JP4553696B2 - 送信機 - Google Patents

Description

本発明は、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式に用いられる無線送信機に関するものである。

一般に、振幅変調を伴う変調信号、特にＱＡＭ（直交振幅変調）などの多値変調を伴う変調信号においては、アンテナへ電力を送信するための高周波電力増幅器に線形動作が必要となる。そのため、高周波電力増幅器の動作級としてはＡ級あるいはＡＢ級などが用いられてきた。

しかしながら、通信のブロードバンド化に伴い、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式が利用され始め、従来のＡ級、ＡＢ級の高周波電力増幅器では高効率化が期待できない。すなわち、ＯＦＤＭでは、サブキャリアの重ねあわせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が発生する。つまり、平均電力とその瞬間最大電力との比、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きい。そのため、瞬間最大電力も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。Ａ級動作では電源効率が最大でも５０％しかなく、特にＯＦＤＭの場合は、ＰＡＰＲが大きいため電源効率は１０％程度となってしまう。

このため、例えば電源として電池を用いる携帯型の無線機では、連続使用可能時間が短くなり、実用上問題が生じる。

このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図８はＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。図８において、変調信号発生手段であるＯＦＤＭ信号生成手段１００から出力された変調信号たとえばＱＡＭ信号は、２分岐され、一方の分岐では、直交変調回路１１１でアップコンバートされ、高周波変調波として飽和型アンプ１１２の高周波入力端子に入力される。また、他方の分岐で変調信号は振幅抽出手段１０１により振幅成分に変換され、オペアンプ１０３によって所望の振幅成分の電圧レベルに増幅され、電圧変換手段であるエミッタフォロワ１０６に入力される。電圧変換手段であるエミッタフォロワ１０６は、飽和型アンプからなる高周波電力増幅器１１２で必要とされる電流を、振幅成分とともに高周波電力増幅器１１２の電源電圧端子に供給する。図８において、符号１０２は振幅増幅手段を示し、符号１０４はフィードバック回路を示し、符号１０５は電源電圧部を示す。

このように高周波電力増幅器１１２である飽和型アンプの電源電圧を、入力信号である高周波変調波の振幅成分に比例して制御すると、飽和型アンプ出力では、入力信号を増幅し出力する高周波変調波の振幅成分は失われるが、電源電圧から振幅成分が入力される。そのため、結果として元の振幅成分を含む高周波変調波が復元され出力される。

このような構成をとることにより、変調信号の振幅成分が変化しても、飽和型アンプからなる高周波電力増幅器を高効率な飽和状態で動作させることができ、高効率化が可能となる。

ここで、たとえば高周波電力増幅器を電界効果型トランジスタで構成した場合、飽和型アンプとは、ドレイン電圧波形が矩形になるよう高調波制御されたＦ級アンプや、ドレイン電圧波形とドレイン電流波形が重ならないよう負荷条件を最適化したＥ級アンプやＤ級アンプを指す。この飽和型アンプは、その特性として、ドレイン電流とドレイン電圧とが同時に発生する期間をできるだけ小さくしているので、消費電力を抑制することができる。

たとえば、２００ｍＡ、３Ｖの電源電流、電源電圧を供給したとすると、直流電力は６００ｍＷとなる。高周波電力増幅器１１２としての飽和型アンプでは、電界効果型トランジスタのＯＦＦ時には電流が流れず、電源電圧のみが印加されるため、直流消費電力は０である。一方、電界効果型トランジスタのＯＮ時には２００ｍＡの電流が流れるが、電界効果型トランジスタは完全に導通しているため、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_DSは飽和電圧つまりせいぜい０．３Ｖ程度であると仮定できる。この場合、０．３Ｖ×０．２Ａ＝０．０６Ｗ、つまり６０ｍＷの直流電力が電界効果型トランジスタの中で消費されたことになる。電源効率は実に（６００−６０）／６００＝９０％に達する。Ａ級アンプでは最大でも電源効率は５０％にしか達しないため、この効果は大きい。

また、一般にＥＥＲ法を用いた送信機では、高周波電力増幅器の出力端子で、振幅成分と位相成分とがもとの変調信号の位相成分と振幅成分とを正確に再現しなければ、もとの変調信号（元の変調信号を周波数変換しているため正確には高周波変調波）が再現できない。つまり、振幅成分および位相成分の誤差は、出力する高周波変調波のスペクトラム歪みや変調精度の劣化として現れる。

そのためＥＥＲ法では、予め振幅成分および位相成分の誤差関数を取得し、その誤差関数の逆関数を掛け合わせる逆補正処理をした変調信号を変調信号発生器１００より出力する必要がある。

また、振幅成分はフィードバック回路を有する閉ループ構成とし、高周波電力増幅器の電源端子に至る誤差成分を低減させる必要がある。

また、飽和型アンプを完全に飽和させた領域で使用すると、電源端子に入力される振幅成分変化に対する位相変化の変動量が大きくなり、逆補正処理の演算処理負荷が重くなる。それに加え、たとえば、温度、電源の変動により高周波電力増幅器の特性が変化した場合、誤差関数の変動量が大きくなるため、高周波変調波にスペクトラム歪みや変調精度の劣化が生じる結果となる。

そのため、使用する飽和型アンプ特性は、完全に飽和しない領域、すなわち、飽和領域に近い領域、たとえば１ｄＢゲイン抑圧点を使用することとなる。
米国特許明細書第５，２５１，３３０Ａ１

しかしながら、変調信号として無線ＬＡＮ規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格のような、ＰＡＰＲが大きく瞬間最大電力が大きい変調信号では、送信機特性が変動し、振幅抽出手段１０１から出力する第１の振幅成分と、高周波入力端子から入力し増幅され高周波電力増幅器１１２の出力端子に生じる高周波変調波の第２の振幅成分との間に時間遅延が生じた場合に以下のような問題が生じる。すなわち、補正データの変動量としては、出力する高周波変調波の歪み成分が許容できる時間遅延であっても、振幅増幅手段１０２がフィードバック回路１０４を有する閉ループ構成であるため、第１の振幅成分と第２の振幅成分とが閉ループ内で重畳する。それによって、過渡応答によるリンギングが生じ、閉ループを構成する振幅増幅手段１０２から出力される振幅成分が収束せずに振動することとなる。その結果、高周波電力増幅器１１２、すなわち飽和型アンプの出力端で変調波形が再現できずに歪みが生じるという課題があった。

また一般に、変調信号として無線ＬＡＮ規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格のようなＰＡＰＲが大きく平均電力と瞬間最大電力との差が大きな変調波において、高周波電力増幅器が電源電圧に振幅成分を必要としない線形型アンプでは、電源電圧変動による変調波特性劣化を抑制するために、大きな容量を電源端子付近に設置できる。ところが、ＥＥＲ法では、電源端子が例えば４０MHｚ程度の周波数成分をもつ振幅成分を線形に伝達する必要があるため、大きな容量を設置することができない。つまり、その容量は、少なくとも４０MHｚの信号が通過できる容量値にとどまる。したがって、振幅成分の誤差が減衰されず高周波電力増幅器１１２の電源端子に入力されることになる。その場合、リップルなどの線形歪みを生じるという問題があった。これは結果的に変調波のスペクトラム歪み、変調精度の劣化となって現れる。

したがって、本発明の目的は、出力変調波形に歪みを生じさせない、高効率のＥＥＲ法を実現することができる送信機を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、
高周波電力増幅器と、
前記変調信号発生手段より発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
フィードバック回路を有し前記振幅抽出手段で抽出された振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、
出力端が前記フィードバック回路の入力端に接続され、前記振幅増幅手段で増幅された振幅成分を電圧変換する電圧変換手段と、
前記変調信号発生手段より発生される変調信号の振幅成分が所定値より大きい場合は第１の状態、小さい場合は第２の状態となる制御信号を出力する制御手段と、
前記電圧変換手段の出力端と前記高周波電力増幅器の電源端子との間に接続されたバッファ回路と、前記電圧変換手段の出力端と前記高周波電力増幅器の電源端子との間を短絡するスイッチ回路とからなり、前記制御手段からの制御信号が、前記第１の状態と前記第２の状態とで前記バッファ回路と前記スイッチ回路とが選択的に切り替えられる電圧調整手段とを備え、
前記制御手段からの制御信号が、
（１）前記第１の状態の場合には、
前記電圧変換手段の出力を前記バッファ回路を介して前記高周波電力増幅器の電源端子に接続して電力を供給し、
（２）前記第２の状態の場合には、
前記電圧変換手段の出力を前記スイッチ回路を介して前記高周波電力増幅器の電源端子に接続して電力を供給する
ことによって、前記電圧変換手段が供給する電圧を変化させ、
結果として前記高周波電力増幅器から変調波を出力することを特徴とする。

この構成によれば、高周波電力増幅器の電源端子からフィードバック回路を介して振幅増幅手段に戻る振幅成分を電圧調整手段により抑制可能としているので、高周波電力増幅器の出力端子とフィードバック回路を有する振幅増幅手段との間の電圧調整手段によるアイソレーション量を変更できる。

また、振幅成分に対し、高周波電力増幅器の電源端子から電圧変換手段へのアイソレーション量を連続して変化させず、２つの回路を切り替えればよいので、構成の簡略化を図ることができる。
上記構成において、高周波電力増幅器の入力部に直交変調回路が設けられていることが好ましい。

また、振幅増幅手段の閉ループ構成に不要な過渡応答が生じない振幅成分の平均電圧レベルでは、スイッチ回路により電圧変換手段と高周波電力増幅器の電源端子を短絡させられるので、電圧調整手段の特性バラツキによる振幅成分への影響を最低限に抑えることができる。

上記本発明の送信機においては、パッケージングされていないデバイスとして例えば、少なくともＭＭＩＣ（マイクロウェーブモノクシックＩＣ）である高周波電力増幅器とシリコンＩＣである電圧調整手段を一体化した機能素子として、つまり高周波電力増幅モジュールとして同一基板上に、集積化してもよい。

この構成によれば、パッケージングされている電圧調整手段と高周波電力増幅器の部品とを基板上に送信機を構成する部品として実装する場合と比較し、電圧調整手段と高周波電力増幅器間のＩＣ素子間の距離を狭められるため、基板、部品端子に発生する浮遊容量やパッケージジングに起因する容量により生じる振幅成分の群遅延を低減することができる。

上記本発明によれば、振幅成分に対し、アイソレーション量を連続して変化させず、２つの回路を切り替えればよいので構成の簡略化を図ることができる。

また、振幅増幅手段の閉ループ構成に不要な過渡応答が生じない振幅成分の平均電圧レベルでは、スイッチ回路により電圧変換手段と高周波電力増幅器の電源端子間を短絡することができるため、電圧調整手段の特性バラツキによる振幅成分のレベル変動を最低限に抑えることができる。

また、本発明の構成の電圧調整手段を高周波電力増幅器と一体化したモジュール構成とすることで、基板、部品端子に発生する浮遊容量による振幅成分の群遅延を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
以下図面を参照して本発明の実施の形態１について説明する。本発明の実施の形態では、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムを例に挙げて説明する。

図１は、ＥＥＲ法を用いた送信機を実現する本発明の実施の形態１による送信機のブロック図を示している。

この送信機は、図１に示すように、ＯＦＤＭ信号生成手段１００と、振幅抽出手段１０１と、振幅増幅手段１０２と、電源電圧部１０５と、エミッタフォロア１０６と、電圧調整手段１０７と、切り替え制御手段１１０と、直交変調回路１１１と、高周波電力増幅器１１２とで構成されている。

ＯＦＤＭ信号生成手段１００は、ＯＦＤＭ変調された信号を発生するもので、変調信号発生手段に相当する。

振幅増幅手段１０２は、例えば、オペアンプ１０３とフィードバック回路１０４とにより構成され、エミッタフォロア１０６の出力の振幅成分を負帰還させることで、閉ループ構成となる。

エミッタフォロア１０６は、高周波電力増幅器１１２に与える電源電圧の直流電流をドライブするために必要で、ＯＦＤＭ信号の振幅成分を電圧変換する電圧変換手段に相当する。

電圧調整手段１０７は、例えば、スイッチ回路１０８とバッファ回路１０９との２つの回路で構成され、切り替え制御手段１１０により制御される。

次に、上記実施の形態における動作について説明する。

図１において、ＯＦＤＭ信号は、その生成手段であるＯＦＤＭ信号生成手段１００により生成され、Ｉ（同相）信号およびＱ（直交）信号として出力される。直交変調回路１１１は入力されたＩ信号およびＱ信号を搬送波と掛け合わせ、所望の高周波変調信号にアップコンバートし、高周波電力増幅器１１２の高周波変調信号入力端子に入力する。

分岐したＩ信号およびＱ信号はまた、振幅抽出手段１０１に入力され、抽出された振幅成分はオペアンプ１０３および切り替え制御手段１１０に入力される。

オペアンプ１０３は、エミッタフォロア１０６の出力の振幅成分をフィードバック回路１０４を介して負帰還する閉ループ構成をとっている。そして、フィードバック回路１０４で予め設定されたゲイン分だけ、入力される振幅成分を増幅するとともに、高周波電力増幅器１１２をドライブするために必要な直流電流を電源電圧部１０５からエミッタフォロア１０６を介して電圧調整手段１０７に入力する。

電圧調整手段１０７は、たとえばスイッチ回路１０８とバッファ回路１０９で構成されている。そして、切り替え制御手段１１０において、入力される振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分のレベルと予め設定された基準振幅レベルとが比較され、比較結果に応じて生成した切り替え制御信号により動作させる回路の切り替えが行われる。つまり、切り替え制御信号に応じてスイッチ回路１０８が導通状態になるか、バッファ回路１０９が動作状態になるか、切り替えられる。

高周波電力増幅器１１２は飽和型アンプとして動作する。そのため、高周波変調信号入力端子から入力する変調波は、振幅成分が減衰した位相成分のみの変調波として出力端子に現れる。しかし、電圧調整手段１０７の出力の振幅成分を電源電圧端子から再度供給し、それらを掛け合わせることで、正しい位相成分と振幅成分とを備えたＯＦＤＭ変調波が得られる。

上記実施の形態における切り替え制御手段１１０の切り替え制御信号により電圧調整手段１０７を切り替える具体的な例を以下に説明する。

図１において、振幅抽出手段１０１の出力の第１の振幅成分をV_AMとする。また、直交変調回路１１１から入力され、高周波電力増幅器１１２で所望の電力に増幅されたのち出力端子に出力される高周波変調波の第２の振幅成分をV_AM-PAとする。さらに、オペアンプ１０３とフィードバック回路１０４とエミッタフォロア１０６とで構成される閉ループにおいて、オペアンプ１０３から出力される振幅成分をV_AM-OUTとする。

また、フィードバック回路１０４で調整される閉ループ回路の利得を１倍とし、高周波電力増幅器１１２の飽和ゲインを１ｄB抑圧点とし、オペアンプの非反転入力端子に入力される振幅成分V_AMと、反転入力端子に入力される振幅成分V_AM-PAとに遅延時間量として時間t_delay分の遅延があると仮定している。

図２（ａ）は、送信機における振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分電圧V_AMの時間特性を示すグラフ（τ<<t_delay 、電圧調整手段１０７を固定）である。図２（ｂ）は、送信機における高周波電力増幅器１１２の出力の振幅成分電圧V_AM-PAの時間特性を示すグラフ（τ<<t_delay 、電圧調整手段１０７を固定）である。図２（ｃ）は、送信機におけるオペアンプ１０３の出力の振幅成分電圧V_AM-OUTの時間特性を示すグラフ（τ<<t_delay 、電圧調整手段１０７を固定）である。

すなわち、図２は、電圧調整手段１０７を制御せず、スイッチ回路１０８を導通させるのみ（バッファ回路１０９は動作停止）の固定動作とした場合で、かつＯＦＤＭ変調信号のデータレートが低く、閉ループ回路の収束時間（τ）が振幅成分V_AM、V_AM-PA間の時間遅延量（t_delay）と比較し十分に早い場合（τ<<t_delay）の時間に対する振幅成分のグラフである。

この場合、振幅成分V_AMと振幅成分V_AM-PAとの間には時間遅延（t_delay）による振幅成分のレベル差が生じるが、オペアンプ１０３によって構成される閉ループの応答特性が時間遅延（t_delay）に十分間に合うため、閉ループ特性は定常状態に収束する。

そのため、図２（ｃ）で示すオペアンプ１０３の出力波形の振幅成分V_AM-OUTとしては、オペアンプ１０３の非反転端子入力波形である振幅成分V_AMに同期し、かつエミッタフォロア１０６のＶｂｅ電圧（ベースーエミッタ間電圧）＝０．７V分正側にシフトした電圧が出力される。

そのため、高周波電力増幅器１１２は、振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分と同等の波形が電源端子から供給される。したがって、正しい位相成分と振幅成分を備えたＯＦＤＭ変調波が生成され出力される。

また、図３（ａ）は、送信機における振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分電圧V_AMの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段１０７を固定）である。図３（ｂ）は、送信機における高周波電力増幅器１１２の出力の振幅成分電圧V_AM-PAの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段１０７を固定）である。図３（ｃ）は、送信機におけるオペアンプ１０３の出力の振幅成分電圧V_AM-OUTの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段１０７を固定）である。

すなわち、図３は、電圧調整手段１０７を制御せず、スイッチ回路１０８のみの固定動作（バッファ回路１０９は動作停止）とした場合で、かつＯＦＤＭ変調信号のデータレートが高く、閉ループ回路の収束時間（τ）が振幅成分V_AM、V_AM-PA間の時間遅延量（t_delay）と比較し間に合わない場合（τ>>t_delay）の時間に対する振幅成分のグラフである。

この場合、振幅成分V_AMと振幅成分V_AM-PAとの間の時間遅延（t_delay）は閉ループ応答時間より十分早いため、オペアンプ１０３によって構成される閉ループ特性は過渡応答状態となる。そのため、オペアンプ１０３の出力の振幅成分V_AM-OUTは、オペアンプ１０３の非反転端子入力波形の振幅成分V_AMと反転端子入力波形の振幅成分V_AM-PAの電圧差によりリンギングが生じ、定常状態になるまで、図３（ｃ）に示すように振幅成分V_AMに比例しない揺れが生じる。

そのため、高周波電力増幅器１１２は、振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分にリンギングを加えた波形が電源電圧端子から供給されることになる。その結果、高周波電力増幅器１１２から出力されるＯＦＤＭ変調波に歪みが生じる。

一方、図４（ａ）は、送信機における振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分電圧V_AMの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段１０７を制御）である。図４（ｂ）は、送信機における高周波電力増幅器１１２の出力の振幅成分電圧V_AM-PAの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段１０７を制御）である。図４（ｃ）は送信機におけるオペアンプ１０３の出力の振幅成分電圧V_AM-OUTの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段１０７を制御）である。

すなわち、図４は、図３（ｃ）で説明した過渡応答特性を改善するため、振幅成分のレベルにより切り替え制御手段１１０を動作させ、電圧調整手段１０７を切り替えた場合の時間に対する振幅成分のグラフである。

切り替え制御手段１１０は、予め設定した基準電圧Vcontと振幅成分のレベルとを比較し、振幅成分のレベルが基準電圧Vcont以下であればスイッチ回路１０８を動作させ、エミッタフォロア１０６出力の振幅成分と同じ大きさの振幅成分を高周波電力増幅器１１２の電源端子に入力し、電圧調整手段１０７のアイソレーション量を小さくすることで、発生する電力損失を少なくする。また振幅成分のレベルが基準電圧Vcont以上であればバッファ回路１０９を動作させ、エミッタフォロア１０６出力の振幅成分と同じ大きさの振幅成分を高周波電力増幅器１１２の電源端子に入力させる一方で、電圧調整手段１０７のアイソレーション量を大きくし、高周波電力増幅器１１２の電源端子からエミッタフォロア１０６の出力端子にバッファ回路１０９を経由して戻る振幅成分を少なくすることでオペアンプの閉ループ応答で生じる過渡応答を改善させる。そのため、スイッチ回路１０８と比較し、アイソレーション量を大きくするためにバッファ回路１０９で発生する電力損失は大きくなる。

そのため、図４（ｃ）に示すように、振幅成分のレベルが基準電圧Vcont以上の場合において、オペアンプ１０３が構成する閉ループ特性に入力される振幅成分V_AM-PAのレベルは、バッファ回路１０９のアイソレーション量に応じて減衰し、閉ループ特性はリンギングの生じない定常状態を保持する。

その結果、高周波電力増幅器１１２は、振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分を増幅したのみの波形が電源端子から供給されることになる。そのため、正しい位相成分と振幅成分を備えたＯＦＤＭ変調波が生成され出力される。

ここで、電圧調整回路の機能について説明する。

（１）スイッチおよびバッファ回路では、エミッタフォロアから電源端子に入力する振幅成分は同じ大きさを入力し、電源端子からエミッタフォロアに戻る高周波増幅器出力の振幅成分（V_AM-PA）をアイソレーションを変化させて、振幅成分の大きな場合には少なくする。

（２） 周波数調整回路では、振幅成分が大きな場合には、エミッタフォロアに戻る高周波増幅器出力の閉ループ特性に影響を与える振幅成分の高い周波数成分を減衰する。一方、エミッタフォロアから電源端子に出力される振幅成分の高い周波数成分も同様に減衰される。主要な振幅成分の周波数帯域はエミッタフォロアおよび電源端子の双方から減衰させずに通過する。

（３） インピーダンス調整回路では、振幅成分が大きな場合には、振幅成分の全通過帯域を含めてエミッタフォロアから電源端子へのインピーダンスを変化させるため、振幅成分が減衰されて電源端子に出力される。同様に、電源端子からエミッタフォロアへの振幅成分（V_AM-PA）も同じレベルで減衰される。

（４） 以上の構成を一括して、電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を変化させて出力すると表現している。

なお、オペアンプ１０３で構成される閉ループ特性で過渡応答特性を生じさせないためには、電圧調整手段１０７をバッファ回路１０９のみで構成しても同様の結果が得られる。ところが、一般にスイッチ回路１０８と比較し、バッファ回路１０９では挿入損失が多い。そのため、本実施の形態で示したように、切り替え制御手段１１０によりスイッチ回路１０８とバッファ回路１０９とを切り替え制御することで、時間平均した場合の電圧調整手段１０７の挿入損失を低減し、高効率化が図れる。

図５は一般的な６４ＱＡＭ時のＯＦＤＭ変調信号の振幅成分に対する確率分布を示す。ＯＦＤＭ信号の最大電圧を３Ｖとした場合の効率について図５を用いて具体的に説明する。

図５において、６４ＱＡＭ時のＯＦＤＭ変調信号はピークファクタが約１０ｄＢとなり、例えば、最大電圧の半分のレベルに切り替え制御手段１１０の基準電圧を設定すると（Vcont=1.5V）、振幅成分が１．５V以上の確率分布は約３．６％に相当する。

そのため、振幅成分の電圧レベルによらず、スイッチ回路１０８のみを使用した場合のシステム効率が５０％、バッファ回路１０９のみを使用した場合のシステム効率が２５％であると仮定すると、切り替え制御手段１１０により振幅成分のレベルが１．５V以下で
スイッチ回路１０８を使用し、振幅成分が１．５V以上でバッファ回路１０９を使用する
ように切り替え制御制御した場合のシステム効率は、
５０％×０．９６４＋２５％×０．０３６＝４９．１％
と計算される。これは、バッファ回路１０９のみを使用した効率が２５％であるから大幅な効率改善となる。

また、本実施の形態では、電圧調整手段１０７は２つのアイソレーション量の異なる回路の切り替え制御を行う構成としたが、電圧調整手段１０７を複数のアイソレーション量の異なる複数の回路を切り替える構成や、連続してアイソレーション量を変化させる構成にすることで、さらにシステム効率を改善することもできる。

また、本実施の形態では、電圧調整手段として、アイソレーション量を変化せる構成を採用したが、周波数帯域を制御する構成を採用してもよい。図６（ａ）、（ｂ）は周波数帯域を制御する構成とした場合の一例を示す。同図（ａ）は電圧調整手段１０７の具体構成を示し、同図（ｂ）は電圧調整手段１０７の周波数特性を示す。

図６（ａ）の構成では、切り替え制御手段１１０で、振幅成分と切り替え制御手段１１０に予め設定された基準電圧とを比較し、その結果を切り替え制御信号電圧として電圧調整手段１０７に入力する。制御信号電圧は抵抗１１３（抵抗値Ｒ）を介してバリキャップ等の可変容量素子１１４（容量値Ｃ２）に接続されており、ＰＡＰＲが大きく瞬間最大電力が大きい振幅成分において、可変容量素子１１４の容量値Ｃ２を大きくし、インダクタ１１７（インダクタンス値Ｌ１）と、容量１１５（容量値Ｃ１）と可変容量素子１１４（容量値Ｃ２）とで構成されるＬＰＦの通過帯域を狭い方向に変化させ、振幅成分の高い周波数成分を減衰させる。また、そうでない振幅成分では、可変容量素子１１４の容量値Ｃ２を小さくし、全ての振幅成分の周波数成分を通過させるようにＬＰＦ制御を行う。符号１１８はインダクタ（インダクタンス値Ｌ２）を示し、符号１１６は容量（容量値Ｃ３）を示す。

そのため、ＰＡＰＲが大きく瞬間最大電力が大きい振幅成分において、変調信号における高周波電力増幅器（飽和型アンプ）１１２の高周波変調波からの振幅成分が振幅増幅手段１０２のフィードバック回路１０４に入力されるレベルを減衰させ、振幅増幅手段１０２の閉ループ構成に生じる不要な過渡応答を低減することができる。その結果、飽和型アンプである高周波電力増幅器１１２の出力の振幅成分から生じる歪み成分を低減することができる。

また、切り替え制御手段１１０からの制御信号が連続信号でなく、予め決められた複数の電圧レベルのみを出力する切り替え信号であっても、制御する可変容量素子１１４がローパスフィルタ構成であるため、連続して周波数特性を変更することができ、急峻な振幅成分の変動を低減することで、より歪みの低減されたＯＦＤＭ変調波を出力することができる。

また、トランジスタ等の能動素子と比較し、受動素子であるインダクタを用いることができるため、挿入損失を低減し、より高効率化を図ることができる。

また、電圧調整手段１０７をインダクタを用いたＬＰＦ構成とすることで、以下のような利点もある。すなわち、一般に高周波電力増幅器１１２に電源供給する際には高周波信号をカットするインダクタが必要となるが、電圧調整手段１０７のインダクタと共用することで、高周波電力増幅器１１２の回路構成を簡略化することができる。

また、本実施の形態では、電圧調整手段として、アイソレーション量を変化せる構成を採用したが、電圧調整手段の出力端子インピーダンスを制御する構成を採用してもよい。

通常の高周波電力増幅器では、出力する電力に応じて動作点が変化してしまうため、出力する平均電力の場合の負荷で高周波電力増幅器の負荷を最適化すると、出力する電力が平均電力より大きい場合と小さい場合のそれぞれで出力する負荷が最適とならず効率が劣化する。

そのため、振幅成分の大きい場合には、出力端子インピーダンスを最適な負荷からアイソレーション量が大きくなる出力インピーダンスに変動させ、効率は劣化するが出力波形の歪みを低減する一方で、振幅成分の小さいすなわち、出力電力の小さい場合には、高周波電力増幅器の負荷が最適となるように出力端子インピーダンスを変動させ高周波電力増幅器の効率劣化を低減することができる。

（実施の形態２）
図７は、本発明の実施の形態２による送信機のブロック図を示している。図７において、図１と同じ構成については、同じ符号を用い説明を省略する。

この送信機は、図７に示すように、切り替え制御手段１１０を振幅成分ではなく、ＯＦＤＭ信号生成手段１００から出力するＯＦＤＭ変調信号の予め決められた一つ以上のパワーレベル制御信号、または一つ以上のデータレート制御信号に従って切り替え制御する点が実施の形態１とは異なる。

ここで、パワーレベル制御信号とデータレート制御信号とについて説明する。通信システムにおいて、送信機と受信機との間で通信システム間の通話品質を一定に補償するために主に基本サーバ（携帯電話では基地局）から上記制御信号は指定され、その制御信号指定に従って送信機（この場合は携帯電話等の子機）のパワーレベルおよびデータレートの設定が行われる。
（１）パワーレベル制御信号は、常に送信機で大電力を送信すると、消費電力が大きいため、送信機―受信機間距離が近ければ送信電力を下げるようにし、距離が遠くなり受信する通話品質が劣化すると電力を大きくしていくように受信機から指定される信号に応じて制御される（通常は数段階レベルのパワーレベルがあり、受信機側が指定したパワーレベルどおりに送信機が出力電力を送信する）。
（２）データレート制御信号は、データレートが早くなると振幅成分の周波数帯域が広がり、振幅成分の急峻な時間変動が多くなるため、高周波電力増幅器で歪みが生じ、変調波形の歪み、変調精度の劣化につながる。そのため、通常は送信機が送信するデータレートは送信するデータ量が少なければ、その量に応じてできるだけ下げるように受信機から指定される信号に応じて制御される。

以上のことにより通常は、送信機を制御するＣＰＵからの（受信機が指定した）制御信号にて変調信号のデータレート、高周波増幅器で出力する出力電力レベルを制御するが、本明細書では、ＯＦＤＭ信号発生手段１００がその機能を含むということにしている。

この構成によれば、出力するＯＦＤＭ変調信号のデータレートが低い場合、またはパワーレベルが低い場合で、オペアンプ１０３で構成される閉ループ特性に過渡応答特性が生じず高周波電力増幅器１１２から出力されるＯＦＤＭ変調波形に歪み成分が生じない場合には、振幅成分のレベルによらず切り替え制御手段１１０により電圧調整手段１０７がアイソレーション量を小さくし、挿入損失を低減するように制御できる。一方、データレートが高い場合、またはパワーレベルが高い場合で、オペアンプ１０３で構成される閉ループ特性に過渡応答が生じ高周波電力増幅器１１２から出力されるＯＦＤＭ変調波形に歪み成分が生じる場合には、振幅成分のレベルによらず切り替え制御手段１１０により電圧調整手段１０７が挿入損失はあるもののアイソレーションを確保するように制御できる。

そのため、主にＯＦＤＭ変調信号のデータレートが低い場合、またはパワーレベルが低い状態で使用される頻度が高い送信機では、実施の形態１で構成する送信機より電圧調整手段１０７を低損失で用いる時間が多くなり、より高効率化を図ることができる。

また、ＯＦＤＭ変調信号を出力する前に電圧調整手段１０７の制御状態を予め固定設定しておくことで、電圧調整手段１０７を制御する際に生じる過渡応答特性が振幅成分に生じない。そのため、歪み成分を低減したＯＦＤＭ変調信号を出力することができる。

また、ＰＡＰＲが大きく瞬間最大電力が大きい振幅成分に対応して切り替え制御手段１１０を動作させる必要がないため、構成する回路を簡略化することができる。

本発明にかかる送信機は、ＰＡＰＲが大きく瞬間最大電力変動が大きい振幅成分を高周波電力増幅器の電源電圧として供給する閉ループ構成において、過渡応答を生じさせることなく出力波形に歪が生じないＥＥＲ法を用いた送信機を実現できるという効果を有し、電源電圧が閉ループ構成を含み制御される高周波電力増幅器を含む送信機の用途にも適応できる。

本発明の実施の形態１の送信機の構成を示すブロック図である。 （ａ）は本発明の実施の形態１による送信機における振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分電圧V_AMの時間特性を示すグラフ（τ<<t_delay 、電圧調整手段固定）である。（ｂ）は本発明の実施の形態１による送信機における高周波電力増幅器出力の振幅成分電圧V_AM−PAの時間特性を示すグラフ（τ<<t_delay 、電圧調整手段固定）である。（ｃ）は本発明の実施の形態１による送信機におけるオペアンプ出力の振幅成分電圧V_AM−OUTの時間特性を示すグラフ（τ<<t_delay 、電圧調整手段固定）である。 （ａ）は本発明の実施の形態１による送信機における振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分電圧V_AMの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段固定）である。（ｂ）は本発明の実施の形態１による送信機における高周波電力増幅器出力の振幅成分電圧V_AM−PAの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段固定）である。（ｃ）は本発明の実施の形態１による送信機におけるオペアンプ出力の振幅成分電圧V_AM−OUTの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段固定）である。 （ａ）は本発明の実施の形態１による送信機における振幅抽出手段１０１の出力の振幅成分電圧V_AMの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段制御）である。（ｂ）は本発明の実施の形態１による送信機における高周波電力増幅器出力の振幅成分電圧V_AM−PAの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段制御）である。（ｃ）は本発明の実施の形態１による送信機におけるオペアンプ出力の振幅成分電圧V_AM−OUTの時間特性を示すグラフ（τ>>t_delay 、電圧調整手段制御）である。 最大電圧３Ｖまでの振幅成分に対する６４ＱＡＭのＯＦＤＭ振幅分布を示すグラフである。 （ａ）は電圧調整手段を周波数特性調整回路とした場合の具体例な回路構成であり、（ｂ）は電圧調整手段を周波数特性調整回路とした場合の具体例な周波数特性を表すグラフである。 本発明の実施の形態２の送信機の構成を示すブロック図である。 従来の送信機の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ ＯＦＤＭ信号生成手段
１０１ 振幅成分抽出手段
１０２ 振幅増幅手段
１０３ オペアンプ
１０４ フィードバック回路
１０５ 電源電圧部
１０６ エミッタフォロア
１０７ 電圧調整手段
１０８ スイッチ回路
１０９ バッファ回路
１１０ 切り替え制御手段
１１１ 直交変調回路
１１２ 高周波電力増幅器
１１３ 抵抗
１１４ 可変容量素子
１１５，１１６ コンデンサ
１１７，１１８ インダクタンス

Claims (3)

1. 変調信号を発生する変調信号発生手段と、
   高周波電力増幅器と、
   前記変調信号発生手段より発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
   フィードバック回路を有し前記振幅抽出手段で抽出された振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、
   出力端が前記フィードバック回路の入力端に接続され、前記振幅増幅手段で増幅された振幅成分を電圧変換する電圧変換手段と、
   前記変調信号発生手段より発生される変調信号の振幅成分が所定値より大きい場合は第１の状態、小さい場合は第２の状態となる制御信号を出力する制御手段と、
   前記電圧変換手段の出力端と前記高周波電力増幅器の電源端子との間に接続されたバッファ回路と、前記電圧変換手段の出力端と前記高周波電力増幅器の電源端子との間を短絡するスイッチ回路とからなり、前記制御手段からの制御信号が、前記第１の状態と前記第２の状態とで前記バッファ回路と前記スイッチ回路とが選択的に切り替えられる電圧調整手段とを備え、
   前記制御手段からの制御信号が、
   （１）前記第１の状態の場合には、
   前記電圧変換手段の出力を前記バッファ回路を介して前記高周波電力増幅器の電源端子に接続して電力を供給し、
   （２）前記第２の状態の場合には、
   前記電圧変換手段の出力を前記スイッチ回路を介して前記高周波電力増幅器の電源端子に接続して電力を供給する
   ことによって、前記電圧変換手段が供給する電圧を変化させ、
   結果として前記高周波電力増幅器から変調波を出力することを特徴とする送信機。
2. 前記高周波電力増幅器の入力部に直交変調回路が設けられている請求項１記載の送信機。
3. 請求項１、２のいずれかに記載の送信機に用いられる高周波電力増幅モジュールであって、少なくとも高周波電力増幅器と電圧調整手段とを一体化した高周波電力増幅モジュール。

Images