JPH0669002B2 - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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- JPH0669002B2 JPH0669002B2 JP61118786A JP11878686A JPH0669002B2 JP H0669002 B2 JPH0669002 B2 JP H0669002B2 JP 61118786 A JP61118786 A JP 61118786A JP 11878686 A JP11878686 A JP 11878686A JP H0669002 B2 JPH0669002 B2 JP H0669002B2
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- circuit
- control circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高周波帯の線形増幅器として利用する。
本発明は無線送信装置の電力増幅器として利用するに適
する。本発明は電源効率（直流消費電力に対する高周波
出力の効率）の高い高周波増幅器に関するものである。
する。本発明は電源効率（直流消費電力に対する高周波
出力の効率）の高い高周波増幅器に関するものである。
従来、高周波帯の増幅器の電源効率を高める方法として
Ｆ級増幅が知られている。これは、増幅器をスイッチン
グ動作するまで高い入力レベルで駆動させ、さらに出力
整合回路に、信号周波数の高調波に対しては短絡もしく
は開放となり、かつ基本信号周波数に対しては整合する
ようなフィルタ回路を接続し、増幅器内部における電圧
と電流の位相を90度ずらして電力の消費がほとんどなく
なるようにしたものである。
Ｆ級増幅が知られている。これは、増幅器をスイッチン
グ動作するまで高い入力レベルで駆動させ、さらに出力
整合回路に、信号周波数の高調波に対しては短絡もしく
は開放となり、かつ基本信号周波数に対しては整合する
ようなフィルタ回路を接続し、増幅器内部における電圧
と電流の位相を90度ずらして電力の消費がほとんどなく
なるようにしたものである。
この従来回路では、電源効率が一定の値以上であること
が必要であり、このために包絡線成分が時間とともに変
化するような信号の増幅には適さない欠点があった。ま
た、線形増幅が可能な増幅形式としては、Ａ級増幅およ
びＢ級増幅があるが、いずれも包絡線のレベル変化が大
きい場合にはレベルが低い領域において電源効率が低下
する欠点があった。
が必要であり、このために包絡線成分が時間とともに変
化するような信号の増幅には適さない欠点があった。ま
た、線形増幅が可能な増幅形式としては、Ａ級増幅およ
びＢ級増幅があるが、いずれも包絡線のレベル変化が大
きい場合にはレベルが低い領域において電源効率が低下
する欠点があった。
本発明は、入力信号の包絡線レベルが変化することがあ
り、特に包絡線レベルが低くなる場合にも電源効率が低
下することなく動作する線形増幅器を提供することを目
的とする。
り、特に包絡線レベルが低くなる場合にも電源効率が低
下することなく動作する線形増幅器を提供することを目
的とする。
本発明の第一の発明は、ソース接地またはエミッタ接地
された半導体増幅素子を備えた高周波増幅器において、
この半導体増幅素子の制御電極に印加される入力信号の
包絡線成分を検出する回路と、この回路が検出する包絡
線成分にほぼ比例して上記半導体素子のドレイン電極ま
たはコレクタ電極に印加する電圧を変化させる電圧制御
回路とを備えたことを特徴とする。
された半導体増幅素子を備えた高周波増幅器において、
この半導体増幅素子の制御電極に印加される入力信号の
包絡線成分を検出する回路と、この回路が検出する包絡
線成分にほぼ比例して上記半導体素子のドレイン電極ま
たはコレクタ電極に印加する電圧を変化させる電圧制御
回路とを備えたことを特徴とする。
本発明の第二の発明は、上記第一の発明の構成に加え
て、入力信号の包絡線成分にほぼ比例して上記半導体素
子の制御電極に印加するバイアス電圧を変化させる第二
の電圧制御回路を備えたことを特徴とする。
て、入力信号の包絡線成分にほぼ比例して上記半導体素
子の制御電極に印加するバイアス電圧を変化させる第二
の電圧制御回路を備えたことを特徴とする。
第一の電圧制御回路は包絡線成分に比例する制御入力電
圧により制御される半導体可変抵抗素子を含むことがで
きる。
圧により制御される半導体可変抵抗素子を含むことがで
きる。
第一の電圧制御回路は、直流直流変換器を含み、その直
流直流変換器は包絡線成分に比例する制御入力電圧に応
じてスイッチング周波数が変化するスイッチング回路を
含むことができる。
流直流変換器は包絡線成分に比例する制御入力電圧に応
じてスイッチング周波数が変化するスイッチング回路を
含むことができる。
本発明はドレイン電圧（またはコレクタ電圧）を入力信
号の包絡線レベルに比例して変化させることを最も大き
な特徴とする。これにより、入力信号の包絡線の変化に
よらず動作点を電源利用効率が最も高い点に維持できる
ようにしたもので、この点が従来の技術となっている。
号の包絡線レベルに比例して変化させることを最も大き
な特徴とする。これにより、入力信号の包絡線の変化に
よらず動作点を電源利用効率が最も高い点に維持できる
ようにしたもので、この点が従来の技術となっている。
第１図は本発明の第一実施例を説明する図であって、図
中符号１は信号入力端子、２は信号出力端子、３は増幅
素子となる電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。こ
の増幅器はソース接地形である。符号４は包絡線検波
器、５は直流増幅器、６はドレイン電圧制御回路であ
る。符号７は直流電圧給電端子である。符号８は直流阻
止コンデンサ、９は高周波阻止チョーク、10はゲートバ
イアス給電端子である。ここで、ドレイン電圧制御回路
６には、トランジスタやＰＩＮダイオードを使用して構
成した可変抵抗回路を用いる場合、あるいはスイッチン
グレギュレータのスイッチング周波数を可変にすること
により出力電圧を可変できるようにした電圧可変直流直
流変換回路を用いる場合などがある。このドレイン電圧
制御回路６については後で詳しく説明する。
中符号１は信号入力端子、２は信号出力端子、３は増幅
素子となる電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である。こ
の増幅器はソース接地形である。符号４は包絡線検波
器、５は直流増幅器、６はドレイン電圧制御回路であ
る。符号７は直流電圧給電端子である。符号８は直流阻
止コンデンサ、９は高周波阻止チョーク、10はゲートバ
イアス給電端子である。ここで、ドレイン電圧制御回路
６には、トランジスタやＰＩＮダイオードを使用して構
成した可変抵抗回路を用いる場合、あるいはスイッチン
グレギュレータのスイッチング周波数を可変にすること
により出力電圧を可変できるようにした電圧可変直流直
流変換回路を用いる場合などがある。このドレイン電圧
制御回路６については後で詳しく説明する。
包絡線検波器４は入力信号の包絡線成分を検出する。こ
の包絡線信号は直流増幅器５により増幅されドレイン電
圧制御回路６に入力される。ドレイン電圧制御回路６は
ＦＥＴ３のドレイン電圧を包絡線信号に比例して変化さ
せる。ここでこのドレイン電圧制御回路６は、入力信号
のレベルが最大のときに直流電圧給電端子７から給電さ
れている電圧がＦＥＴ３のドレインに直接印加され、か
つ入力信号のレベルが零のときにドレイン電圧が零とな
るように設定する。
の包絡線信号は直流増幅器５により増幅されドレイン電
圧制御回路６に入力される。ドレイン電圧制御回路６は
ＦＥＴ３のドレイン電圧を包絡線信号に比例して変化さ
せる。ここでこのドレイン電圧制御回路６は、入力信号
のレベルが最大のときに直流電圧給電端子７から給電さ
れている電圧がＦＥＴ３のドレインに直接印加され、か
つ入力信号のレベルが零のときにドレイン電圧が零とな
るように設定する。
つぎにＦＥＴ３の動作点がＢ級増幅となるようにゲート
バイアスを設定し、かつ信号の増幅が負荷線いっぱいに
なるようなドレイン電圧をＦＥＴ３に対して与えるよう
に直流増幅器５の増幅度を設定する。
バイアスを設定し、かつ信号の増幅が負荷線いっぱいに
なるようなドレイン電圧をＦＥＴ３に対して与えるよう
に直流増幅器５の増幅度を設定する。
このように設定して動作させることにより、ドレイン電
圧の変化と出力信号のレベルの変化量を一致させること
ができる。これにより線形動作が可能となるから、入力
信号のレベルの変化、すなわち入力信号の包絡線の変化
によらず、常に許容できる最大の振幅でＦＥＴをＢ級増
幅器として動作させることが可能になる。
圧の変化と出力信号のレベルの変化量を一致させること
ができる。これにより線形動作が可能となるから、入力
信号のレベルの変化、すなわち入力信号の包絡線の変化
によらず、常に許容できる最大の振幅でＦＥＴをＢ級増
幅器として動作させることが可能になる。
第２図は入力信号の包絡線の大きいときと小さいときの
二つのレベルに対応した負荷線と出力波形の様子を示し
たものである。同図からわかるように本発明はドレイン
電圧を制御することにより負荷線を変化させ、信号の包
絡線の変化によらず常に最大の電源効率で増幅動作をす
るようにしたものでこの点に最大の特徴がある。
二つのレベルに対応した負荷線と出力波形の様子を示し
たものである。同図からわかるように本発明はドレイン
電圧を制御することにより負荷線を変化させ、信号の包
絡線の変化によらず常に最大の電源効率で増幅動作をす
るようにしたものでこの点に最大の特徴がある。
次に第３図は本発明の第二の実施例を説明する図であ
る。図中符号11は高調波阻止フィルタ、12は基本周波数
同調フィルタ、13はゲートバイアス電圧制御回路であ
る。符号15は別の直流増幅器である。
る。図中符号11は高調波阻止フィルタ、12は基本周波数
同調フィルタ、13はゲートバイアス電圧制御回路であ
る。符号15は別の直流増幅器である。
第３図に示す回路はＦ級増幅に対応した回路を示してい
る。包絡線検波器４、直流増幅器５、ドレイン電圧制御
回路６は第１図のものと同様である。ゲートバイアス電
圧制御回路13は入力信号の包絡線の変化に追従してゲー
ト電圧を変化させ、包絡線の各レベルに対してＦ級とし
ての動作が良好に行われるように、ＦＥＴ３のバイアス
電圧を制御する。高周波阻止フィルタ11は出力信号の波
形を整形し、ＦＥＴに印加される電圧と電流の位相差が
90度になるように機能する。基本周波数同調フィルタ12
は基本波出力のみが出力されるように機能する。これら
二つのフィルタはＦ級増幅するために必要な基本回路で
あり、このように構成された回路を使用し、さらに増幅
器をスイッチング動作するまで高い入力レベルで駆動さ
せることにより、論理的には100％近い効率を達成でき
る。
る。包絡線検波器４、直流増幅器５、ドレイン電圧制御
回路６は第１図のものと同様である。ゲートバイアス電
圧制御回路13は入力信号の包絡線の変化に追従してゲー
ト電圧を変化させ、包絡線の各レベルに対してＦ級とし
ての動作が良好に行われるように、ＦＥＴ３のバイアス
電圧を制御する。高周波阻止フィルタ11は出力信号の波
形を整形し、ＦＥＴに印加される電圧と電流の位相差が
90度になるように機能する。基本周波数同調フィルタ12
は基本波出力のみが出力されるように機能する。これら
二つのフィルタはＦ級増幅するために必要な基本回路で
あり、このように構成された回路を使用し、さらに増幅
器をスイッチング動作するまで高い入力レベルで駆動さ
せることにより、論理的には100％近い効率を達成でき
る。
第１図の説明で述べた動作と同様に本実施例の場合に
も、ドレイン電圧制御回路６は、入力信号の包絡線の変
化に追随してドレイン電圧を変化させる。同時にゲート
バイアス電圧制御回路13が、同様に入力信号の包絡線の
変化に追随してゲート電圧を変化させる。この結果、第
４図に示すように負荷線とバイアス点は入力信号の包絡
線変化に追随して変化することになる。図では、ゲート
電圧は包絡線が大きいときと小さいとき、それぞれＶ
ｇ１、Ｖｇ２により、そのためドレインバイアス電圧も
それぞれＶｄ０、Ｖｄ０′になっている。このようにし
て包絡線変化によらず定常的にＦ級で増幅動作すること
ができる。すなわちＦ級動作にもかかわらず増幅器は線
形増幅器として機能することになる。
も、ドレイン電圧制御回路６は、入力信号の包絡線の変
化に追随してドレイン電圧を変化させる。同時にゲート
バイアス電圧制御回路13が、同様に入力信号の包絡線の
変化に追随してゲート電圧を変化させる。この結果、第
４図に示すように負荷線とバイアス点は入力信号の包絡
線変化に追随して変化することになる。図では、ゲート
電圧は包絡線が大きいときと小さいとき、それぞれＶ
ｇ１、Ｖｇ２により、そのためドレインバイアス電圧も
それぞれＶｄ０、Ｖｄ０′になっている。このようにし
て包絡線変化によらず定常的にＦ級で増幅動作すること
ができる。すなわちＦ級動作にもかかわらず増幅器は線
形増幅器として機能することになる。
以上の説明はＦ級動作についてであったが、入力電力を
過負荷動作まで増大させない場合にはＡ級増幅となる
が、この場合にも同様に入力信号レベルによらず常に負
荷線いっぱいに信号を振って増幅することが可能であ
る。
過負荷動作まで増大させない場合にはＡ級増幅となる
が、この場合にも同様に入力信号レベルによらず常に負
荷線いっぱいに信号を振って増幅することが可能であ
る。
第５図は本発明第三実施例回路の回路図である。この例
は増幅素子としてバイポーラトランジスタ３を用いたも
のである。端子１からトランジスタ３のベースに与えら
れる高周波信号の包絡線を包絡線検波器４により検出
し、この出力を直流増幅器５で増幅して、コレクタ電圧
制御回路６に与える。コレクタ電圧制御回路６はトラン
ジスタ３のコレクタ電圧を入力高周波信号の包絡線に比
例する値に制御する。この構成により、増幅素子がバイ
ポーラトランジスタであっても同様に電源効率の高い増
幅器が実現できる。
は増幅素子としてバイポーラトランジスタ３を用いたも
のである。端子１からトランジスタ３のベースに与えら
れる高周波信号の包絡線を包絡線検波器４により検出
し、この出力を直流増幅器５で増幅して、コレクタ電圧
制御回路６に与える。コレクタ電圧制御回路６はトラン
ジスタ３のコレクタ電圧を入力高周波信号の包絡線に比
例する値に制御する。この構成により、増幅素子がバイ
ポーラトランジスタであっても同様に電源効率の高い増
幅器が実現できる。
第６図は本発明を実施するための電圧制御回路６の構成
の一例を示す図である。端子21には制御入力が上述の直
流増幅器５から与えられる。この制御入力はトランジス
タ23のベースに与えられる。トランジスタ23は可変抵抗
器として作用する。端子７に与えられる電源電圧はこの
制御入力にほぼ比例する電圧として端子22に送出され
る。
の一例を示す図である。端子21には制御入力が上述の直
流増幅器５から与えられる。この制御入力はトランジス
タ23のベースに与えられる。トランジスタ23は可変抵抗
器として作用する。端子７に与えられる電源電圧はこの
制御入力にほぼ比例する電圧として端子22に送出され
る。
第７図は電圧制御回路６の別の構成例を示す図である。
この例は直流直流変換器を用いたものでその制御精度は
高い。トランス31の一次側に二つのトランジスタ32およ
び33が、自励発振形のスイッチング素子として接続され
る。端子21に与えられる制御入力により電界効果トラン
ジスタ34の特性が変化して、このスイッチング素子の発
振周波数を変化させる。トランス31は一次側の電圧を昇
圧して、その二次側では整流回路35によりこれを整流平
滑して直流を得る。この回路により、端子21の制御入力
にしたがってこの直流直流変換器の動作発振周波数が変
化し、その出力端子22に送出される直流電圧を制御入力
にほぼ比例するように制御することができる。
この例は直流直流変換器を用いたものでその制御精度は
高い。トランス31の一次側に二つのトランジスタ32およ
び33が、自励発振形のスイッチング素子として接続され
る。端子21に与えられる制御入力により電界効果トラン
ジスタ34の特性が変化して、このスイッチング素子の発
振周波数を変化させる。トランス31は一次側の電圧を昇
圧して、その二次側では整流回路35によりこれを整流平
滑して直流を得る。この回路により、端子21の制御入力
にしたがってこの直流直流変換器の動作発振周波数が変
化し、その出力端子22に送出される直流電圧を制御入力
にほぼ比例するように制御することができる。
第８図は電圧制御回路６の別の構成例を示す図である。
この例は端子21に与えられる制御入力を電圧制御発振器
36の制御電圧として、制御入力電圧に対応する周波数の
発振出力を得る。この発振出力をトランジスタ37による
コレクタ接地シングル形チョッパ増幅器の制御信号と
し、その増幅出力を整流回路35により整流することによ
り出力電圧を得る。
この例は端子21に与えられる制御入力を電圧制御発振器
36の制御電圧として、制御入力電圧に対応する周波数の
発振出力を得る。この発振出力をトランジスタ37による
コレクタ接地シングル形チョッパ増幅器の制御信号と
し、その増幅出力を整流回路35により整流することによ
り出力電圧を得る。
第９図はゲートバイアス用の電圧制御回路13の一例を示
す回路図である。端子41には直流増幅器15から制御入力
が与えられる。端子42には出力電圧が送出される。この
回路は直流差動増幅器43を備え、端子45および46から正
負の直流動作電流が供給される。端子47には基準電圧Ｖ
Ｓが与えられる。この回路により高周波増幅器の増幅素
子の制電極に一定の直流バイアス電圧を与えたうえで、
そのバイアス電圧の変化分を制御入力に比例した値とす
ることができる。
す回路図である。端子41には直流増幅器15から制御入力
が与えられる。端子42には出力電圧が送出される。この
回路は直流差動増幅器43を備え、端子45および46から正
負の直流動作電流が供給される。端子47には基準電圧Ｖ
Ｓが与えられる。この回路により高周波増幅器の増幅素
子の制電極に一定の直流バイアス電圧を与えたうえで、
そのバイアス電圧の変化分を制御入力に比例した値とす
ることができる。
第10図は増幅器の各バイアス形式について、入力信号レ
ベルに対する増幅効率のシュミレーション結果を示す図
である。図中実線は従来形式によるもの、波線はドレイ
ン電圧制御回路としてトランジスタやＰＩＮダイオード
を用いて構成した可変抵抗器を適用した場合のもので、
ドレイン制御回路での損失が生じている。一点鎖線はス
イッチングレギュレータのスイッチング周波数を可変す
ることにより出力電圧を可変できる電圧可変形の直流直
流変換器（第７図の例）を適用した場合のものであり、
この場合には原理的にはドレイン電圧を損失なしに変換
できる。ここで、Ｖｍａｘ、Ｖｄはそれぞれ出力信号の
ピーク電圧と直流電圧給電端子７の給電電圧である。
ベルに対する増幅効率のシュミレーション結果を示す図
である。図中実線は従来形式によるもの、波線はドレイ
ン電圧制御回路としてトランジスタやＰＩＮダイオード
を用いて構成した可変抵抗器を適用した場合のもので、
ドレイン制御回路での損失が生じている。一点鎖線はス
イッチングレギュレータのスイッチング周波数を可変す
ることにより出力電圧を可変できる電圧可変形の直流直
流変換器（第７図の例）を適用した場合のものであり、
この場合には原理的にはドレイン電圧を損失なしに変換
できる。ここで、Ｖｍａｘ、Ｖｄはそれぞれ出力信号の
ピーク電圧と直流電圧給電端子７の給電電圧である。
この結果からわかるように、本発明を適用することによ
り、可変抵抗器型のドレイン電圧制御回路を用いた場合
でも、Ａ級増幅でＶｍａｘ／Ｖｄが0.25〜0.75の範囲で
約10％の効率改善が達成されている。また、Ｆ級増幅の
場合には線形増幅器として機能するようになり、かつそ
の効率はＢ級におけるものよりも20％以上良好になって
いる。ただし、Ｂ級の場合には可変抵抗器では効率の改
善は見られない。しかし、電圧可変形の直流直流変換器
を用いた場合には、Ａ級、Ｂ級、Ｆ級それぞれについ
て、従来の場合の最大振幅動作時の効率を入力信号の包
絡線の変化によらず定常的に維持できるため高い増幅効
率を達成できる。
り、可変抵抗器型のドレイン電圧制御回路を用いた場合
でも、Ａ級増幅でＶｍａｘ／Ｖｄが0.25〜0.75の範囲で
約10％の効率改善が達成されている。また、Ｆ級増幅の
場合には線形増幅器として機能するようになり、かつそ
の効率はＢ級におけるものよりも20％以上良好になって
いる。ただし、Ｂ級の場合には可変抵抗器では効率の改
善は見られない。しかし、電圧可変形の直流直流変換器
を用いた場合には、Ａ級、Ｂ級、Ｆ級それぞれについ
て、従来の場合の最大振幅動作時の効率を入力信号の包
絡線の変化によらず定常的に維持できるため高い増幅効
率を達成できる。
以上の結果から明らかなように、本発明の適用により高
周波増幅器を従来の技術では達成できなかった高い電源
効率で線形増幅動作させることが可能になる。
周波増幅器を従来の技術では達成できなかった高い電源
効率で線形増幅動作させることが可能になる。
〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明は従来になく高い効率で線
形増幅することが可能であるため、高周波帯の送信用線
形電力増幅器の低消費電力化を達成する方法とし有効で
ある。大電力送信が必要な放送局用の送信器や消費電力
のきわめて低いことが要求される移動通信用無線装置、
ならびに線形変調を用いるマイクロ波通信用の無線装置
に適用しこれらを小型・経済化・低消費電力化できる利
点がある。
形増幅することが可能であるため、高周波帯の送信用線
形電力増幅器の低消費電力化を達成する方法とし有効で
ある。大電力送信が必要な放送局用の送信器や消費電力
のきわめて低いことが要求される移動通信用無線装置、
ならびに線形変調を用いるマイクロ波通信用の無線装置
に適用しこれらを小型・経済化・低消費電力化できる利
点がある。
第１図は本発明の第一実施例回路図。 第２図はこの第一実施例の動作を説明するための負荷線
図と出力波形図。 第３図は本発明の第二実施例回路図。 第４図は第二実施例の動作を説明するための負荷線図と
出力波形図。 第５図は本発明の第三実施例回路の構成図。 第６図は本発明を実施するために使用する電圧制御回路
の構成例を示す図。 第７図は電圧制御回路の別の構成例を示す図。 第８図は電圧制御回路のさらに別の構成例を示す図。 第９図は制御電極に与えるバイアス電圧を制御する電圧
制御回路の構成例を示す図。 第10図は本発明の効果を示すための各バイアス形式に対
する効率のシュミレーション結果を示す図。 １……入力端子、２……出力端子、３……ＦＥＴ、４…
…包絡線検波器、５……直流増幅器、６……ドレイン用
またはコレクタ用の電圧制御回路（第一の電圧制御回
路）、７……直流電圧給電端子、８……直流阻止コンデ
ンサ、９……高周波阻止チョーク、10……ゲートバイア
ス給電端子、11……高調波阻止フィルタ、12……基本周
波数同調フィルタ、13……ゲートバイアス用の電圧制御
回路（第二の電圧制御回路）、15……直流増幅器、16…
…第二の電圧制御回路。
図と出力波形図。 第３図は本発明の第二実施例回路図。 第４図は第二実施例の動作を説明するための負荷線図と
出力波形図。 第５図は本発明の第三実施例回路の構成図。 第６図は本発明を実施するために使用する電圧制御回路
の構成例を示す図。 第７図は電圧制御回路の別の構成例を示す図。 第８図は電圧制御回路のさらに別の構成例を示す図。 第９図は制御電極に与えるバイアス電圧を制御する電圧
制御回路の構成例を示す図。 第10図は本発明の効果を示すための各バイアス形式に対
する効率のシュミレーション結果を示す図。 １……入力端子、２……出力端子、３……ＦＥＴ、４…
…包絡線検波器、５……直流増幅器、６……ドレイン用
またはコレクタ用の電圧制御回路（第一の電圧制御回
路）、７……直流電圧給電端子、８……直流阻止コンデ
ンサ、９……高周波阻止チョーク、10……ゲートバイア
ス給電端子、11……高調波阻止フィルタ、12……基本周
波数同調フィルタ、13……ゲートバイアス用の電圧制御
回路（第二の電圧制御回路）、15……直流増幅器、16…
…第二の電圧制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 千葉 耕司 神奈川県横須賀市武１丁目2356番地 日本 電信電話株式会社通信網第二研究所内 審査官 東森 秀朋
Claims (4)
- 【請求項１】ソース接地またはエミッタ接地された半導
体増幅素子を備えた高周波増幅器において、 この半導体増幅素子の制御電極に印加される入力信号の
包絡線成分を検出する回路と、 この回路が検出する包絡線成分にほぼ比例して上記半導
体素子のドレイン電極またはコレクタ電極に印加する電
圧を変化させる電圧制御回路と を備えたことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項２】ソース接地またはエミッタ接地された半導
体増幅素子を備えた高周波増幅器において、 この半導体増幅素子の制御電極に印加される入力信号の
包絡線成分を検出する回路と、 この回路が検出する包絡線成分にほぼ比例して上記半導
体素子のドレイン電極またはコレクタ電極に印加する電
圧を変化させる第一の電圧制御回路と、 前記包絡線成分にほぼ比例して上記半導体素子の制御電
極に印加するバイアス電圧を変化させる第二の電圧制御
回路と を備えたことを特徴とする高周波増幅器。 - 【請求項３】第一の電圧制御回路は包絡線成分に比例す
る制御入力電圧により制御される半導体可変抵抗素子を
含む特許請求の範囲第(2)項に記載の高周波増幅器。 - 【請求項４】第一の電圧制御回路は、直流直流変換器を
含み、その直流直流変換器は包絡線成分に比例する制御
入力電圧に応じてスイッチング周波数が変化するスイッ
チング回路を含む特許請求の範囲第(2)項に記載の高周
波増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61118786A JPH0669002B2 (ja) | 1986-05-23 | 1986-05-23 | 高周波増幅器 |
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| JP61118786A JPH0669002B2 (ja) | 1986-05-23 | 1986-05-23 | 高周波増幅器 |
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- 1986-05-23 JP JP61118786A patent/JPH0669002B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| JPS62274906A (ja) | 1987-11-28 |
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