時には、アンテナ１１９から受信した微弱な高周波信号ＲＦrは、デュプレクサ１１８を介して低雑音増幅器１２０に送られ、低雑音増幅器１２０によって増幅される。このとき、低雑音増幅器１２０から出力された高周波信号ＲＦrは、ダウンコンバートミキサ１２１によって低い周波数のアナログ信号に周波数変換され、復調回路１２２によって該アナログ信号をデジタル信号に復元される。これにより、ベースバンド信号処理回路１１４は、復調回路１２２から出力されるデジタル信号を音声信号に復元し、スピーカ１１３から出力する。

かくして、本実施の形態によれば、電力増幅器１を用いてデジタル携帯電話端末１１１を構成したから、入力信号と出力信号との間の線形性を広い範囲で確保することができ、信号の歪みを抑制することができる。これにより、通信品質を向上することができる。

なお、前記第５の実施の形態では、第１の実施の形態による電力増幅器１を用いる構成とした。しかし、本発明はこれに限らず、第２ないし第４の実施の形態による電力増幅器７１，８１，９１を用いてもよく、第１ないし第５の変形例による電力増幅器３１，４１，５１，６１，１０１を用いてもよい。

また、前記第５の実施の形態では、デジタル携帯電話端末１１１に本発明による電力増幅器１を適用するものとしたが、無線機として例えば無線ＬＡＮ(Local Area Network)端末等の通信装置に適用してもよい。

また、前記各実施の形態では、増幅用バイポーラトランジスタ２，９２としてヘテロ接合バイポーラトランジスタを用いる構成とした。しかし、本発明これに限らず、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタ以外のバイポーラトランジスタを用いる構成としてもよい。

第１の実施の形態による電力増幅器を示す回路図である。比較例による電力増幅器を示す回路図である。図１、図２中の半導体装置の入力電力とベースバイアス電圧との関係を示す特性線図である。図１、図２中の半導体装置の入力電力とコレクタ電流との関係を示す特性線図である。図１、図２中の半導体装置の入力電力と利得との関係を示す特性線図である。図１、図２中の半導体装置の入力電力と出力電力との関係を示す特性線図である。第１の変形例による電力増幅器を示す回路図である。第２の変形例による電力増幅器を示す回路図である。第３の変形例による電力増幅器を示す回路図である。第４の変形例による電力増幅器を示す回路図である。第２の実施の形態による電力増幅器を示す回路図である。第３の実施の形態による電力増幅器を示す回路図である。図１２、図２中の半導体装置の入力電力とベースバイアス電圧との関係を示す特性線図である。図１２、図２中の半導体装置の入力電力とコレクタ電流との関係を示す特性線図である。図１２、図２中の半導体装置の入力電力と利得との関係を示す特性線図である。図１２、図２中の半導体装置の入力電力と出力電力との関係を示す特性線図である。第４の実施の形態による電力増幅器を示す回路図である。第５の変形例による電力増幅器を示す回路図である。第５の実施の形態によるデジタル携帯電話端末を示すブロック図である。

符号の説明

１，３１，４１，５１，６１，７１，８１，９１，１０１電力増幅器
２，９２増幅用バイポーラトランジスタ
７バイアス回路
７Ａ，７Ｂ抵抗
８，３２，４２，５２，６２，７２，８２検波回路
９検波用ダイオード
１０，６３インピーダンス回路
１０Ａ結合コンデンサ
１０Ｂ，６４抵抗
１１バイパスコンデンサ
７３，８３検波用バイポーラトランジスタ
１１１デジタル携帯電話端末（無線機）
入力端子ＲＦin
出力端子ＲＦout
バイアス端子Ｂin
電源端子ＣＣin，ＢＢin

Claims

高周波信号を増幅する増幅用バイポーラトランジスタと、該増幅用バイポーラトランジスタの出力信号を検波する検波回路と、該検波回路によって検波した検波信号に応じたベースバイアス電圧を前記増幅用バイポーラトランジスタのベースに印加するバイアス回路とを備えた電力増幅器において、
前記バイアス回路は、バイアス電源と前記増幅用バイポーラトランジスタのベースとの間に互いに直列接続された２個の抵抗を備える構成とし、
前記検波回路は、前記バイアス回路の２個の抵抗の間に設けられ前記バイアス電源から前記増幅用バイポーラトランジスタに向けてバイアス電流を流す検波用ダイオードと、該検波用ダイオードのアノードと前記増幅用バイポーラトランジスタの出力側との間に設けられ前記出力信号を該検波用ダイオードに導くインピーダンス回路と、前記検波用ダイオードのカソードとグランドとの間に設けられたバイパスコンデンサとによって構成したことを特徴とする電力増幅器。
前記インピーダンス回路は、一端側が前記検波用ダイオードのアノードに接続され、他端側が前記増幅用バイポーラトランジスタのコレクタに接続される構成としてなる請求項１に記載の電力増幅器。
高周波信号を増幅する増幅用バイポーラトランジスタと、該増幅用バイポーラトランジスタの出力信号を検波する検波回路と、該検波回路によって検波した検波信号に応じたベースバイアス電圧を前記増幅用バイポーラトランジスタのベースに印加するバイアス回路とを備えた電力増幅器において、
前記バイアス回路は、バイアス電源と前記増幅用バイポーラトランジスタのベースとの間に互いに直列接続された２個の抵抗を備える構成とし、
前記検波回路は、前記バイアス回路の２個の抵抗の間にベースとエミッタが接続されると共にコレクタが電源に接続され前記バイアス電源から前記増幅用バイポーラトランジスタに向けてバイアス電流を流す検波用バイポーラトランジスタと、該検波用バイポーラトランジスタのベースと前記増幅用バイポーラトランジスタの出力側との間に設けられ前記出力信号を該検波用バイポーラトランジスタに導くインピーダンス回路と、前記検波用バイポーラトランジスタのエミッタとグランドとの間に設けられたバイパスコンデンサとによって構成したことを特徴とする電力増幅器。
前記インピーダンス回路は、一端側が検波用バイポーラトランジスタのベースに接続され、他端側が前記増幅用バイポーラトランジスタのコレクタに接続される構成としてなる請求項３に記載の電力増幅器。
前記インピーダンス回路は、前記出力信号から直流成分を除去する結合コンデンサと、該結合コンデンサに直列接続された抵抗とによって構成してなる請求項１ないし４のいずれかに記載の電力増幅器。
前記増幅用バイポーラトランジスタは、複数個並列に接続する構成としてなる請求項１ないし５のいずれかに記載の電力増幅器。
前記請求項１ないし６のいずれかに記載の電力増幅器を用いた無線機。