KR20050053591A - 송신기 - Google Patents

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KR20050053591A
KR20050053591A KR1020057000675A KR20057000675A KR20050053591A KR 20050053591 A KR20050053591 A KR 20050053591A KR 1020057000675 A KR1020057000675 A KR 1020057000675A KR 20057000675 A KR20057000675 A KR 20057000675A KR 20050053591 A KR20050053591 A KR 20050053591A
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voltage
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amplitude component
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KR1020057000675A
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미쯔루 타나베
타카하루 사에키
요시히사 미나미
코이치로 타나카
노리아키 사이토
Original Assignee
마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
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Publication date
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Abstract

광대역이며 고효율의 EER법의 송신기를 제공한다. 그 때문에, 변조신호 중 진폭성분을 고주파 전력증폭기(130)의 전원단자에 입력하고, IQ 직교신호를 고주파 전력증폭기(130)의 고주파 입력단자에 입력하고, 고주파 전력증폭기(130)의 출력으로부터 원래의 변조신호를 얻는다. 출력전압의 순차적으로 다른 DC-DC 컨버터군(615)으로부터 스위치군(621)을 통해 이미터 팔로어(729)에 콜렉터 전압을 공급한다. 콜렉터 전압은 진폭성분의 레벨에 따라 DC-DC 컨버터(616~620) 중 어느 하나의 출력을 스위치군(621)에서 선택하여, 이미터 팔로어에 줌으로써 이미터 팔로어(729)의 이미터 전압과 이미터 팔로어(729)의 콜렉터 전압의 차를 작게 하여 이미터 팔로어(729)의 효율을 높이고, 또한, 고주파 전력증폭기(130)의 전원전압을 이미터 팔로어(729)에서 전압변환시킴으로써 광대역 동작을 가능하게 하였다.

Description

송신기{TRANSMITTER}
본 발명은, 예컨대 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex; 직교 주파수 분할다중) 등 서브 캐리어를 이용하는 통신방식에 이용되는 무선송신기에 관한 것이다.
일반적으로, 전압변환을 따르는 변조신호, 특히 QAM(직교전압변환) 등의 다치 변조(多値 變調)를 따르는 변조신호에 있어서는, 안테나에 전력을 송신하기 위한 고주파 전력증폭기에 선형동작이 필요하게 된다. 그 때문에, 고주파 전력증폭기의 동작급으로서는 A급 혹은 AB급 등이 이용되어 왔다.
그러나, 통신의 광대역화에 따라, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex; 직교 주파수 분할다중) 등 서브 캐리어를 이용하는 통신방식이 이용되기 시작하여, 종래의 A급, AB급의 고주파 전력증폭기로는 고효율화를 기대할 수 없다. 즉, OFDM에서는, 서브 캐리어가 겹침에 의해, 순간적으로, 완전히 랜덤하게 큰 전력이 발생한다. 즉, 평균 전력과 그 순간 최대전력의 비, PAPR(Peak to Average Power Ratio)이 크다. 그 때문에, 이러한 큰 전력을 갖는 고주파 신호도 선형으로 증폭할 수 있도록, 항상 큰 직류전력을 유지하고 있을 필요가 있다. A급 동작에서는 전원효율이 최대에서도 50% 밖에 안 되고, 특히 OFDM의 경우에는, PAPR이 크기 때문에 전원효율은 10%정도로 되어 버린다.
이 때문에, 예컨대 전원으로서 전지를 이용하는 휴대형의 무선기에서는, 연속 사용가능시간이 짧게 되어, 실용상 문제가 생긴다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 칸의 방법으로서 알려지는 종래의 EER법(Envelope Elimination and Restoration)이 제안되어 있다[예컨대, 미국 특허 제6256482B1(도면 3페이지, 도 6)참조.].
도 6은 EER법의 개략을 나타내는 블록도이다. 도 6에 있어서, 단자(40)에 입력된 고주파 변조신호(46) 예컨대 QAM신호는 2분기되고, 한쪽의 분기에서는, 변조파(46)가 검파기(41)에서 포락선 검파되고, 그것에 의해서 진폭성분신호가 생성된다. 전원전압(Vdd)은 전압변환기(진폭성분을 증폭하는 앰프)(42)에 의해 전압변환된다. 이 때, 전압변환기(42)는 고효율 동작(~95%)이 가능한 S급 앰프(스위칭 레귤레이터 등)가 이용된다. 다른쪽의 분기에서는, 변조파(46)가, 진폭 제어 증폭기[리미터(43)]에 의해 진폭 제어되고, 그것에 의해서 위상정보만을 갖는 변조파가 얻어진다. 위상정보를 가진 변조파는, 스위치형 앰프(44)의 RF 입력단자에 입력되고, 스위치형 앰프(44)의 구성요소인 예컨대 전계효과형 트랜지스터의 게이트 전압을 변조한다.
여기서, 스위치형 앰프는, 드레인 전압파형이 직사각형이 되도록 고조파 제어된 F급 앰프나, 드레인 전압파형과 드레인 전류파형이 겹치지 않는 부하 조건을 최적화한 E급 앰프나 D급 앰프를 가리킨다.
종래의 A급 앰프에서는, 드레인 전압과 드레인 전류가 동시에 발생하는 기간이 생기고, 전력이 소비된다. 한편, 스위치형 앰프(44)는, 드레인 전류와 드레인 전압이 동시에 발생하는 기간을 가능한 한 작게 하고 있으므로, 소비전력을 억제할 수 있다.
예컨대, 200㎃, 3V의 DC 전력을 공급하였다고 하면, 직류전력은 600㎽가 된다. 스위치형 앰프(44)에서는, OFF일 때에는 전류가 흐르지 않고, 전압(Vdd)만이 인가되기 때문에, 직류소비전력은 0이다. 한편, ON일 때에는 200㎃의 전류가 흐르지만, 트랜지스터는 완전히 도통하고 있으므로, 드레인-소스 간 전압(VDS)은 기껏해야 포화전압의 0.3V정도로 가정할 수 있다. 이 경우, 0.3×0.2=0.06 즉 60㎽의 직류전력이 트랜지스터 안에서 소비되게 된다. 전원효율은 실제로 (600-60)/600=90%에 도달한다. A급 앰프에서는 최대에서도 전원효율은 50%밖에 도달하지 않으므로, 그 효과는 크다.
즉, 스위치형 앰프를 사용함으로써, 높은 전원효율이 실현된다. 그러나, 스위치형 앰프는 비선형 앰프이기 때문에, QAM신호와 같이 변조파의 진폭 레벨이 변화하는 변조신호에서는, 선형으로 신호를 증폭할 필요가 있기 때문에, 스위치형 앰프를 이용할 수는 없다.
이 문제를 해결하기 위하여, EER법에서는 진폭 정보를 포함하는 신호를, 진폭성분과 위상성분으로 분리하고, 스위치형 앰프에서는 위상성분만을 증폭시킨다. 여기서 진폭성분을 스위치형 앰프의 전원단자에 입력하면, 진폭성분에 비례한 출력전력이 얻어지기 때문에, 결과적으로 원래의 진폭 정보를 포함하는 신호가 재생된다.
이러한 구성을 가짐으로써, 스위치형 앰프 등의 비선형이지만 고효율의 앰프를 이용할 수 있기 때문에, 고효율화가 가능하게 된다.
그러나, 진폭성분을 변조하는 전압변환기(42)(예컨대 스위칭 레귤레이터)의 대역이 기껏해야 5㎒이기 때문에, 가령, 무선 LAN의 규격인, IEEE802.11a규격의 변조파 대역폭 20㎒에서 종래 기술의 EER법을 사용할 수 없다.
대역을 넓히기 위해서는, 전압변환기(42)의 출력에 내장된 저역통과필터의 인덕턴스를 작게 할 필요가 있다. 그런데, 인덕턴스의 Q값이 내려가기 때문에, 인덕턴스에 의해 소비되는 열량을 무시할 수 없게 되고, 전압변환기(42)의 효율이 저하한다. 또한 잡음도 증가한다.
또한, 전압변환기(42)로서 시리즈 레귤레이터를 이용한 경우, 그 전압변환량(전원전압과 진폭성분전압의 차)과 고주파 전력증폭기의 드레인 전류의 곱이 소비전력이 된다. OFDM에서는 진폭성분의 전압의 평균치는 전원전압의 절반 이하이기 때문에, 이 경우도 고효율화를 바랄 수 없다.
도 1은 본 발명의 실시형태1의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시형태2의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시형태3의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시형태4의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시형태5의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 6은 종래의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시형태6의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 8은 본 발명의 실시형태7의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 9는 본 발명의 실시형태8의 송신기의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 실시형태9의 송신기의 요부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 11은 본 발명의 실시형태10의 송신기의 요부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 12는 본 발명의 실시형태11의 송신기의 요부의 구성을 나타내는 블록도이다.
본 발명의 목적은, 효율을 저하시키는 일없이, 광대역의 EER법을 실현할 수 있는 송신기를 제공하는 것이다.
상기 과제를 해결하기 위해서, 제 1 발명의 송신기는, 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단과, 변조신호 발생수단에 의해 발생된 변조신호를 위상성분과 진폭성분으로 분리하는 위상진폭 분리수단과, 위상진폭 분리수단에 의해 분리된 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단과, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터와, 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압 중 어느 하나를 선택하는 스위치군과, 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버와, 스위치군에 의해 선택된 어느 하나의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 진폭성분을 전압변환하는 리니어 전압변환수단과, 위상성분을 고주파 입력단자에 입력하여, 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 진폭과 위상이 합성된 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비하고 있다.
이 구성에 의하면, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터를 설치하고, 진폭성분의 레벨에 따라 스위칭 레귤레이터를 선택하고, 선택된 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 리니어 전압변환수단이 진폭성분을 전압변환하는 구성을 채용하고 있다. 그 때문에, 리니어 전압변환수단에 의한 전압 드롭을 적게 억제 할 수 있고, 스위칭 레귤레이터에 의한 손실이 적은데다가, 리니어 전압변환수단에 의한 전력손실도 적게 억제할 수 있다. 또한, 전압변환에 리니어 전압변환수단을 이용하고 있고, 출력부에 저역통과필터를 이용할 필요가 없으므로, 광대역화를 도모할 수 있다. 따라서, 효율을 저하시키는 일없이, 광대역의 EER법을 실현할 수 있다.
제 2 발명의 송신기는, 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단과, 변조신호 발생수단에 의해 발생된 변조신호를 위상성분과 진폭성분으로 분리하는 위상진폭 분리수단과, 위상진폭 분리수단에 의해 분리된 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단과, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터와, 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 각각 전원전압으로 하여 진폭성분을 전압변환하는 리니어 전압변환수단과, 진폭성분을 복수의 리니어 전압변환수단에 전달하는 스위치군과, 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버와, 위상성분을 고주파 입력단자에 입력하고, 복수의 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 진폭과 위상이 합성된 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비하고 있다.
이 구성에 의하면, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터를 설치하고, 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 복수의 리니어 전압변환수단이 진폭성분을 각각 전압변환함과 아울러, 진폭성분의 레벨에 따라 복수의 리니어 전압변환수단 중 어느 하나를 선택적으로 유효하게 하고 있다. 그 때문에, 전압변환을 행할 때의 리니어 전압변환수단에 의한 전압 드롭을 적게 억제 할 수 있고, 스위칭 레귤레이터에 의한 손실이 적은데다가, 리니어 전압변환수단에 의한 전력손실도 적게 억제할 수 있다. 또한, 전압변환에 리니어 전압변환수단을 이용하고 있고, 출력부에 저역통과필터를 이용할 필요가 없으므로, 광대역화를 도모할 수 있다. 따라서, 효율을 저하시키는 일없이, 광대역의 EER법을 실현할 수 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터와 고주파 전력증폭기 사이에 리니어 전압변환수단이 들어가는 것만으로, 스위치 수단은 그 경로로부터 떨어져 있기 때문에, 제 1 발명의 구성에 비하여, 전력손실을 더욱 저감할 수 있다.
상기 제 1 또는 제 2 발명의 송신기에 있어서는, 위상진폭 분리수단의 위상성분의 출력단과 고주파 전력증폭기의 입력단 사이에 주파수 변환수단을 갖고 있어도 좋다.
이 구성에 의하면, 이하와 같은 작용 및 효과를 갖는다. 위상진폭 분리수단의 대역은 기껏해야 수백㎒이기 때문에, 반송파가 ㎓를 초과하는 경우, 이것을 처리할 수 없지만, 주파수 변환수단인 예컨대 직교 변조기 등을 이용함으로써, 용이하게 반송파 주파수를 업 컨버트할 수 있다.
상기 제 1 또는 제 2 발명의 송신기에 있어서는, 고주파 전력증폭기의 출력단에 설치되어 고주파 출력전력을 피드백하는 피드백 수단과, 피드백 수단의 신호를 기초로 위상과 진폭의 타이밍 어긋남을 교정하기 위한 제 1 교정신호를 발생하는 제 1 타이밍 교정수단과, 제 1 타이밍 교정수단으로부터의 제 1 교정신호를 받아, 위상진폭 분리수단으로부터 출력되는 진폭성분과 위상성분의 타이밍을 보정하는 제 1 타이밍 보정수단이 부가되는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, 이하와 같은 작용 및 효과를 갖는다. 위상성분과 진폭성분의 타이밍이, 각 변조파 성분의 입력으로부터 고주파 전력증폭기의 출력에 이르기까지의 레이아웃에 의한 지연, 또는 트랜지스터에 의한 배선길이나 기생 성분에 의한 지연에 의해 어긋나면, 고주파 전력증폭기 출력으로 정확한 변조파를 형성할 수 없다. 그런데, 피드백 수단과 타이밍 교정수단과 타이밍 보정수단을 설치함으로써, 정확하게 위상성분과, 전압변환파 성분의 타이밍을 보정할 수 있고, 고주파 전력증폭기 출력으로 정확한 변조파를 형성할 수 있다.
상기 제 1 또는 제 2 발명의 송신기에 있어서는, 스위칭 레귤레이터의 출력단과 리니어 전압변환수단의 전원전압 입력단 사이에 설치되어 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 검출하는 제 1 전압검출수단과, 리니어 전압변환수단의 진폭성분 입력단자에 설치되어, 진폭성분의 전압을 검출하는 제 2 전압검출수단과, 제 1 및 제 2 전압검출수단으로부터 얻어진 전압 진폭 데이터에 의해, 진폭성분과 슬라이스 데이터의 타이밍 어긋남을 교정하기 위한 제 2 교정신호를 출력하는 제 2 타이밍 교정수단과, 제 2 타이밍 교정수단으로부터의 제 2 교정신호를 받아 진폭성분과 슬라이스 데이터의 타이밍을 보정하는 제 2 타이밍 보정수단이 부가되어 있는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, 이하와 같은 작용 및 효과를 갖는다. 진폭 슬라이스 데이터와 진폭성분의 타이밍이, 진폭 슬라이스 데이터와 진폭성분의 각 입력으로부터 고주파 전력증폭기의 출력에 이르기까지의 레이아웃에 의한 지연, 또는 트랜지스터에 의한 배선길이나 기생 성분에 의한 지연에 의해 어긋나면, 슬라이스 데이터에 의해 구동된 스위치에 의해 도통된 스위칭 레귤레이터 출력과 진폭성분의 값이 어긋나고, 리니어 전압변환수단에서 불필요하게 큰 전압 드롭이 생겨 전원효율이 저하하거나 혹은 리니어 전압변환수단이 오프되어 버린다. 그런데, 제 1 및 제 2 전압검출수단과 제 2 타이밍 교정수단과 제 2 타이밍 보정수단을 설치함으로써, 정확하게 진폭 슬라이스 데이터와 진폭성분의 타이밍을 보정할 수 있고, 이상적인 전원효율을 실현할 수 있다.
상기 제 1 또는 제 2 발명의 송신기에 있어서는, 리니어 전압변환수단이 예컨대 이미터 팔로어로 구성된다.
이 구성에 의하면, 진폭성분을, 그것보다 P-N접합의 빌트인 포텐셜로 결정되는 이미터-베이스 간 전압의 일정의 전압 레벨(예컨대 0.7V)만큼 낮은 전압으로 변환하고, 또한 피드백 루프를 가지지 않기 때문에, 루프에 의한 대역제한도 없고, 구성이 간단하게 된다.
상기 제 1 또는 제 2 발명의 송신기에 있어서는, 리니어 전압변환수단이 리니어 레귤레이터로 구성될 경우도 있다.
이 구성에 의하면, 피드백 루프에 의해 정확하게 전압 레벨을 제어할 수 있고, 정확하게 진폭성분을 전압변환할 수 있다.
상기 제 1 또는 제 2 발명의 송신기에 있어서는, 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 연산증폭기의 출력을 이미터 팔로어의 입력에 접속하고, 이미터 팔로어의 출력을 연산증폭기에 부귀환(negative feedback)하는 구성으로 하는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, 이미터 팔로어의 비선형성, 온도특성을 보상하고, 진폭성분을 정확하게 고주파 전력증폭기에 전달할 수 있다.
상기 제 1 또는 제 2 발명의 송신기에 있어서는, 이미터 팔로어를 푸시풀 회로로 구성하고, 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 연산증폭기의 출력을 푸시풀 회로의 입력에 접속하고, 푸시풀 회로의 출력을 연산증폭기에 부귀환하게 하여도 좋다.
이 구성에 의하면, 이미터 팔로어의 비선형성, 온도특성을 보상하고, 연산증폭기의 과도특성에서, 전압이 연산증폭기에 주어지는 양의 전원전압 혹은 음의 전원전압에 의해 홀드되는 것을 방지하여, 진폭성분을 정확하게 고주파 전력증폭기에 전달할 수 있다.
제 3 발명의 송신기는, 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단과, 변조신호 발생수단에 의해 발생된 변조신호로부터 진폭성분을 추출하는 진폭추출수단과, 진폭추출수단에 의해 추출된 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단과, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터와, 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압 중 어느 하나를 선택하는 스위치군과, 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버와, 스위치군에 의해 선택된 어느 하나의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 진폭성분을 전압변환하는 리니어 전압변환수단과, 상기 변조신호를 고주파 입력단자에 입력하고, 상기 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비하고 있다.
이 구성에 의하면, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터를 설치하고, 진폭성분의 레벨에 따라 스위칭 레귤레이터를 선택하고, 선택된 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 리니어 전압변환수단이 진폭성분을 전압변환함으로써 전압변환을 행하는 구성을 채용하고 있다. 그 때문에, 전압변환을 행할 때의 리니어 전압변환수단에 의한 전압 드롭을 적게 억제 할 수 있고, 스위칭 레귤레이터에 의한 손실이 적은데다가, 리니어 전압변환수단에 의한 전력손실도 적게 억제할 수 있다. 또한, 전압변환에 리니어 전압변환수단을 이용하고 있어, 출력부에 저역통과필터를 이용할 필요가 없으므로, 광대역화를 도모할 수 있다. 따라서, 효율을 저하시키는 일없이, 광대역의 EER법을 실현할 수 있다.
또한, 위상성분이 아니라, 변조신호를 그대로 이용하고 있기 때문에, 진폭과 위상성분으로 분리해서 행하는 EER법에서는 피할 수 없었던, 변조 정밀도(ErrorVectorMagnitude:EVM)의 열화를 회피할 수 있다. 즉, 위상성분을 이용하는 경우, 위상성분을 디지털 아날로그 변환기의 대역이 허용하는 범위에서, 또한 EVM에 영향을 주지 않을 정도로 필터링을 행하지만, 필터링에 의해 생기는 위상성분의 부분적인 레벨 저하가, 고주파 증폭기의 출력으로 위상성분이 진폭성분과 합성되었을 때에 EVM의 현저한 열화를 생기게 하고 있었다. 또한, 변조신호로부터 분리된 위상성분에 비해서, 변조신호는 필요대역폭이 1/6정도 작기 때문에, 디지털 아날로그 변환기나, 디지털 아날로그 변환에 의해 생기는 스퓨리어스 성분을 억압하는 안티 앨리어스필터의 대역폭을 좁게 할 수 있다. 그 때문에, 디지털 아날로그 변환기의 저소비전력화나, 필터에 이용하는 인덕터의 소형화나 저비용화에 유리하다.
또한, 종래의 EER법에서는, 피크 전력이 입력되었을 때에도 고주파 전력증폭기가 충분히 포화가능한 만큼의 입력 레벨을 주입하고 있었기 때문에, 고주파 전력증폭기가 OFF(진폭성분 0)일 때의 절연특성(출력전력 중 입력전력으로부터의 누설의 비율)이 좋지 않을 경우, 기대되는 레벨보다 높은 전력이 출력되고, 진폭성분과 합성된 결과, 고주파 전력증폭기 출력으로 정확한 변조파를 형성할 수 없다(EVM성능의 열화를 초래하고 있었다). 그런데, 본 구성에서는, 고주파 전력증폭기가 OFF(진폭성분 0)일 때, 고주파 전력증폭기에 입력되는 전력도 0이기 때문에, 절연특성에 의존하지 않고, 고주파 전력증폭기 출력으로 정확한 변조파를 형성할 수 있다.
제 2 발명의 송신기는, 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단과, 변조신호 발생수단에 의해 발생된 변조신호로부터 진폭성분을 추출하는 진폭추출수단과, 진폭추출수단에 의해 추출된 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단과, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터와, 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 각각 전원전압으로 하여 진폭성분을 전압변환하는 복수의 리니어 전압변환수단과, 진폭신호를 리니어 전압변환수단에 전달하는 스위치군과, 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버와, 상기 변조신호를 고주파 입력단자에 입력하고, 상기 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비하고 있다.
이 구성에 의하면, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터를 설치하고, 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 복수의 리니어 전압변환수단이 진폭성분을 각각 전압변환함으로써 전압변환을 행함과 아울러, 진폭성분의 레벨에 따라 복수의 리니어 전압변환수단 중 어느 하나를 선택적으로 유효하게 하고 있다. 그 때문에, 전압변환을 행할 때의 리니어 전압변환수단에 의한 전압 드롭을 적게 억제 할 수 있고, 스위칭 레귤레이터에 의한 손실이 적은데다가, 리니어 전압변환수단에 의한 전력손실도 적게 억제할 수 있다. 또한, 전압변환에 리니어 전압변환수단을 이용하고 있어, 출력부에 저역통과필터를 이용할 필요가 없으므로, 광대역화를 도모할 수 있다. 따라서, 효율을 저하시키는 일없이, 광대역의 EER법을 실현할 수 있다. 또한, 스위칭 레귤레이터와 고주파 전력증폭기 사이에 리니어 전압변환수단이 들어가는 것만으로, 스위치 수단은 그 경로로부터 떨어져 있기 때문에, 제 3 발명의 구성에 비해서, 전력손실을 더욱 저감할 수 있다.
또한, 위상성분이 아니라, 변조신호를 그대로 이용하고 있기 때문에, 진폭과 위상성분으로 분리해서 행하는 EER법에서는 피할 수 없었던, 변조 정밀도(ErrorVectorMagnitude:EVM)의 열화를 회피할 수 있다. 즉, 위상성분을 이용할 경우, 위상성분을 디지털 아날로그 변환기의 대역이 허용하는 범위에서, 또한 EVM에 영향을 주지 않을 정도로 필터링을 행하지만, 필터링에 의해 생기는 위상성분의 부분적인 레벨 저하는, 고주파 증폭기의 출력으로 위상성분이 진폭성분과 합성되었을 때에 EVM의 현저한 열화를 생기게 한다. 또한, 변조신호로부터 분리된 위상성분에 비해서, 변조신호는 필요대역폭이 1/6정도 작기 때문에, 디지털 아날로그 변환기나, 디지털 아날로그 변환에 의해 생기는 스퓨리어스 성분을 억압하는 안티 앨리어스필터의 대역폭을 좁게 할 수 있다. 그 때문에, 디지털 아날로그 변환기의 저소비전력화나, 필터에 이용하는 인덕터의 소형화나 저비용화에 유리하다.
또한, 종래의 EER법에서는, 피크 전력이 입력되었을 때에도 고주파 전력증폭기가 충분히 포화가능할 정도의 입력 레벨을 주입하고 있었기 때문에, 고주파 전력증폭기가 OFF(진폭성분 0)일 때의 절연특성이 좋지 않을 경우, 기대되는 레벨보다 높은 전력이 출력되고, 진폭성분과 합성된 결과, 고주파 전력증폭기 출력으로 정확한 변조파를 형성할 수 없지만(EVM성능의 열화를 초래하고 있었지만), 본 구성에서는, 고주파 전력증폭기가 OFF(진폭성분 0)일 때, 고주파 전력증폭기에 입력되는 전력도 0이기 때문에, 절연특성에 의존하지 않고, 고주파 전력증폭기 출력으로 정확한 변조파를 형성할 수 있다.
제 3 또는 제 4 발명의 송신기에 있어서는, 리니어 전압변환수단이 예컨대 이미터 팔로어로 구성된다.
이 구성에 의하면, 진폭성분을, 그것보다 P-N접합의 빌트인 포텐셜로 결정되는 이미터-베이스 간 전압의 일정의 전압 레벨(예컨대 0.7V)만큼 낮은 전압으로 변환하고, 또한 피드백 루프를 가지지 않기 때문에, 루프에 의한 대역제한도 없고, 구성이 간단하게 된다.
제 3 또는 제 4 발명의 송신기에 있어서는, 리니어 전압변환수단이 리니어 레귤레이터로 구성되는 경우도 있다.
이 구성에 의하면, 피드백 루프에 의해 정확하게 전압 레벨을 제어할 수 있고, 정확하게 진폭성분을 레벨 변환할 수 있다.
상기 제 3 또는 제 4 발명의 송신기에 있어서는, 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 연산증폭기의 출력을 이미터 팔로어의 입력에 접속하고, 이미터 팔로어의 출력을 연산증폭기에 부귀환하는 구성으로 하는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, 이미터 팔로어의 비선형성, 온도특성을 보상하고, 진폭성분을 정확하게 고주파 전력증폭기에 전달할 수 있다.
상기 제 3 또는 제 4 발명의 송신기에 있어서는, 이미터 팔로어를 푸시풀 회로로 구성하고, 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 연산증폭기의 출력을 푸시풀 회로의 입력에 접속하고, 푸시풀 회로의 출력을 연산증폭기에 부귀환하게 하여도 좋다.
이 구성에 의하면, 이미터 팔로어의 비선형성, 온도특성을 보상하고, 연산증폭기의 과도특성에서, 전압이 연산증폭기에 주어지는 양의 전원전압 혹은 음의 전원전압에 의해 홀드되는 것을 방지하여, 진폭성분을 정확하게 고주파 전력증폭기에 전달할 수 있다.
이상, 상세하게 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 고주파 전력증폭기를 스위치형으로 하여 동작시킬 수 있는 EER법에 있어서 광대역이며 또한 고효율인 동작을 가능하게 한다.
이하, 본 발명의 실시형태를, 도면을 참조하면서 설명한다.
(실시형태1)
이하, 도면을 참조해서 본 발명의 실시형태1에 대해서 설명한다. 본 실시형태에서는, 광대역 변조신호를 이용하는 IEEE802.11a규격의 무선 LAN시스템을 예로 들어 설명한다. 무선 LAN시스템에서는, 직교하는 52개의 서브 캐리어 각각에 64QAM의 변조를 걸고, 이것을 서로 보태서 변조신호를 얻는다. 52개의 서브 캐리어는, 각각 312.5㎑ 분리하고 있고, 52×312.5=16.25㎑를 점유한다.
도 1은 EER법을 실현하는 본 발명의 실시형태1에 의한 송신기의 회로도를 나타내고 있다. 이 송신기는, 도 1에 나타내는 바와 같이, OFDM 신호생성수단(111)과, 위상진폭 분리수단(112)과, 진폭 슬라이스수단(113)과, 스위칭 레귤레이터군(115)과, 스위치군(121)과, 스위치 드라이버(114)와, 직교 변조기(128)와, 시리즈 레귤레이터(129)와, 스위치형의 고주파 전력증폭기(130)로 구성되어 있다.
상기의 OFDM 신호생성수단(111)은, OFDM 신호를 생성하는 것으로, 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단에 상당한다.
위상진폭 분리수단(112)은, 예컨대 5V의 전원전압을 입력으로 하여, OFDM 신호생성수단(111)에 의해 생성된 OFDM 신호를 위상성분과 진폭성분으로 분리한다.
진폭 슬라이스수단(113)은, 위상진폭 분리수단(112)에 의해 분리된 진폭성분을 단계적으로 다른 적당한 복수의 전압 레벨로 슬라이스한다. 이 전압 레벨로서는, 예컨대, 0.5V, 1.0V, 1.5V, 2.0V, 2.5V가 설정된다. 도 1에는, 진폭 슬라이스수단(113)에 입력되는 진폭성분, 즉 원(源)신호와, 진폭 슬라이스수단(113)의 출력신호, 즉 슬라이스 신호가 나타내어져 있다.
여기서, 도 1에 나타나 있는 원신호와 슬라이스 신호의 관계에 대해서 설명한다. 진폭 슬라이스수단(113)은, 도 1과 같이 진폭성분의 레벨을 검출하고, 그 레벨에 대해서 미리 설정된 전압 레벨과의 비교를 행하여, 도 1과 같이 진폭성분을 슬라이스한다.
진폭 슬라이스의 방법은, 예컨대 진폭성분이 0.5V<진폭성분≤1.0V이면 1V로 처리하고, 1V<진폭성분≤1.5V라면 1.5V로 처리하는 등, 포함되는 범위의 최대값으로 레벨을 처리한다. 도면에서는 합계 7개 레벨이 존재하기 때문에, 이것을 3비트의 데이터로 할당하여, 3비트의 슬라이스 데이터가 스위치 드라이버(114)에 출력된다.
스위칭 레귤레이터군(115)은, 예컨대 3V의 전원전압을 입력으로 하는 복수, 예컨대 4개의 스위칭 레귤레이터, 즉 4개의 DC-DC 컨버터(116~120)로 이루어진다. DC-DC 컨버터(116~120)는, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환한다. 구체적으로는, DC-DC 컨버터(116~120)는, 각각 3V의 전압을 2.5V, 2.0V, 1.5V, 1.0V, 0.5V의 각 전압으로 변환한다.
스위치군(121)은, 어느 1개가 선택적으로 도통하는 예컨대 5개의 스위치(122~127)로 이루어지고, 3V의 전원전압과, 복수의 DC-DC 컨버터(116~120)의 출력전압인 2.5V, 2.0V, 1.5V, 1.0V, 0.5V의 각 전압 중 어느 하나를 선택한다. 또한, 스위치(122~127)는, 예컨대 MOS 트랜지스터로 구성된다.
스위치 드라이버(114)는, 진폭 슬라이스수단(113)에 의해서 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 스위치군(121)의 각 스위치(122~127)를 선택적으로 도통시킨다.
직교 변조기(128)는, 위상진폭 분리수단(112)으로부터 출력되는 위상성분[직교성분(Quadrature) 및 동상성분(In-phase)]을 고주파 신호로 변환하는 것으로, 주파수 변환수단에 상당한다.
시리즈 레귤레이터(리니어 레귤레이터)(129)는, 스위치군(121)에 의해 선택된 3V의 전원전압 또는 어느 하나의 DC-DC 컨버터(116~120)의 출력전압을 전원전압으로 하여 OFDM 신호의 진폭성분을 전압변환하는 것으로, 리니어 전압변환수단에 상당한다.
고주파 전력증폭기(PA)(130)는, 스위치형이며, 직교 변조기(128)로부터 입력되는 고주파 신호(위상성분을 고주파 변환한 것)를 고주파 입력단자에 입력하고, 시리즈 레귤레이터(129)에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 위상 및 진폭이 함께 변조된, 즉 진폭과 위상이 합성된 변조파를 출력한다.
이하 동작에 대해서 설명하는, 본 실시형태에서는, 전원전압 3V의 시스템을 가정하고 있다.
OFDM 신호생성수단(111)에 의해 작성된 OFDM 신호는, 위상진폭 분리수단(112)에 의해 진폭성분과 위상성분으로 분리되어 출력된다. 출력된 진폭성분을 기초로, 진폭 슬라이스수단(113)은, 스위치군(121)의 각 스위치(122~127)의 온/오프를 드라이브하기 위한 드라이브 정보를 생성한다. 드라이브 정보를 이하 슬라이스 데이터라 칭한다.
진폭 슬라이스의 방법은, 예컨대 진폭성분이
0V<진폭성분≤0.5V
이면 0.5V로 처리하고,
0.5V<진폭성분≤1.0V
이면 1.0V로 처리하고,
1.0V<진폭성분≤1.5V
이면 1.5V로 처리하고,
1.5V<진폭성분≤2.0V
이면 2.0V로 처리하고,
2.0V<진폭성분≤2.5V
이면 2.5V로 처리하고,
2.5V<진폭성분≤3.0V
이면 3.0V로 처리하도록, 진폭성분이 포함되는 문턱값 범위를 검출하고, 포함되는 범위의 최대값으로 레벨을 처리한다.
처리는, 다음과 같이 하여 행한다. DC-DC 컨버터(116~120)는 처리되는 전압 레벨과 같은 출력전압(2.5V, 2.0V, 1.5V, 1.0V, 0.5V)이 출력되도록 준비된다. 진폭성분의 레벨에 따라, 진폭 슬라이스수단(113)이 스위치 드라이버(114)에 어느 DC-DC 컨버터(116,117,118,119 또는 120)의 출력을 액티브할지의 정보를 준다. 주어진 정보에 따라, 스위치 드라이버(114)는 DC-DC 컨버터(116~120)의 출력단에 설치된 스위치(122~127)를 선택적으로 온/오프하고, 처리된 전압에 대응하는 전압을 출력한다.
구체예를 설명하면 진폭성분이 1.2V일 때는 DC-DC 컨버터(118)의 패스가 온이 되고, 1.5V의 전압이 시리즈 레귤레이터(129)의 전압입력단자에 주어진다. 마찬가지로, 진폭성분이 1.6V일 때는 DC-DC 컨버터(117)의 패스가 온이 되고, 2.0V의 전압이 시리즈 레귤레이터(129)의 전압입력단자에 주어진다.
위상진폭 분리수단(112)으로부터 출력된 진폭성분은, 시리즈 레귤레이터(129)의 기준(reference) 입력단에 입력되고, 시리즈 레귤레이터(129)의 출력전압을 변조한다. 이 때, 시리즈 레귤레이터(129)는, 내부에 피드백 루프를 갖기 때문에, 진폭성분의 오프셋은 필요없다.
또한, 진폭성분은, 슬라이스 데이터와 동기가 취해진 형태로 출력되는 것이 바람직하다.
이 때, 진폭성분과 슬라이스 데이터의 동기가 취해져 있지 않으면, 불필요하게 큰 전압 드롭이 나타나고, 전원손실이 악화되어 버린다.
이러한 동작을 실현함으로써, 시리즈 레귤레이터(129)의 전압 드롭(DC-DC 컨버터 출력과 시리즈 레귤레이터 출력의 전위차)은 작은 값으로 유지되고, 시리즈 레귤레이터(129)에 의한 전원손실은 작게 억제된다.
또한, 위상성분은, 변조파로 주파수 변환할 필요가 있기 때문에, I(동상)신호 및 Q(직교)신호로서 직교 변조기(128)에 입력되어, 반송파와 합성된다.
고주파 전력증폭기(130)에는, 시리즈 레귤레이터(129)로부터 출력된 진폭성분이 전원단자로부터 입력되고, 직교 변조기(128)로부터 출력된 위상성분(변조파)이, 고주파 신호입력단자로부터 입력된다. 고주파 전력증폭기(130)의 출력에는, 위상성분과 진폭성분이 합성된 결과가 출력되고, 정확한 OFDM 출력이 얻어진다.
진폭성분과 위상성분은 고주파 전력증폭기(130)에 의해 합성될 때에는, 타이밍 어긋남이 없는 것이 바람직하다.
이상 설명한 바와 같은 동작에 의해, 기대되는 효과에 대해서 이하에 상술한다.
DC-DC 컨버터(116~120)에서의 전원손실이 96%이며, 스위치(122~127)의 전압 드롭이 0.1V인 것으로 한다. 이들 값은, 실제로 시장에서 입수되는 부품의 데이터를 바탕으로 하고 있다. 또한, 스위치형의 고주파 전력증폭기(130)의 효율이 80%인 것으로 가정한다.
무선 LAN IEEE802.11a규격의 경우, 예컨대 평균 출력전력은 13㏈m(20㎽)으로 가정할 수 있고, 이 때 피크 전력은 평균 전력의 +7㏈이며 20㏈m(100㎽)이 된다. 따라서, 고주파 전력증폭기(130)로서는, 피크 전력 20㏈m을 출력할 필요가 있다. 고주파 전력증폭기(130)의 전력효율(RF 출력전력/가해진 DC 전력)을 80%로 하면, AC전력(PAC)이 피크 전력 100㎽(20㏈m)일 때, DC 전력(PDC)은 125㎽가 된다. 이 때, 전원을 3V로 하면, 피크 시 41.7㎃의 전류가 필요하게 된다. 평균 전력시에는 고주파 전력증폭기(130)에 필요한 전원전압은 1.3V이지만, AC전력(PAC)의 평균 출력전력 20㎽(13㏈m)에 대해서, DC 전력(PDC)이 25㎽가 되기 때문에, 19.2㎃의 전류가 필요하다.
이후, 평균 전력시 즉 출력 20㎽의 효율에 대해서 검토한다.
전원부의 전력손실에 대해서 검토하면, 우선 슬라이스 데이터는 0.5V마다 잘려 있기 때문에, 시리즈 레귤레이터(129)에서의 전압 드롭은 최고에서도 0.5V이며, 또한 스위치군(121)을 구성하는 각 스위치(NPN 트랜지스터)(122~127)의 콜렉터-이미터 간 포화전압(VCE)을 0.1V로 하면, 스위치군(121)과 시리즈 레귤레이터(129)에서의 전원손실은 19.2㎃×0.6V=11.5㎽로 계산된다.
또한, DC-DC 컨버터(116~120)의 전원손실은 4%이므로, DC-DC 컨버터(116~120)에서의 전원손실은
25㎽×0.04=1.0㎽가 된다.
따라서, 스위치군(121)과 시리즈 레귤레이터(129)와 DC-DC 컨버터(116~120)를 합한 전원손실은
11.5㎽+1.0㎽=12.5㎽가 된다.
그 결과, 피크 전력시의 전체의 효율은
20㎽/(25㎽+12.5㎽)=53.3%가 된다.
일반적인 선형 앰프를 이용한 경우, 기껏해야 10%의 효율밖에 얻어지지 않은 것에 대해서, 대폭적인 효율개선이 가능하게 된다.
또한 종래, DC-DC 컨버터를 변조하거나 하고 있었던 전압변환부를, 정전압을 출력하는 스위칭 레귤레이터군[DC-DC 컨버터(116~120)] 및 시리즈 레귤레이터(129)라는 구성으로 함으로써, DC-DC 컨버터 단독으로는 곤란했던 광대역화를 실현할 수 있다. 그 이유는 이하와 같다.
즉, 시리즈 레귤레이터(129)에서는, 대역을 제한하는 저역통과필터를 설치할 필요가 없어, 저역통과필터에 의해 필연적으로 대역이 제한되어 있던 문제가 해소되고, 다른 요인 예컨대 시리즈 레귤레이터(129)의 트랜지스터 특성 또는, 피드백 루프에 의한 위상지연 등에 의해 결정되는 대역으로 제한되는 것뿐이다.
이들 제한 요소는, 지금까지의 5㎒라는 대역을 크게 상회하는 대역을 실현할 수 있는 것이고, 무선 LAN 등 20㎒에 미치는 변조 대역을 충분하게 포괄할 수 있다.
또한, 고주파 전력증폭기(130)의 출력에 대역제한필터가 있어도 좋다.
또한, DC-DC 컨버터(116~120)는, 출력에 저역통과필터도 포함한 것을 가리키고 있다. 이 구성에 있어서, 시리즈 레귤레이터(129)의 출력과 고주파 전력증폭기(130)의 전원단자 사이에 변조파 대역 외의 스퓨리어스를 억제하는 저역통과필터가 있어도 좋다.
또한, 진폭성분과 진폭 슬라이스 데이터는 동기가 취해져 있는 것이 바람직하다라고 했지만, DC-DC 컨버터(116~120)의 출력전압에 대해서, 시리즈 레귤레이터(129)의 출력전압이 커지지 않도록 조정되어 있으면 문제는 없다. 또한, 다소의 타이밍 어긋남이 있어도 전술한 상태로 되지 않도록, 예컨대 미리 슬라이스 데이터에 시간적 여유를 가지게 해도 좋다.
또한, 진폭성분과 위상성분이 고주파 전력증폭기(130)에 동기가 취해진 상태에서 입력되는 것이 바람직하다라고 했지만, 타이밍이 어긋나면, 송신 출력의 벡터 오차량(Error Vector Magnitude)이 악화되고, 무선 규격을 만족하지 않게 된다. 따라서, 다음과 같은 방법에 의해, 타이밍을 가능한 한 맞추는 것이 필요하다.
첫째는, 제조시에만 타이밍 조정하는 방법이다. 이 방법은 무선회로에 피드백 회로 등을 설치할 필요가 없어, 간략화할 수 있다. 단, 사용환경에 따라서는 동기가 취해지지 않게 되는 경우도 있다.
둘째는 전원 온일 때에만 타이밍 조정을 하는 방법이다. 이 방법에 의하면 전원을 온으로 한 환경에 대응할 수 있고, 첫째의 방법보다도 더욱 확실하게 동기가 취해진다. 단, 교정에 걸리는 시간정도만큼 통신을 할 수 없게 되는 문제가 있다.
또한, 셋째의 방법으로서, 예컨대 무선 LAN과 같이, TDD(시분할다중)의 경우, 송신과 수신을 교대로 반복하지만, 이러한 무선통신에 있어서는, 송수간의 전환시간을 이용해서 타이밍 조정을 하는 방법이 있다. 이것은, 환경에 순차 적응할 수 있어 무엇보다 이상적이지만, 무선 규격으로 규정되는 송수 전환시간 내에 교정이 종료될 필요가 있다. 무선 LAN에서는 1㎲이하이기 때문에, 이러한 단시간에 종료하는 연구가 필요하게 된다.
또한 넷째의 방법으로서, 송신시에도 리시버를 온하여 두고, 안테나 스위치로부터 수신부에 돌아 들어가는 송신파를 수신, 복조해 그 비트 에러량이 최저가 되도록 진폭성분, 위상성분의 타이밍을 보정하는 방법이 있다. 이 방법에서는, 안테나 스위치의 절연이 충분하지 않을 경우 수신부에 큰 전력이 입력되기 때문에, 수신부의 선형성을 높게 해 놓을 필요가 있다.
또한 이들의 조합도 고려된다.
또한, 본 실시형태에서는, 변조회로로서 베이스 밴드 IQ신호를 직접 고주파 신호까지 업 컨버트하는 다이렉트 변조방식을 이용했지만, 그 외에도 국부발진신호원으로서 이용하는 전압제어발진기의 전압가변용량부 예컨대 버랙터 다이오드나, 다수의 용량값을 갖는 고정 용량을 M0S 트랜지스터 스위치에 의해 조합시켜 가변용량을 실현하는 용량 등을, 베이스 밴드 신호를 파형 정형한 것으로, 직접 변조하는 직접 변조방식이어도 좋다.
직접 변조방식에서는, 회로형식이 간단하게 되고, 저소비 전류화가 도모되지만, 변조 정밀도가 엄격할 경우 등은 적합하지 않다. 또한 IQ신호를 직접 고주파 신호로 업 컨버트하는 것은 아니고, 중간주파수를 통해 고주파 신호로 업 컨버트하는 방식도 있다. 이 방식에서는, 국부발진신호원과 송신파의 주파수가 다르기 때문에, 국부발진신호원이 송신파에 의해 흔들리는 문제를 회피할 수 있다. 단, 소비 전류나 스퓨리어스의 점에서 불리하다.
이상 설명한 바와 같이, 이 실시형태에 의하면, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 DC-DC 컨버터(116~120)를 설치하고, 진폭성분의 레벨에 따라 어느 하나의 DC-DC 컨버터를 선택하고, 선택된 DC-DC 컨버터의 출력전압을 전원전압으로 하여 시리즈 레귤레이터(129)가 진폭성분을 전압변환하는 구성을 채용하고 있다. 그 때문에, 전압변환을 행할 때의 시리즈 레귤레이터(129)에 의한 전압 드롭을 적게 억제할 수 있고, DC-DC 컨버터에 의한 손실이 적은데다가, 시리즈 레귤레이터(129)에 의한 전력손실도 적게 억제할 수 있다. 또한, 전압변환에 시리즈 레귤레이터(129)를 이용하고 있어, 출력부에 저역통과필터를 이용할 필요가 없으므로, 광대역화를 도모할 수 있다. 따라서, 효율을 저하시키는 일없이, 광대역의 EER법을 실현할 수 있다.
또한, 리니어 전압변환수단으로서 시리즈 레귤레이터(129)를 이용하고 있음으로써, 피드백 루프에 의해 정확하게 전압 레벨을 제어할 수 있고, 정확하게 진폭성분을 전압변환할 수 있다.
또한, 위상진폭 분리수단(112)의 위상성분의 출력단과 고주파 전력증폭기(130)의 입력단 사이에 주파수 변환수단인 직교 변조기(128)를 설치하였기 때문에, 이상과 같은 효과를 얻을 수 있다. 위상진폭 분리수단(112)의 대역은 기껏해야 수백 ㎒이기 때문에, 반송파가 ㎓를 초과하는 경우, 이것을 처리할 수 없지만, 주파수 변환수단인 예컨대 직교 변조기(128) 등을 사용함으로써, 용이하게 반송파 주파수를 업 컨버트할 수 있다.
(실시형태2)
도 2에 본 발명의 실시형태2에 있어서의 송신기의 블록도를 나타내고 있다. 본 실시형태는 시리즈 레귤레이터(129) 대신에, 이미터 팔로어(229)를 이용한 점에서, 실시형태1과는 다르다. 그 이외는 실시형태1과 동일한 구성과 동작이므로, 동일한 부호를 붙이고, 설명을 생략한다. 이미터 팔로어(229)는, 스위치군(121)의 출력을 콜렉터에 입력하고, 베이스에 입력한 위상진폭 분리수단(112)의 전압을 기초로, 고주파 전력증폭기(130)에 전원전압을 준다.
이하 이미터 팔로어(229)를 사용함으로써 추가되는 효과에 대해서 상술한다. 시리즈 레귤레이터에서는 피드백 루프에 의한 위상지연 등에 의해 대역이 충분히 취해지지 않는 경우가 있다. 한편, 이미터 팔로어(229)를 이용하는 경우, 트랜지스터 특성에 의해 결정되는 대역으로 제한된다. 그러나, 이 제한 요소는, 지금까지의 5㎒라는 대역을 크게 상회하는 대역을 실현할 수 있고, 무선 LAN 등 20㎒에 미치는 변조 대역을 충분하게 포괄할 수 있다.
(실시형태3)
도 3에 본 발명의 실시형태3에 있어서의 송신기의 블록도를 나타내고 있다. 본 실시형태는, 전원 및 DC-DC 컨버터군(115)로부터의 출력을 출력과 동일 수의 이미터 팔로어군(329)의 콜렉터에 직접 접속하고, 이 이미터 팔로어군(329)의 베이스 단자에 연결되는 버스를 이미터 팔로어군(329)과 동일 수의 스위치군(121)으로 전환하는 점에서 실시형태1,2와 다르다. 실시형태1,2와 동일한 구성인 것은 동일한 부호를 붙이고, 설명은 생략한다. 또한, 이미터 팔로어군(329)은, 리니어 전압변환수단에 상당한다. 또한, 스위치군(121)은 NMOS 트랜지스터로 구성되는 것이 바람직하다. 또한, 본 실시형태에서는, 복수의 이미터 팔로어를 이용하고 있었지만, 이것 대신에, 시리즈 레귤레이터를 사용한 실시형태도, 상기와 마찬가지로 고려할 수 있다.
실시형태3에서 기대되는 부가적인 효과는, DC-DC 컨버터군(115)과 고주파 전력증폭기(130) 사이에 이미터 팔로어(330~335)가 들어가는 것만으로, 스위치군(121)은 전원경로[전원으로부터 고주파 전력증폭기(130)로의 경로]로부터 떨어져 있기 때문에, 실시형태1의 구성에 비해서, 전력손실을 더욱 저감할 수 있다.
(실시형태4)
이하, 도면을 참조해서 본 발명의 실시형태4에 대해서 설명한다.
도 4는 본 발명의 실시형태4에 의한 EER법을 실현하는 송신기의 회로도를 나타내고 있다.
본 실시형태에서는, 실시형태1에 기재된 구성에 새롭게 이하의 구성을 부가하고 있다. 즉, 고주파 전력증폭기(130)의 출력에 예컨대 고주파 전력을 취출하는 방향성 결합기(431)를 부가하고, 피드백 수단인 방향성 결합기(431)에 의해 취출된 전력을 예컨대 다이오드 검파에 의해 진폭성분을 추출함으로써, 위상진폭 분리수단(112)으로부터의 진폭성분과 비교하여, 그 오차가 가능한 한 작게 되도록 위상성분과 진폭성분의 타이밍을 교정하는 타이밍 교정수단(433)을 설치하고, 타이밍 교정수단(433)으로부터 출력된 교정 데이터에 기초하여, 예컨대 위상성분의 타이밍을 보정하는 타이밍 보정수단(432) 예컨대 지연회로를 설치하고 있다.
그 외의 구성 및 동작에 대해서는 실시형태1과 동일하므로, 자세한 설명은 생략한다. 또한, 도 4에 있어서, 부호 111은 OFDM 신호생성수단을 나타내고, 부호 113은 진폭 슬라이스수단을 나타내고, 부호 114는 스위치 드라이버를 나타내고, 부호 115는 스위칭 레귤레이터군을 나타내고, 부호 116~120은 DC-DC 컨버터를 나타내고, 부호 121은 스위치군을 나타내고, 부호 122~127은 스위치를 나타내고, 부호 129는 시리즈 레귤레이터를 나타내고, 부호 128은 직교 변조기를 나타내고 있다.
이 실시형태에 의하면, 이하와 같은 효과가 얻어진다. 위상성분과 진폭성분의 타이밍이, 각 변조파 성분의 입력으로부터 고주파 전력증폭기(130)의 출력에 이르기까지의, 레이아웃에 의한 지연, 혹은 트랜지스터에 의한 배선길이나 기생 성분에 의한 지연에 의해 어긋나면, 정확하게 원래의 변조파를 재현할 수 없다. 그런데, 방향성 결합기(431), 타이밍 교정수단(433) 및 타이밍 보정수단(432)을 설치함으로써, 정확하게 위상성분과 진폭성분의 타이밍을 보정할 수 있고, 고주파 전력증폭기 출력으로 정확한 변조파를 재현할 수 있다. 그 외의 효과에 대해서는, 실시형태1과 마찬가지이다.
(실시형태5)
이하, 도면을 참조해서 본 발명의 실시형태5에 대해서 설명한다.
도 5는 본 발명의 실시형태5에 의한 EER법을 실현하는 송신기의 회로도를 나타내고 있다.
본 실시형태에서는, 실시형태4에 기재된 구성에 새롭게 이하의 구성이 부가되어 있다. 즉, 시리즈 레귤레이터(129)의 DC-DC 컨버터 출력이 입력되는 단자에 전압을 검출하는 수단 예컨대 수KΩ의 저항(534)이 부가되고, 진폭성분이 입력되는 단자에 전압을 검출하는 수단 예컨대 수KΩ의 저항(535)이 부가되어 있다.
상기 저항(534,535)에 의해, 진폭성분의 레벨과 슬라이스 데이터에 의해 선택되는 DC-DC 컨버터의 출력레벨이 검출되고 있다. 타이밍 교정수단(433)에 의해 이들의 전압차가 계산되고, DC-DC 컨버터의 출력이 진폭성분에 대해서, 적당한 전압이 되도록 타이밍 조정신호를 생성한다.
그리고, 타이밍 교정수단(433)으로부터 출력된 교정 데이터(타이밍 조정신호)에 기초하여, 예컨대 진폭 슬라이스수단(113)에의 타이밍을 보정하는 타이밍 보정수단(536) 예컨대 지연회로가 새롭게 부가되어 있다.
그 외의 구성 및 동작에 대해서는, 실시형태1,4와 동일하므로 생략한다. 또한, 도 5에 있어서, 부호 111은 OFDM 신호생성수단을 나타내고, 부호 113은 진폭 슬라이스수단을 나타내고, 부호 114는 스위치 드라이버를 나타내고, 부호 115는 스위칭 레귤레이터군을 나타내고, 부호 116~120은 DC-DC 컨버터를 나타내고, 부호 121은 스위치군을 나타내고, 부호 122~127은 스위치를 나타내고, 부호 128은 직교 변조기를 나타내고, 부호 130은 고주파 전력증폭기를 나타내고, 부호 431은 방향성 결합기를 나타내고, 부호 432는 타이밍 보정수단을 나타내고 있다.
이 실시형태에 의하면, 이하와 같은 효과가 얻어진다. 진폭 슬라이스 데이터와 진폭성분의 타이밍이, 진폭 슬라이스 데이터와 진폭성분의 각 입력으로부터, 고주파 전력증폭기(130)의 출력에 이르기까지의 레이아웃에 의한 지연, 혹은 트랜지스터에 의한 배선길이나 기생 성분에 의한 지연에 의해 어긋나면, 슬라이스 데이터에 의해 구동된 스위치에 의해 도통된 스위칭 레귤레이터군(115)의 출력과 진폭성분의 값이 크게 어긋나, 효율이 저하되거나 혹은 시리즈 레귤레이터(129)가 오프되어 버린다. 그런데, 저항(534,535), 타이밍 교정수단(433) 및 타이밍 보정수단(536)을 설치함으로써, 정확하게 진폭 슬라이스 데이터와 진폭성분의 타이밍을 보정할 수 있어, 이상적인 효율을 실현할 수 있다. 그 외의 효과에 대해서는, 제 1 또는 제 4 실시형태와 마찬가지이다.
(실시형태6)
이하, 도면을 참조해서 본 발명의 실시형태6에 대해서 설명한다. 본 실시형태에서는, 광대역 변조신호를 이용하는 IEEE802.11a규격의 무선 LAN시스템을 예로 들어 설명한다. 무선 LAN시스템에서는, 직교하는 52개의 서브 캐리어의 각각 64QAM의 변조를 걸고, 이것을 서로 보태서 변조신호를 얻는다. 52개의 서브 캐리어는, 각각 312.5㎑ 분리하고 있고, 52×312.5=16.25㎒를 점유한다.
도 7은 본 발명의 실시형태6에 의한 EER법을 실현하는 송신기의 회로도를 나타내고 있다. 이 송신기는, 도 7에 나타내는 바와 같이, OFDM 신호생성수단(611)과, 진폭추출수단(612)과, 진폭 슬라이스수단(613)과, 스위칭 레귤레이터군(615)과, 스위치군(621)과, 스위치 드라이버(614)와, 직교 변조기(628)와, 시리즈 레귤레이터(629)와, 스위치형의 고주파 전력증폭기(630)로 구성되어 있다.
상기의 OFDM 신호생성수단(611)은, 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단에 상당한다.
진폭추출수단(612)은, OFDM 신호생성수단(611)에 의해 생성된 변조신호로부터 진폭성분을 추출한다.
진폭 슬라이스수단(613)은, 진폭추출수단(612)에 의해 추출된 진폭성분을 단계적으로 다른 적당한 복수의 전압 레벨로 슬라이스한다. 이 전압 레벨로서는, 예컨대, 0.5V, 1.0V, 1.5V, 2.0V, 2.5V, 3.0V가 설정된다. 도 7에는, 진폭 슬라이스수단(613)에 입력되는 진폭성분, 즉 원신호와, 진폭 슬라이스수단(613)의 출력신호, 즉 슬라이스 신호가 나타내어져 있다.
여기서, 도 7에 나타내어져 있는 원신호와 슬라이스 신호의 관계에 대해서 설명한다. 진폭 슬라이스수단(613)은, 도 7과 같이 진폭성분의 진폭 레벨을 검출하고, 그 레벨에 대해서 미리 설정된 전압 레벨과의 비교를 행하고, 도 7과 같이 진폭성분을 슬라이스한다.
진폭 슬라이스의 방법은, 예컨대 진폭성분이 0.5V<진폭성분≤1.0V이면 1V로 처리하고, 1.0V<진폭성분≤1.5V이면 1.5V로 처리하는 등, 포함되는 범위의 최대값으로 레벨을 처리한다. 도면에서는 합계 7개 레벨이 존재하므로, 이것을 3비트의 데이터로 할당하여, 3비트의 슬라이스 데이터가 스위치 드라이버(614)에 출력된다.
스위칭 레귤레이터군(615)은, 예컨대 3V의 전원전압을 입력으로 하는 복수, 예컨대 5개의 스위칭 레귤레이터, 즉 5개의 DC-DC 컨버터(616~620)로 이루어진다. DC-DC 컨버터(616~620)는, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환한다. 구체적으로는, DC-DC 컨버터(616~620)는, 각각 3V의 전압을 2.5V, 2.0V, 1.5V, 1.0V, 0.5V의 각 전압으로 변환한다.
스위치군(621)은, 어느 1개가 선택적으로 도통되는 예컨대 6개의 스위치(622~627)로 이루어지고, 3V의 전원전압과, 복수의 DC-DC 컨버터(616~620)의 출력전압인 2.5V, 2.0V, 1.5V, 1.0V, 0.5V의 각 전압 중 어느 하나를 선택한다. 또한, 스위치(622~627)는, 예컨대 NPN 트랜지스터로 구성되고, 그 베이스 전압이 예컨대 MOS 트랜지스터에 의해 스위칭되고, DC-DC 컨버터군(615)의 출력을 스위칭한다.
스위치 드라이버(614)는, 진폭 슬라이스수단(613)에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 스위치군(621)의 각 스위치(622~627)를 선택적으로 도통시킨다.
직교 변조기(628)는, OFDM 신호생성수단(611)으로부터 출력되는 변조신호에 반송파를 곱하여 변조파로 변환하는 것으로, 주파수 변환수단에 상당한다.
시리즈 레귤레이터(리니어 레귤레이터)(629)는, 스위치군(621)에 의해 선택된 3V의 전원전압 혹은 어느 하나의 스위칭 레귤레이터(616~620)의 출력전압을 전원전압으로 하여 변조신호의 진폭성분을 전압변환하는 것으로, 리니어 전압변환수단에 상당한다.
고주파 전력증폭기(PA)(630)는, 스위치형이며, 직교 변조기(628)로부터 입력되는 변조파를 고주파 입력단자에 입력하고, 시리즈 레귤레이터(629)에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 증폭된 변조파를 출력한다.
이하 동작에 대해서 설명하는, 본 실시형태에서는, 전원전압 3V의 시스템을 가정하고 있다.
OFDM 신호생성수단(611)에 의해 작성된 변조신호는, 진폭추출수단(612)에 의해 진폭성분이 추출되어 출력된다. 출력된 진폭성분을 기초로, 진폭 슬라이스수단(613)은, 스위치군(621)의 각 스위치(622~627)의 온/오프를 드라이브하기 위한 드라이브 정보를 생성한다. 드라이브 정보를 이하 슬라이스 데이터라고 칭한다.
진폭 슬라이스의 방법은, 예컨대 진폭성분의 진폭 레벨이
0V<진폭 레벨≤0.5V
이면 0.5V로 처리하고,
0.5V<진폭 레벨≤1.0V
이면 1.0V로 처리하고,
1.0V<진폭 레벨≤1.5V
이면 1.5V로 처리하고,
1.5V<진폭 레벨≤2.0V
이면 2.0V로 처리하고,
2.0V<진폭 레벨≤2.5V
이면 2.5V로 처리하고,
2.5V<진폭 레벨≤3.0V
이면 3.0V로 처리하도록, 진폭 레벨이 포함되는 문턱값 범위를 검출하고, 포함되는 범위의 최대값으로 레벨을 처리한다.
처리는, 다음과 같이 해서 행한다. DC-DC 컨버터(616~620)는 처리되는 전압 레벨과 같은 출력전압(2.5V, 2.0V, 1.5V, 1.0V, 0.5V)이 출력되도록 준비된다. 진폭성분의 레벨에 따라, 슬라이스 수단(613)이 스위치 드라이버(614)에 어느 DC-DC 컨버터(616~620) 또는 3V 전원의 출력을 액티브할지의 정보를 준다. 주어진 정보에 따라, 스위치 드라이버(614)는 DC-DC 컨버터(616~620)의 출력단 또는 3V 전원으로 설치된 스위치(622~627)를 선택적으로 온/오프하고, 처리된 전압에 대응하는 전압을 출력한다.
구체예를 설명하면 진폭성분이 1.1V일 때는 DC-DC 컨버터(618)의 패스가 온으로 되고, 1.5V의 전압이 시리즈 레귤레이터(629)의 전압입력단자에 주어진다. 마찬가지로, 진폭성분이 1.6V일 때는 DC-DC 컨버터(617)의 패스가 온으로 되고, 2.0V의 전압이 시리즈 레귤레이터(629)의 전압입력단자에 주어진다.
진폭추출수단(612)으로부터 출력된 진폭성분은, 시리즈 레귤레이터(629)의 기준 입력단에 입력되고, 시리즈 레귤레이터(629)의 출력전압을 변조한다.
또한, 진폭성분은, 슬라이스 데이터와 동기가 취해진 형태로 출력되는 것이 바람직하다.
이 때, 진폭성분과 슬라이스 데이터의 동기가 취해지지 않으면, 불필요하게 큰 전압 드롭이 나타나고, 전원손실이 악화되어 버린다.
이러한 동작을 실현함으로써, 시리즈 레귤레이터(627)의 전압 드롭(DC-DC 컨버터 출력과 시리즈 레귤레이터 출력의 전위차)은 작은 값으로 유지되고, 시리즈 레귤레이터(629)에 의한 전원손실은 작게 억제된다.
또한, 변조신호는, 변조파로 주파수 변환할 필요가 있으므로, I(동상)신호 및 Q(직교)신호로서 직교 변조기(628)에 입력되고, 반송파와 합성된다.
고주파 전력증폭기(630)에는, 시리즈 레귤레이터(629)로부터 출력된 진폭성분이 전원단자로부터 입력되고, 직교 변조기(628)로부터 출력된 변조파가, 고주파 신호입력단자로부터 입력된다. 고주파 전력증폭기(630)에는 포화형의 앰프를 이용하기 때문에, 그 출력은 포화되고, 고주파 전력증폭기(630)의 출력으로, 변조파의 진폭성분은 균일화되어, 위상성분만이 추출된다. 그 결과, 고주파 증폭기의 출력에서는, 위상성분과 진폭성분이 합성된 변조 출력이 출력되고, 원래의 변조파가 얻어진다.
진폭성분과, 위상성분은 고주파 전력증폭기(630)에 의해 합성될 때에는, 타이밍 어긋남이 없는 것이 바람직하다.
이상에서 설명한 바와 같은 동작에 의해, 기대되는 효과에 대해서 이하에 상술한다. DC-DC 컨버터(616~620)에서의 전원손실이 96%이며, 스위치(622~627)의 전압 드롭이 0.1V인 것으로 한다. 이들 값은, 실제로 시장에서 입수되는 부품의 데이터를 바탕으로 하고 있다. 또한, 스위치형의 고주파 전력증폭기(630)의 효율이 80%인 것으로 가정한다.
무선 LAN IEEE802.11a규격의 경우, 예컨대 평균 출력전력은 13㏈m(20㎽)으로 가정할 수 있고, 이 때 피크 전력은 평균 전력의 +7㏈이며 20㏈m(10O㎽)이 된다. 따라서, 고주파 전력증폭기(630)로서는, 피크 전력 20㏈m을 출력할 필요가 있다. 고주파 전력증폭기(630)의 전력효율(RF 출력전력/가해진 DC 전력)을 80%로 하면, AC 전력(PAC)이 피크 전력 100㎽(20㏈m)일 때, DC 전력(PDC)은 125㎽가 된다. 이 때, 전원을 3V로 하면, 피크 시 41.7㎃의 전류가 필요하게 된다. 평균 전력일 때에는 고주파 전력증폭기(630)에 필요한 전원전압은 1.3V이지만, AC 전력(PAC)의 평균 출력전력 20㎽(13㏈m)에 대해서, DC 전력(PDC)이 25㎽가 되기 때문에, 19.2㎃의 전류가 필요하게 된다.
이후, 평균 전력시 즉 출력 20㎽의 효율에 대해서 검토한다.
전원부의 전력손실에 대해서 검토하면, 우선 슬라이스 데이터는 0.5V마다 잘려 있기 때문에, 시리즈 레귤레이터(629)에서의 전압 드롭은 최고에서도 0.5V이며, 또한 스위치군(621)을 구성하는 각 스위치(NPN 트랜지스터)(622~627)의 콜렉터-이미터간 포화전압(VCE)을 0.1V로 하면, 스위치군(621)과 시리즈 레귤레이터(629)에서의 전원손실은 19.2㎃×0.6V=11.5㎽로 계산된다.
또한, DC-DC 컨버터(616~620)의 전원손실은 4%이므로, DC-DC 컨버터(616~620)에서의 전원손실은
25㎽×0.04=1.0㎽
가 된다.
따라서, 스위치군(621)과 시리즈 레귤레이터(629)와 DC-DC 컨버터(616~620)를 합친 전원손실은
11.5㎽+1.0㎽=12.5㎽
가 된다. 그 결과, 피크 전력시의 전체 효율은
20㎽/(25㎽+12.5㎽)=53.3%
가 된다.
통상의 선형 앰프를 이용한 경우, 기껏해야 10%의 효율밖에 얻어지지 않은 것에 대해서, 대폭적인 효율 개선이 가능하게 된다.
또한 종래, DC-DC 컨버터를 변조하거나 하고 있었던 전압변환부를, 정전압을 출력하는 스위칭 레귤레이터군[DC-DC 컨버터(616~620)] 및 시리즈 레귤레이터(629)라는 구성으로 함으로써, DC-DC 컨버터 단독으로는 곤란했던 광대역화를 실현할 수 있다. 그 이유는 이하와 같다.
즉, 시리즈 레귤레이터(629)에서는, 대역을 제한하는 저역통과필터를 설치할 필요가 없고, 저역통과필터에 의해 필연적으로 대역 제한되고 있던 문제가 해소되고, 다른 요인 예컨대 시리즈 레귤레이터(629)의 트랜지스터 특성 혹은, 피드백 루프에 의한 위상지연 등에 의해 결정되는 대역으로 제한된다.
이들 제한 요소는, 지금까지의 5㎒라는 대역을 크게 상회하는 대역을 실현할 수 있고, 무선 LAN 등 20㎒에 미치는 변조 대역을 충분하게 포괄할 수 있다.
또한, 고주파 전력증폭기(630)의 출력에 대역제한필터가 있어도 좋다.
또한, DC-DC 컨버터(616~620)는, 출력에 저역통과필터도 포함한 것을 가리키고 있고, 또한 시리즈 레귤레이터(629)의 출력과 고주파 전력증폭기(630)의 전원단자 사이에 변조파 대역 외의 스퓨리어스를 억제하는 저역통과필터가 있어도 좋다.
또한, 진폭성분과 진폭 슬라이스 데이터는 동기가 취해져 있는 것이 바람직하다고 했지만, DC-DC 컨버터(616~620)의 출력전압에 대해서, 시리즈 레귤레이터(629)의 출력전압이 커지지 않도록 조정되어 있으면 문제는 없고, 다소의 타이밍 어긋남이 있어도 상술의 상태로 되지 않도록, 예컨대 미리 슬라이스 데이터에 시간적 여유를 가지게 해도 좋다.
또한, 진폭성분과 위상성분이 고주파 전력증폭기(630)에 동기가 취해진 상태로 입력되는 것이 바람직하다고 했지만, 타이밍이 어긋나면, 송신 출력의 벡터 오차량(Error Vector Magnitude)이 악화되고, 무선 규격을 만족하지 않게 된다. 따라서, 다음과 같은 방법에 의해, 타이밍을 가능한 한 맞추는 것이 필요하다.
첫째는, 제조시에만 타이밍 조정하는 방법이다. 이 방법은 무선회로에 피드백 회로 등을 설치할 필요가 없고, 무선회로를 간략화할 수 있다. 단, 사용환경에 따라서는 동기가 취해지지 않게 되는 경우도 있다.
둘째는 전원이 온일 때에만 타이밍 조정을 하는 방법이다. 이 방법에 의하면 전원을 온한 환경에 대응할 수 있고, 첫째의 방법보다도 더욱 확실하게 동기가 취해진다. 단, 교정에 걸리는 시간정도만큼 통신을 할 수 없게 되는 문제가 있다.
또한, 셋째의 방법으로서, 예컨대 무선 LAN과 같이, 송신과 수신을 교대로 반복하는 무선통신에 있어서는, 송신 개시시의 프리앰블 기간을 이용해서 타이밍 조정을 하는 방법이 있다. 이것은, 환경에 순차 적응할 수 있어 무엇보다 이상적이지만, 프리앰블에 비해서 충분히 짧은 시간내에 교정을 종료할 필요가 있다. 무선 LAN에서는 1㎲정도에서 종료할 필요가 있다.
또한 넷째의 방법으로서, 송신시에도 리시버를 온해 두고, 안테나 스위치로부터 수신부에 돌아 들어가는 송신파를 수신, 복조해 그 벡터 오차량이나 비트 에러량이 최저가 되도록 진폭성분, 위상성분의 타이밍을 보정하는 방법이 있다. 이 방법에서는, 안테나 스위치의 절연이 충분하지 않은 경우 수신부에 큰 전력이 입력되기 때문에, 수신부의 선형성을 높게 해 둘 필요가 있다.
또한 이들의 조합도 고려된다.
이상 설명한 바와 같이, 이 실시형태에 의하면, 전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 DC-DC 컨버터(616~620)를 설치하고, 진폭성분의 레벨에 따라 어느 하나의 DC-DC 컨버터를 선택하고, 선택된 DC-DC 컨버터의 출력전압을 전원전압으로 하여 시리즈 레귤레이터(629)가 진폭성분을 전압변환하는 구성을 채용하고 있다. 그 때문에, 전압변환을 행할 때의 시리즈 레귤레이터(629)에 의한 전압 드롭을 적게 억제할 수 있고, DC-DC 컨버터에 의한 손실이 적은데다가, 시리즈 레귤레이터(629)에 의한 전력손실도 적게 억제할 수 있다. 또한, 진폭에 시리즈 레귤레이터(629)를 이용하고 있어, 출력부에 저역통과필터를 이용할 필요가 없으므로, 광대역화를 도모할 수 있다. 따라서, 효율을 저하시키는 일없이, 광대역의 EER법을 실현할 수 있다.
또한, 리니어 전압변환수단으로서 시리즈 레귤레이터(629)를 이용함으로써, 피드백 루프에 의해 정확하게 전압 레벨을 제어할 수 있고, 정확하게 진폭성분을 레벨 변환할 수 있다.
또한, 위상성분이 아니라, 변조신호를 그대로 이용하므로, 진폭과 위상성분으로 분리해서 행하는 EER법에서는 피할 수 없었던, 변조 정밀도(ErrorVectorMagnitude:EVM)의 열화를 회피할 수 있다. 즉, 위상성분을 이용한 경우, 위상성분을 디지털 아날로그 변환기의 대역이 허용하는 범위에서, 또한 EVM에 영향을 주지 않을 정도로 필터링을 행하지만, 필터링에 의해 생기는 위상성분의 부분적인 진폭 저하는, 고주파 증폭기의 출력으로 위상성분이 진폭성분과 합성되었을 때에 EVM의 현저한 열화를 생기게 하고 있었다. 또한, 변조신호로부터 분리된 위상성분에 비해서, 변조신호는 필요대역폭이 1/6정도 작기 때문에, 디지털 아날로그 변환기나, 디지털 아날로그 변환에 의해 생기는 스퓨리어스 성분을 억압하는 안티 앨리어스 필터의 대역폭을 좁게 할 수 있다. 그 때문에, 디지털 아날로그 변환기의 저소비전력화나, 그 이후의 회로의 저비용화에 유리하다.
또한, 종래의 EER법에서는, 피크 전력이 입력되었을 때에도 고주파 전력증폭기가 충분히 포화가능할 정도의 입력 레벨을 주입하고 있었기 때문에, 고주파 전력증폭기가 OFF(진폭성분 0)일 때의 절연특성이 좋지 않은 경우, 진폭성분과 합성이 정확하게 행해지지 않아, 원래의 변조파를 복원할 수 없었다(EVM성능의 열화를 초래하고 있었다). 본 구성에서는, 고주파 전력증폭기가 OFF(진폭성분 0)일 때, 고주파 전력증폭기에 입력되는 전력도 0이므로, 절연특성에 의존하지 않고, 정확한 변조파를 복원할 수 있다.
또한, 본 구성에서는 직교 변조기(628)를 가지고서, 변조신호를 변조파로 변환하고 있었지만, OFDM 신호생성수단(611)이 변조파를 출력하는 경우에는 직교 변조기(628)는 불필요하게 된다. 이 경우, 진폭추출수단(612)은 변조파의 진폭을 검파하여, 진폭성분을 추출한다.
(실시형태7)
도 8에 본 발명의 실시형태7에 있어서의 송신기의 블록도를 나타내고 있다. 본 실시형태는 시리즈 레귤레이터(629) 대신에, 이미터 팔로어(729)를 이용한 점에서, 실시형태6과는 다르다. 그 이외는 실시형태6과 동일한 구성과 동작이므로, 동일한 부호를 붙이고, 설명을 생략한다. 이미터 팔로어(729)는, 스위치군(621)의 출력을 콜렉터에 입력하고, 베이스에 입력한 진폭추출수단(612)의 전압을 기초로, 고주파 전력증폭기(630)에 전원전압을 준다.
이하 이미터 팔로어(729)를 이용함으로써 추가되는 효과에 대해서 서술한다. 시리즈 레귤레이터에서는 피드백 루프에 의한 위상지연 등에 의해 대역이 충분히 취해지지 않는 경우가 있다. 한편, 이미터 팔로어(729)를 이용하는 경우, 트랜지스터 특성에 의해 결정되는 대역으로 제한된다. 그러나, 이 제한 요소는, 지금까지의 5㎒라는 대역을 크게 상회하는 대역을 실현할 수 있고, 무선 LAN 등 20㎒에 미치는 변조 대역을 충분하게 포괄할 수 있다.
(실시형태8)
도 9에 본 발명의 실시형태8에 있어서의 송신기의 블록도를 나타내고 있다. 본 실시형태는, 전원 및 DC-DC 컨버터군(615)으로부터의 출력을 출력과 동일 수의 이미터 팔로어군(829)의 콜렉터에 직접 접속하고, 이 이미터 팔로어군(829)의 베이스 단자에 연결되는 버스를 이미터 팔로어군(829)과 동일 수의 스위치군(621)으로 전환하는 점에서 실시형태6,7과 다르다. 실시형태6,7과 동일한 구성의 것은 동일한 부호를 붙이고, 설명은 생략한다. 또한, 이미터 팔로어군(829)은, 리니어 전압변환수단에 상당한다. 또한, 스위치군(621)은 NMOS 트랜지스터로 구성되는 것이 바람직하다. 또한, 본 실시형태에서는, 복수의 이미터 팔로어를 이용하고 있었지만, 이것 대신에, 시리즈 레귤레이터를 사용한 실시형태도, 상기와 마찬가지로 생각할 수 있다.
실시형태8에서 기대되는 부가적인 효과는, DC-DC 컨버터군(615)과 고주파 전력증폭기(630) 사이에 이미터 팔로어(830~835)가 들어가는 것만으로, 스위치군(621)은 전원경로[전원으로부터 고주파 전력증폭기(630)로의 경로]로부터 떨어져 있기 때문에, 실시형태6의 구성에 비해서, 전력손실을 더욱 저감할 수 있다.
(실시형태9)
도 10에 본 발명의 실시형태9에 있어서의 송신기의 요부의 블록도를 나타내고 있다. 이 실시형태의 송신기는, 도 10에 나타내는 바와 같이, 위상진폭 분리수단(112)으로부터 출력되는 진폭성분을 연산증폭기(901)에 입력하고, 연산증폭기(901)의 출력을 이미터 팔로어(229)의 입력(베이스)에 접속하고, 이미터 팔로어(229)의 출력(이미터)을 연산증폭기(901)에 부귀환하게 하고 있다. 부호 902,903은 각각 바이패스 콘덴서를 나타낸다. 그 외의 구성은 도 2와 마찬가지이다.
이 실시형태에 의하면, 이미터 팔로어(229)의 비선형성, 온도특성을 보상하고, 진폭성분을 정확하게 고주파 전력증폭기(130)에 전달할 수 있다.
(실시형태10)
도 11에 본 발명의 실시형태10에 있어서의 송신기의 요부의 블록도를 나타내고 있다. 이 실시형태의 송신기는, 도 11에 나타내는 바와 같이, 이미터 팔로어(910)가 1개의 트랜지스터만으로 구성되는 것은 아니고, 푸시풀 회로로 구성되어 있다. 그리고, 이 송신기는, 위상진폭 분리수단(112)으로부터 출력되는 진폭성분을 연산증폭기(901)에 입력하고, 연산증폭기(901)의 출력을 푸시풀 회로인 이미터 팔로어(910)의 입력에 접속하고, 이미터 팔로어(910)의 출력을 연산증폭기(901)에 부귀환하게 하고 있다. 부호 902,903은 각각 바이패스 콘덴서를 나타낸다. 부호 911,912는 트랜지스터, 913,914는 저항, 915,916은 다이오드이며, 이들이 이미터 팔로어를 구성하고 있다. 그 외의 구성은 도 2와 마찬가지이다.
이 실시형태에 의하면, 이미터 팔로어(910)의 비선형성, 온도특성을 보상하고, 연산증폭기(901)의 과도특성에서, 전압이 연산증폭기에 주어지는 양의 전원전압 혹은 음의 전원전압에 의해 홀드되는 것을 막고, 진폭성분을 정확하게 고주파 전력증폭기(233)에 전달할 수 있다.
(실시형태11)
도 12에 본 발명의 실시형태11에 있어서의 송신기의 요부의 블록도를 나타내고 있다. 이 실시형태의 송신기는, 도 12에 나타내는 바와 같이, 이미터 팔로어(920)가 푸시풀 회로로 구성되어 있다. 그리고, 이 송신기는, 위상진폭 분리수단(112)으로부터 출력되는 진폭성분을 연산증폭기(901)에 입력하고, 연산증폭기(901)의 출력을 푸시풀 회로인 이미터 팔로어(920)의 입력에 접속하고, 이미터 팔로어(920)의 출력을 연산증폭기(901)에 부귀환하게 하고 있다. 부호 902,903은 각각 바이패스 콘덴서를 나타낸다. 부호 921,922는 트랜지스터, 923은 저항, 924,925는 다이오드이며, 이들이 이미터 팔로어를 구성하고 있다. 그 외의 구성은 도 2와 마찬가지이다.
이 실시형태에 의하면, 실시형태10과 마찬가지의 작용 및 효과를 갖는다.
상기 제 9, 제 10, 제 11 실시형태에서 설명한 구성은, 도 8에 나타낸 송신기의 회로에 각각 적용할 수도 있고, 그 경우, 제 9, 제 10, 제 11 실시형태와 마찬가지의 효과가 얻어진다.
본 발명에 따른 송신기는, 고주파 전력증폭기를 스위치형으로 하여 동작시킬 수 있는 EER법에 있어서 광대역이고 또한 고효율의 동작을 가능하게 하는 효과를 갖고, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex; 직교 주파수분할다중) 등 서브 캐리어를 이용하는 통신방식의 송신기 등으로서 유용하다.

Claims (15)

  1. 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단;
    상기 변조신호 발생수단에 의해 발생된 상기 변조신호를 위상성분과 진폭성분으로 분리하는 위상진폭 분리수단;
    상기 위상진폭 분리수단에 의해 분리된 상기 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단;
    전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터;
    상기 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압 중 어느 하나를 선택하는 스위치군;
    상기 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 상기 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버;
    상기 스위치군에 의해 선택된 어느 하나의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 상기 진폭성분을 전압변환하는 리니어 전압변환수단; 및
    상기 위상성분을 고주파 입력단자에 입력하고, 상기 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 진폭과 위상이 합성된 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비한 것을 특징으로 하는 송신기.
  2. 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단;
    상기 변조신호 발생수단에 의해 발생된 상기 변조신호를 위상성분과 진폭성분으로 분리하는 위상진폭 분리수단;
    상기 위상진폭 분리수단에 의해 분리된 상기 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단;
    전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터;
    상기 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 각각 전원전압으로 하여 상기 진폭성분을 전압변환하는 복수의 리니어 전압변환수단;
    상기 진폭성분을 상기 복수의 리니어 전압변환수단에 전달하는 스위치군;
    상기 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 상기 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버; 및
    상기 위상성분을 고주파 입력단자에 입력하고, 상기 복수의 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 진폭과 위상이 합성된 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비한 것을 특징으로 하는 송신기.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 위상진폭 분리수단의 위상성분의 출력단과 상기 고주파 전력증폭기의 입력단 사이에 주파수 변환수단을 갖는 것을 특징으로 하는 송신기.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 고주파 전력증폭기의 출력단에 설치되어 고주파 출력전력을 피드백하는 피드백 수단;
    상기 피드백 수단의 신호를 기초로 위상과 진폭의 타이밍 어긋남을 교정하기 위한 제 1 교정신호를 발생하는 제 1 타이밍 교정수단; 및
    상기 제 1 타이밍 교정수단으로부터의 제 1 교정신호를 받아, 위상진폭 분리수단으로부터 출력되는 진폭성분과 위상성분의 타이밍을 보정하는 제 1 타이밍 보정수단이 부가된 것을 특징으로 하는 송신기.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 스위칭 레귤레이터의 출력단과 상기 리니어 전압변환수단의 전원전압 입력단 사이에 설치되어 상기 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 검출하는 제 1 전압검출수단;
    상기 리니어 전압변환수단의 진폭성분 입력단자에 설치되어, 진폭성분의 전압을 검출하는 제 2 전압검출수단;
    상기 제 1 및 제 2 전압검출수단으로부터 얻어진 전압 진폭 데이터를 비교함으로써, 상기 진폭성분과 상기 슬라이스 데이터의 타이밍 어긋남을 교정하기 위한 제 2 교정신호를 출력하는 제 2 타이밍 교정수단; 및
    상기 제 2 타이밍 교정수단으로부터의 제 2 교정신호를 받아 상기 진폭성분과 상기 슬라이스 데이터의 타이밍을 보정하는 제 2 타이밍 보정수단이 부가된 것을 특징으로 하는 송신기.
  6. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 리니어 전압변환수단이 이미터 팔로어인 것을 특징으로 하는 송신기.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 리니어 전압변환수단이 리니어 레귤레이터인 것을 특징으로 하는 송신기.
  8. 제6항에 있어서, 상기 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 상기 연산증폭기의 출력을 상기 이미터 팔로어의 입력에 접속하고, 상기 이미터 팔로어의 출력을 상기 연산증폭기에 부귀환하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  9. 제6항에 있어서, 상기 이미터 팔로어가 푸시풀 회로로 이루어지고, 상기 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 상기 연산증폭기의 출력을 상기 푸시풀 회로의 입력에 접속하고, 상기 푸시풀 회로의 출력을 상기 연산증폭기에 부귀환하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  10. 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단;
    상기 변조신호 발생수단에 의해 발생된 상기 변조신호로부터 진폭성분을 추출하는 진폭추출수단;
    상기 진폭추출수단에 의해 추출된 상기 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단;
    전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터;
    상기 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압 중 어느 하나를 선택하는 스위치군;
    상기 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 상기 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버;
    상기 스위치군에 의해 선택된 어느 하나의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 전원전압으로 하여 상기 진폭성분을 전압변환하는 리니어 전압변환수단; 및
    상기 변조신호를 고주파 입력단자에 입력하고, 상기 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비한 것을 특징으로 하는 송신기.
  11. 변조신호를 발생하는 변조신호 발생수단;
    상기 변조신호 발생수단에 의해 발생된 상기 변조신호로부터 진폭성분을 추출하는 진폭추출수단;
    상기 진폭추출수단에 의해 추출된 상기 진폭성분을 단계적으로 다른 복수의 전압 레벨로 슬라이스하는 진폭 슬라이스수단;
    전원전압을 단계적으로 값이 다른 복수의 전압으로 변환하는 복수의 스위칭 레귤레이터;
    상기 복수의 스위칭 레귤레이터의 출력전압을 각각 전원전압으로 하여 상기 진폭성분을 전압변환하는 복수의 리니어 전압변환수단;
    상기 진폭신호를 상기 복수의 리니어 전압변환수단에 전달하는 스위치군;
    상기 진폭 슬라이스수단에 의해 슬라이스된 진폭성분의 슬라이스 데이터에 따라 상기 스위치군의 각 스위치를 선택적으로 도통시키는 스위치 드라이버; 및
    상기 변조신호를 고주파 입력단자에 입력하고, 상기 복수의 리니어 전압변환수단에 의해 전압변환된 진폭성분을 전원단자에 입력하여, 결과적으로 변조파를 출력하는 고주파 전력증폭기를 구비한 것을 특징으로 하는 송신기.
  12. 제10항 또는 제11항에 있어서, 리니어 전압변환수단이 이미터 팔로어인 것을 특징으로 하는 송신기.
  13. 제10항 또는 제11항에 있어서, 리니어 전압변환수단이 리니어 레귤레이터인 것을 특징으로 하는 송신기.
  14. 제12항에 있어서, 상기 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 상기 연산증폭기의 출력을 상기 이미터 팔로어의 입력에 접속하고, 상기 이미터 팔로어의 출력을 상기 연산증폭기에 부귀환하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  15. 제12항에 있어서, 상기 이미터 팔로어가 푸시풀 회로로 이루어지고, 상기 진폭성분을 연산증폭기에 입력하고, 상기 연산증폭기의 출력을 상기 푸시풀 회로의 입력에 접속하고, 상기 푸시풀 회로의 출력을 상기 연산증폭기에 부귀환하는 것을 특징으로 하는 송신기.
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20100082918A (ko) * 2009-01-12 2010-07-21 삼성전자주식회사 전력 증폭기의 효율 개선 장치 및 방법
KR20180048076A (ko) * 2016-11-02 2018-05-10 삼성전자주식회사 전원 변조기 및 이를 포함하는 통신 장치
KR20180058994A (ko) * 2016-11-25 2018-06-04 삼성전자주식회사 전원 변조기 및 이를 포함하는 통신 장치
KR20220008919A (ko) * 2019-09-04 2022-01-21 제네렉 오이 제한된 전원으로 사용하기 위한 오디오 증폭기
KR20220081899A (ko) * 2020-12-09 2022-06-16 도쿄엘렉트론가부시키가이샤 전원 및 검사 장치
KR20220113433A (ko) * 2019-12-06 2022-08-12 시러스 로직 인터내셔널 세미컨덕터 리미티드 오디오 헤드폰 증폭기를 갖는 온-칩 인덕터

Families Citing this family (87)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2398648B (en) * 2003-02-19 2005-11-09 Nujira Ltd Power supply stage for an amplifier
US7480344B2 (en) * 2004-09-30 2009-01-20 Broadcom Corporation Architectural techniques for envelope and phase signal alignment in RF polar transmitters using power amplifier feedback
JP2005167541A (ja) * 2003-12-02 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
JP2005167805A (ja) * 2003-12-04 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
US7623896B2 (en) * 2004-02-04 2009-11-24 Sharp Kabushiki Kaisha Wireless communication circuit and wireless communication apparatus using the same
JP4012165B2 (ja) * 2004-03-23 2007-11-21 松下電器産業株式会社 送信機
US7359680B2 (en) * 2004-09-14 2008-04-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Delay calibration in polar modulation transmitters
JP4553696B2 (ja) * 2004-11-25 2010-09-29 パナソニック株式会社 送信機
US7715808B2 (en) 2005-04-28 2010-05-11 Panasonic Corporation Polar modulating circuit, polar coordinate modulating method, integrated circuit and radio transmission device
WO2007004518A1 (ja) 2005-06-30 2007-01-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 送信回路及び通信機器
JP4868846B2 (ja) * 2005-12-22 2012-02-01 富士通株式会社 電圧制御信号調整装置及び電圧制御信号調整方法
US20070236197A1 (en) * 2006-04-10 2007-10-11 Vo Hai H Adaptive DC to DC converter system
US7734263B2 (en) * 2006-06-23 2010-06-08 Panasonic Corporation Transmission circuit and communication device
US20100001793A1 (en) * 2006-12-12 2010-01-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. High efficiency modulating rf amplifier
US7893770B2 (en) * 2006-12-19 2011-02-22 Mitsubishi Electric Corporation Power amplification device
JP2008178226A (ja) * 2007-01-18 2008-07-31 Fujitsu Ltd 電源装置および負荷装置への電源電圧の供給方法
US7859336B2 (en) * 2007-03-13 2010-12-28 Astec International Limited Power supply providing ultrafast modulation of output voltage
US7541867B2 (en) * 2007-05-31 2009-06-02 Intel Corporation Polar amplifier
JP5022792B2 (ja) * 2007-07-02 2012-09-12 株式会社日立国際電気 Ｄｃｄｃコンバータユニット、電力増幅器、及び基地局装置
US7994761B2 (en) * 2007-10-08 2011-08-09 Astec International Limited Linear regulator with RF transistors and a bias adjustment circuit
TWI339008B (en) * 2007-12-05 2011-03-11 Ite Tech Inc Class-d amplifier and multi-level output signal generated method thereof
US20090199021A1 (en) * 2008-02-06 2009-08-06 Inventec Corporation Power management module for central processing unit
JP4666010B2 (ja) 2008-06-12 2011-04-06 セイコーエプソン株式会社 負荷駆動回路及びインクジェットプリンター
GB2463880A (en) * 2008-09-25 2010-03-31 Ubidyne Inc An EER amplifier with linearising RF feedback
GB2465552B (en) * 2008-11-18 2015-12-09 Nujira Ltd Power supply arrangement for multi-stage amplifier
ES2319251B2 (es) * 2008-11-21 2009-09-22 Universidad Politecnica De Madrid Fuente de alimentacion para amplificadores de rf que utilizan la tecnica eer.
ATE488117T1 (de) * 2009-03-24 2010-11-15 Alcatel Lucent Verfahren zur datenübertragung mittels eines ummantelungseliminierungs- und - wiederherstellungsverstärkers, ummantelungseliminierungs- und - wiederherstellungsverstärker, übertragungsvorrichtung, empfangsvorrichtung und kommunikationsnetzwerk dafür
US7932763B2 (en) * 2009-04-02 2011-04-26 Mediatek Inc. Signal processing circuit and signal processing method
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
JP2011193054A (ja) * 2010-03-11 2011-09-29 Fujitsu Ltd 電源装置及び電源装置制御方法
EP2561611B1 (en) 2010-04-19 2015-01-14 RF Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
US8145149B2 (en) * 2010-06-17 2012-03-27 R2 Semiconductor, Inc Operating a voltage regulator at a switching frequency selected to reduce spurious signals
WO2012047738A1 (en) 2010-09-29 2012-04-12 Rf Micro Devices, Inc. SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS
US8782107B2 (en) 2010-11-16 2014-07-15 Rf Micro Devices, Inc. Digital fast CORDIC for envelope tracking generation
EP2649724B1 (en) * 2010-12-09 2015-01-21 RF Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope follower power management system with high frequency ripple current compensation
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
EP2715945B1 (en) 2011-05-31 2017-02-01 Qorvo US, Inc. Rugged iq receiver based rf gain measurements
US8600321B2 (en) * 2011-06-03 2013-12-03 Hitachi, Ltd. Radio transmitter and envelope tracking power supply control method
US8698558B2 (en) * 2011-06-23 2014-04-15 Qualcomm Incorporated Low-voltage power-efficient envelope tracker
US9219550B2 (en) * 2011-06-23 2015-12-22 Infinera Corporation Forward carrier recovery using forward error correction (FEC) feedback
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US20130076418A1 (en) * 2011-09-27 2013-03-28 Intel Mobile Communications GmbH System and Method for Calibration of Timing Mismatch for Envelope Tracking Transmit Systems
WO2013063364A1 (en) 2011-10-26 2013-05-02 Rf Micro Devices, Inc. Average frequency control of switcher for envelope tracking
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
WO2013082384A1 (en) 2011-12-01 2013-06-06 Rf Micro Devices, Inc. Rf power converter
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
US9020451B2 (en) 2012-07-26 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Programmable RF notch filter for envelope tracking
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
WO2014062902A1 (en) 2012-10-18 2014-04-24 Rf Micro Devices, Inc Transitioning from envelope tracking to average power tracking
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
US8908798B2 (en) * 2012-12-28 2014-12-09 Lsi Corporation Hybrid digital/analog power amplifier
US9929696B2 (en) 2013-01-24 2018-03-27 Qorvo Us, Inc. Communications based adjustments of an offset capacitive voltage
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
US9203353B2 (en) 2013-03-14 2015-12-01 Rf Micro Devices, Inc. Noise conversion gain limited RF power amplifier
WO2014152903A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
US9536423B2 (en) 2013-03-31 2017-01-03 Case Western Reserve University Fiber optic telemetry for switched-mode current-source amplifier in magnetic resonance imaging (MRI)
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
US9563211B2 (en) * 2013-04-18 2017-02-07 Ati Technologies Ulc Multiple output charge pump with peak voltage following frequency divider control
WO2014176739A1 (zh) * 2013-04-28 2014-11-06 华为技术有限公司 调压电源及输出电压控制方法
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
CN104283573B (zh) * 2014-09-16 2016-11-09 电子科技大学 一种改进linc发射机效率的方法及其装置
US9438172B2 (en) * 2014-09-29 2016-09-06 Intel IP Corporation Digital multi-level envelope tracking for wide-bandwidth signals
US9941844B2 (en) 2015-07-01 2018-04-10 Qorvo Us, Inc. Dual-mode envelope tracking power converter circuitry
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
US10187122B2 (en) 2017-02-22 2019-01-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Near field communications device
CN106953613A (zh) * 2017-03-28 2017-07-14 上海与德科技有限公司 功率放大器的供电电路及功率调整方法
CN107066000B (zh) * 2017-06-21 2018-06-15 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整方法
CN107066013B (zh) * 2017-06-21 2018-06-15 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整装置
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
CN109698674A (zh) * 2018-12-11 2019-04-30 四川九洲电器集团有限责任公司 一种功率回退装置和电子设备及其控制方法
CN110120741A (zh) * 2019-04-17 2019-08-13 北京遥感设备研究所 一种电压可调的功放供电装置
US11595005B2 (en) * 2020-01-10 2023-02-28 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for envelope tracking

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0669002B2 (ja) 1986-05-23 1994-08-31 日本電信電話株式会社 高周波増幅器
US4831334A (en) * 1987-06-08 1989-05-16 Hughes Aircraft Company Envelope amplifier
US6256482B1 (en) * 1997-04-07 2001-07-03 Frederick H. Raab Power- conserving drive-modulation method for envelope-elimination-and-restoration (EER) transmitters
JP3348676B2 (ja) 1999-03-17 2002-11-20 日本電気株式会社 Ｏｆｄｍ変調器及びこれを用いたデジタル放送装置
US6313698B1 (en) * 1999-09-24 2001-11-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for wireless phone transmit power amplification with reduced power consumption
US6813319B1 (en) * 1999-10-08 2004-11-02 M/A-Com Eurotec System and method for transmitting digital information using interleaved delta modulation
US6366177B1 (en) * 2000-02-02 2002-04-02 Tropian Inc. High-efficiency power modulators
CA2402468A1 (en) * 2000-03-10 2001-09-13 Paragon Communications Ltd. Improved method and apparatus for improving the efficiency of power amplifiers, operating under a large peak-to-average ratio
US7139534B2 (en) * 2003-03-05 2006-11-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmission circuit
JP2005167541A (ja) * 2003-12-02 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
JP2005167805A (ja) * 2003-12-04 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
US7450912B2 (en) * 2004-03-12 2008-11-11 Panasonic Corporation Transmitter and transceiver
JP4012165B2 (ja) * 2004-03-23 2007-11-21 松下電器産業株式会社 送信機

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20100082918A (ko) * 2009-01-12 2010-07-21 삼성전자주식회사 전력 증폭기의 효율 개선 장치 및 방법
KR20180048076A (ko) * 2016-11-02 2018-05-10 삼성전자주식회사 전원 변조기 및 이를 포함하는 통신 장치
KR20180058994A (ko) * 2016-11-25 2018-06-04 삼성전자주식회사 전원 변조기 및 이를 포함하는 통신 장치
KR20220008919A (ko) * 2019-09-04 2022-01-21 제네렉 오이 제한된 전원으로 사용하기 위한 오디오 증폭기
KR20220113433A (ko) * 2019-12-06 2022-08-12 시러스 로직 인터내셔널 세미컨덕터 리미티드 오디오 헤드폰 증폭기를 갖는 온-칩 인덕터
KR20220081899A (ko) * 2020-12-09 2022-06-16 도쿄엘렉트론가부시키가이샤 전원 및 검사 장치

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Publication number Publication date
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