CN1692560A - 发送机 - Google Patents

发送机 Download PDF

Info

Publication number
CN1692560A
CN1692560A CNA2003801006700A CN200380100670A CN1692560A CN 1692560 A CN1692560 A CN 1692560A CN A2003801006700 A CNA2003801006700 A CN A2003801006700A CN 200380100670 A CN200380100670 A CN 200380100670A CN 1692560 A CN1692560 A CN 1692560A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
amplitude
component
voltage
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2003801006700A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100362746C (zh
Inventor
田边充
佐伯高晴
南善久
田中宏一郎
齐藤典昭
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1692560A publication Critical patent/CN1692560A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100362746C publication Critical patent/CN100362746C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0244—Stepped control
    • H03F1/025—Stepped control by using a signal derived from the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0244—Stepped control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/507—A switch being used for switching on or off a supply or supplying circuit in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/511—Many discrete supply voltages or currents or voltage levels can be chosen by a control signal in an IC-block amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/045—Circuits with power amplifiers with means for improving efficiency

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

提供宽频带且高效率的EER方法的发送机。为此，调制信号中的振幅分量输入高频功率放大器130的电源端子，IQ正交信号输入高频功率放大器130的高频输入端子，从高频功率放大器130的输出获得调制信号。从输出电压依次不同的DC－DC变换器群615经由开关群621将集电极电压供给发射极跟随器729。集电极电压根据振幅分量的电平，开关群621选择DC－DC变换器616～620任意一个输出，通过供给发射极跟随器，减小发射极跟随器729的发射极电压和发射极跟随器729的集电极电压的差，提高发射极跟随器729的效率，而且，通过发射极跟随器729对高频功率放大器130的电源电压进行电压变换，实现宽频带动作。

Description

发送机
技术领域
本发明涉及使用，例如OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex；正交频率分割复用)等副载波的通信方式中使用的无线发送机。
背景技术
一般，伴随电压变换的调制信号，特别是伴随QAM(正交电压变换)等的多值调制的调制信号中，向天线发送功率的高频功率放大器中，必须进行线性动作。因此，高频功率放大器的动作级使用A级或AB级等。
但是，伴随通信的宽带化，使用OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex；正交频率分割复用)等副载波的通信方式开始被利用。不能期望传统的A级、AB级的高频功率放大器的高效率化。即，OFDM中，由于副载波的重叠，会瞬间、完全随机地发生大功率。即，平均功率和该瞬间最大功率的比PAPR(Peak to Average PowerRatio)大。因此，为使具有这样大功率的高频信号也能线性放大，就必须一直操持大的直流功率。A级动作中，电源效率最大也只有50％，特别在OFDM的场合，由于PAPR大，电源效率变成只有10％左右。
因而，例如使用电池作为电源的便携型的无线机中，连续使用可能时间变短，产生实用上的问题。
为了解决这样的课题，提出了作为卡恩(カ一ン)的方法的传统的EER方法(Envelope Elimination and Restoration：包络消除与恢复)(例如，参照美国专利第6256482B1(图面第3页，图6)。)
图6是表示EER方法概略的方框图。图6中，输入端子40的高频调制信号46，例如QAM信号被分成两个分支，其中一个分支中，调制波46在检波器41被包络线检波，由此生成振幅分量信号，电源电压Vdd通过电压变换器(放大振幅分量的放大器)42进行电压变换。此时，电压变换器42使用可高效率动作(～95％)的S级放大器(开关调节器等)。另外一个分支中，调制波46由振幅控制放大器(限制器43)进行振幅控制，由此获得只具有相位信息的调制波。具有相位信息的调制波，输入到开关型放大器44的RF输入端子，调制开关型放大器44的构成要素，例如场效应型晶体管的栅极电压。
这里开关型放大器是指，为使漏极电压波形为矩形而被高谐波控制的F级放大器，及使漏极电压波形和漏极电流波形不重叠而最优化负载条件的E级放大器及D级放大器。
传统的A级放大器，会产生漏极电压和漏极电流同时发生的期间，消耗功率。另一方面，开关型放大器44，由于可以尽可能减小漏极电流和漏极电压同时发生的期间，所以可抑制消耗功率。
例如，假设供给200mA，3V的DC功率，直流功率成为600mW。开关型放大器44中，由于截止时电流不流动，只施加电压Vdd，所以直流消耗功率为0。另一方面，由于导通时，虽然流过200mA的电流，但晶体管是完全导通，所以可假定漏极-源极间电压VDS为饱和电压的最大限度0.3V左右。该场合，0.3×0.2＝0.06，即在晶体管中消耗60mW的直流功率。电源效率实际上达到(600-60)/600＝90％。由于在A级放大器中，电源效率最大也只能达到50％，所以该效果很显著。
即，通过使用开关型放大器，实现高电源效率。但是，由于开关型放大器是非线性放大器，在如QAM信号的调制波的振幅电平变化的调制信号中，由于必须线性放大信号，不能使用开关型放大器。
为了解决该问题，在EER方法中，将包含振幅信息的信号分离成振幅分量和相位分量，开关型放大器中只放大相位分量。这里如果将振幅分量输入到开关型放大器的电源端子，可获得与振幅分量成比例的输出功率，从结果上可再生包含原来振幅信息的信号。
通过这样的构成，由于可使用开关型放大器等的非线性但高效率的放大器，使高效率化成为可能。
但是，由于调制振幅分量的电压变换器42，例如开关调节器的频带最大为5MHz，而例如无线LAN的规格，即IEEE802.11a规格的调制波频带宽度为20MHz，因而不能使用传统技术的EER方法。
为了扩展频带，必须减小电压变换器42的输出中内置的低通滤波器的电感。但是，由于电感的Q值下降，由电感消耗的热量变得不能忽视，电压变换器42的效率降低。另外，噪声也增加。
另外，将串联调节器作为电压变换器42的场合，该电压变换量(电源电压和振幅分量电压的差)和高频功率放大器的漏极电流的积成为消耗功率。在OFDM中，由于振幅分量的电压平均值为电源电压的一半以下，该场合也不能期望高效率化。
发明公开
本发明目的是提供，不降低效率，可实现宽频带EER方法的发送机。
为了解决上述课题，第1发明的发送机具备：调制信号发生部件，发生调制信号；相位振幅分离部件，将调制信号发生部件发生的调制信号分离成相位分量和振幅分量；振幅限幅部件，将相位振幅分离部件中分离的振幅分量，分段用不同的多个电压电平进行限幅；多个开关调节器，将电源电压分段变换成不同值的多个电压；开关群，选择多个开关调节器的输出电压其中一个；开关驱动器，根据振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通开关群的各开关；线性电压变换部件，开关群选择的其中一个开关调节器的输出电压作为电源电压，将振幅分量进行电压变换；高频功率放大器，相位分量输入高频输入端子，将线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入电源端子，并将振幅和相位相互合成的调制波作为结果输出。
根据该构成，设置将电源电压分段变换为不同值的多个电压的多个开关调节器，根据振幅分量电平选择开关调节器，将选择的开关调节器的输出电压作为电源电压，线性电压变换部件采用对进行振幅分量电压变换的构成。因此，可减少线性电压变换部件所产生的电压压降，开关调节器的损失小，还可减少线性电压变换部件的功率损失。另外，电压变换中，由于已使用线性电压变换部件，输出部不需要低通滤波器，所以可实现宽频带化。从而，可不降低效率，而实现宽频带的EER方法。
第2发明的发送机，具备：调制信号发生部件，发生调制信号；相位振幅分离部件，将调制信号发生部件所发生的调制信号分离成相位分量和振幅分量；振幅限幅部件，将相位振幅分离部件分离的振幅分量，分段用不同的多个电压电平进行限幅；多个开关调节器，将电源电压分段变换成不同值的多个电压；多个线性电压变换部件，多个开关调节器的输出电压作为各个电源电压进行振幅分量的电压变换；开关群，将振幅分量传送给多个线性电压变换部件；开关驱动器，根据振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通开关群的各开关；高频功率放大器，将相位分量输入高频输入端子，将多个线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入电源端子，并将振幅和相位相互合成的调制波作为结果输出。
根据该构成，设置将电源电压分段变换不同值的多个电压的多个开关调节器，将多个开关调节器的输出电压作为电源电压，多个线性电压变换部件在对振幅分量分别进行电压变换的同时，根据振幅分量电平，选择多个线性电压变换部件哪个为有效。因此，可减少电压变换时的线性电压变换部件所产生的电压压降，开关调节器的损失小，而且还可减少线性电压变换部件的功率损失。另外，在电压变换中，由于已使用线性电压变换部件，所以输出部不需要低通滤波器，可实现宽频带化。从而，可不降低效率，而实现宽频带的EER方法。另外，开关调节器和高频功率放大器之间只加入了线性电压变换部件，开关部件不在该通路，与第1发明的构成比较，更能降低功率损失。
上述第1或第2发明的发送机中，相位振幅分离部件的相位分量输出端和高频功率放大器输入端之间也可具备频率变换部件。
根据该构成，具有以下的作用效果。由于相位振幅分离部件的频带仅为数百MHz，载波为超过GHz的场合，不能进行处理，但是通过频率变换部件，即，利用例如正交调制器等，可容易地将载波频率向高频转换。
上述第1或第2发明的发送机中，最好附加：反馈部件，对高频功率放大器输出端设置的高频输出功率进行反馈；第1定时校正部件，发生以反馈部件的信号为基础，用于校正相位和振幅的定时偏差的第1校正信号；第1定时补正部件，接收第1定时校正部件的第1校正信号，补正相位振幅分离部件输出的振幅分量和相位分量的定时。
根据该构成，具有以下的效果。相位分量和振幅分量的定时，由从各调制波分量的输入到高频功率放大器输出的布线导致的延迟，或晶体管的配线长度和寄生分量产生的延迟造成偏差时，高频功率放大器输出中不能形成正确的调制波。但是，通过设置反馈部件、定时校正部件和定时补正部件，可正确补正相位分量和电压变换波分量的定时，高频功率放大器输出中可形成正确的调制波。
上述第1或第2发明的发送机中，最好附加：第1电压检测部件，设置在开关调节器输出端和线性电压变换部件的电源电压输入端之间，检测开关调节器的输出电压；第2电压检测部件，设置在线性电压变换部件的振幅分量输入端子，检测振幅分量的电压；第2定时校正部件，根据第1及第2电压检测部件获得的电压振幅数据，输出校正振幅分量和限幅数据的定时偏差的第2校正信号；第2定时补正部件，接收第2定时校正部件的第2校正信号，补正振幅分量和限幅数据的定时。
根据该构成，具有以下的效果。振幅限幅数据和振幅分量的定时，从振幅限幅数据和振幅分量的各输入到高频功率放大器输出的布线导致的延迟，或晶体管的配线长度和寄生分量产生的延迟造成偏差时，限幅数据驱动的开关而导通的开关调节器输出和振幅分量值造成偏差，线性电压变换部件中产生不必要的大电压压降，电源效率降低或线性电压变换部件截止。但是，通过设置第1及第2电压检测部件、第2定时校正部件和第2定时补正部件，可正确补正振幅限幅数据和振幅分量的定时，可实现理想的电源效率。
上述第1或第2发明的发送机中，线性电压变换部件由，例如发射极跟随器构成。
根据该构成，振幅分量变换成，只低P-N接合部的内建势垒决定的发射极-基极间电压的一定的电压电平(例如0.7V)的电压，而且无反馈环，无环路的频带限制，构成变简单。
上述第1或第2发明发送机中，线性电压变换部件也有由线性调节器构成的情况。
根据该构成，通过反馈环路可正确控制电压电平，正确进行振幅分量的电压变换。
上述第1或第2发明的发送机中，最好构成如下：振幅分量输入到运算放大器，运算放大器的输出与发射极跟随器的输入连接，将发射极跟随器的输出负反馈到运算放大器。
根据该构成，可补偿发射极跟随器的非线性、温度特性，正确将振幅分量传送到高频功率放大器。
上述第1或第2发明的发送机中，也可以是：发射极跟随器由推挽电路构成，振幅分量输入到运算放大器，运算放大器的输出与推挽电路的输入连接，推挽电路的输出负反馈到运算放大器。
根据该构成，可补偿发射极跟随器的非线性、温度特性，通过运算放大器过渡特性，防止电压被施加到运算放大器的正电源电压或负电源电压保持，正确将振幅分量传送到高频功率放大器。
第3发明的发送机，具备：调制信号发生手，发生段调制信号；振幅抽出部件，从调信号发生部件发生的调制信号中抽出振幅分量；振幅限幅部件，将振幅抽出部件抽出的振幅分量，分段用不同的多个电压电平进行限幅；多个开关调节器，将电源电压分段变换成不同值的多个电压；开关群，选择多个开关调节器的输出电压其中之一；开关驱动器，根据振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通开关群的各开关；线性电压变换部件，将开关群所选择的任意的开关调节器的输出电压作为电源电压，对振幅分量进行电压变换；高频功率放大器，上述调制信号输入到高频输入端子，将上述线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入到电源端子，作为结果输出调制波。
根据该构成，采用了如下构成的电压变换：设置将电源电压分段变换成不同值的多个电压的多个开关调节器，根据振幅分量的电平，选择开关调节器，将选择的开关调节器的输出电压作为电源电压，线性电压变换部件对振幅分量进行电压变换.因此，可减少电压变换时的线性电压变换部件的电压压降，开关调节器的损失小，减少线性电压变换部件的功率损失。另外，电压变换中，由于已使用线性电压变换部件，所以输出部不需要低通滤波器，可实现宽频带化。因此，可不降低效率，实现宽频带的EER方法。
而且，由于直接使用调制信号，而不是相位分量，而分离成振幅和相位分量的EER方法避免不了，所以可以避免调制精度(ErrorVector Magnitude：EVM)的劣化。即，使用相位分量的场合，对相位分量在数字模拟变换器的频带允许范围内，而且不对EVM影响的程度进行滤波，滤波产生相位分量的部分电平降低，但是，高频放大器的输出中，相位分量和振幅分量合成时会产生EVM的显著劣化。另外，与从调制信号分离的相位分量相比，调制信号所需要频带宽度为1/6，可减小数字模拟变换器、抑制数字模拟变换产生的寄生分量的反折迭滤波器的频带宽度。因此，对数字模拟变换器的低消耗功率化，滤波器所用电感的小型化和低成本化有利。
另外，传统的EER方法中，由于即使是峰值功率输入时，也只是注入高频功率放大器充分饱和的输入电平，高频功率放大器截止(振幅分量0)时的隔离特性(输出功率中从输入功率泄漏的比例)不好的场合，输出比期待电平更高的功率，与振幅分量相互合成的结果，高频功率放大器输出中不能形成正确的调制波(导致EVM性能的劣化)。但是，本构成中，高频功率放大器截止(振幅分量0)时，输入高频功率放大器的功率也为0，不依赖隔离特性，高频功率放大器输出中可形成正确的调制波。
第4发明的发送机，具备：调制信号发生部件，发生调制信号；振幅抽出部件，从调制信号发生部件发生的调制信号中抽出振幅分量；振幅限幅部件，对振幅抽出部件抽出的振幅分量，分段用不同的多个的电压电平进行限幅；多个开关调节器，将电源电压变分段换成不同值的多个电压；多个线性电压变换部件，将多个开关调节器的输出电压作为各个电源电压，对振幅分量进行电压变换；开关群，将振幅信号传送到多个线性电压变换部件；开关驱动器，根据振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通开关群的各开关；高频功率放大器，上述调制信号输入到高频输入端子，上述线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入到电源端子，作为结果输出调制波。
根据该构成，设置将电源电压分段变换成不同值的多个电压的多个开关调节器，将多个开关调节器的输出电压作为电源电压，多个线性电压变换部件对振幅分量分别进行电压变换的电压变换时，根据振幅分量电平，选择多个线性电压变换部件其中一个有效。因此，可减少电压变换时的线性电压变换部件的电压压降，开关调节器的损失小，而且可减小线性电压变换部件的功率损失。另外，由于电压变换中，已使用线性电压变换部件，输出部不需要使用低通滤波器，所以可实现宽频带化。从而，可不降低效率，实现宽频带的EER方法。另外，开关调节器和高频功率放大器之间只加入了线性电压变换部件，开关部件在该通路外，与第3发明的构成比较，更能减小功率损失。
而且，由于直接使用调制信号，不是相位分量，而分离成振幅和相位分量的EER方法避免不了，所以可以避免调制精度(ErrorVector Magnitude：EVM)的劣化。即，使用相位分量的场合，对相位分量在数字模拟变换器的频带允许范围内，而且不对EVM影响的程度进行滤波，滤波产生相位分量的部分电平降低，但是，高频放大器的输出中，相位分量和振幅分量合成时会产生EVM的显著劣化。另外，与从调制信号分离的相位分量相比，调制信号所需要频带宽度为1/6，可减小数字模拟变换器、抑制数字模拟变换产生的寄生分量的反折迭滤波器的频带宽度。因此，对数字模拟变换器的低消耗功率化，滤波器所用电感的小型化和低成本化有利。
另外，传统的EER方法中，由于即使是峰值功率输入时，也只是注入高频功率放大器充分饱和的输入电平，高频功率放大器截止(振幅分量0)时的隔离特性不好的场合，输出比期待电平更高的功率，与振幅分量相互合成的结果，高频功率放大器输出中不能形成正确的调制波(导致EVM性能的劣化)。但是，本构成中，高频功率放大器截止(振幅分量0)时，输入高频功率放大器的功率也为0，不依赖隔离特性，高频功率放大器输出中可形成正确的调制波。
上述第3或第4发明的发送机中，线性电压变换部件由，例如发射极跟随器构成。
根据该构成，振幅分量变换成，只低P-N接合部的内建势垒决定的发射极-基极间电压的一定的电压电平(例如0.7V)的电压，而且无反馈环，无环路的频带限制，构成变简单。
上述第3或第4发明发送机中，线性电压变换部件也有由线性调节器构成的情况。
根据该构成，通过反馈环路可正确控制电压电平，正确进行振幅分量的电压变换。
上述第3或第4发明的发送机中，最好构成如下：振幅分量输入到运算放大器，运算放大器的输出与发射极跟随器的输入连接，发射极跟随器的输出负反馈到运算放大器。
根据该构成，可补偿发射极跟随器的非线性、温度特性，正确将振幅分量传送到高频功率放大器。
上述第3或第4发明的发送机中，也可以是：发射极跟随器由推挽电路构成，振幅分量输入到运算放大器，运算放大器的输出与推挽电路的输入连接，推挽电路的输出负反馈到运算放大器。
根据该构成，可补偿发射极跟随器的非线性、温度特性，通过运算放大器过渡特性，防止电压被施加到运算放大器的正电源电压或负电源电压保持，正确将振幅分量传送到高频功率放大器。
以上，根据详细说明的本发明，使高频功率放大器可作为开关型动作的EER方法中，宽频带且高效率动作成为可能。
附图说明
图1是表示本发明实施例1的发送机的构成的方框图。
图2是表示本发明实施例2的发送机的构成的方框图。
图3是表示本发明实施例3的发送机的构成的方框图。
图4是表示本发明实施例4的发送机的构成的方框图。
图5是表示本发明实施例5的发送机的构成的方框图。
图6是表示传统的发送机的构成的方框图。
图7是表示本发明实施例6的发送机的构成的方框图。
图8是表示本发明实施例7的发送机的构成的方框图。
图9是表示本发明实施例8的发送机的构成的方框图。
图10是表示本发明实施例9的发送机主要部件的构成的方框图。
图11是表示本发明实施例10的发送机主要部件的构成的方框图。
图12是表示本发明实施例11的发送机主要部件的构成的方框图。
发明的最佳实施例
以下，参照附图对本发明实施例进行说明。
实施例1
以下，参照附图对本发明实施例1进行说明。本实施例中，以使用宽频带调制信号的IEEE802.11a规格的无线LAN系统为例进行说明。无线LAN系统中，对正交的52个副载波分别进行64QAM调制，将之相加后得到调制信号。52个副载波分别以312.5kHz分开，占有52×312.5＝16.25MHz。
图1是表示实现EER方法的本发明实施例1的发送机的电路图。该发送机由，如图1所示，OFDM信号生成部件111、相位振幅分离部件112、振幅限幅部件113、开关调节器群115、开关群121、开关驱动器114、正交调制器128、串联调节器129、开关型的高频功率放大器130构成。
上述的OFDM信号生成部件111生成OFDM信号，相当于发生调制信号的调制信号发生部件。
相位振幅分离部件112，例如假设输入5V电源电压，将OFDM信号生成部件111生成的OFDM信号分离成相位分量和振幅分量。
振幅限幅部件113，对相位振幅分离部件112中分离的振幅分量，分段用不同且适当的多个电压电平进行限幅。该电压电平设定为，例如，0.5V，1.0V，1.5V，2.0V，2.5V。图1中表示了，输入振幅限幅部件113的振幅分量，即源信号，和振幅限幅部件113的输出信号，即限幅信号。
这里，针对图1所示的源信号和限幅信号的关系进行说明。振幅限幅部件113，如图1所示，检测振幅分量的电平，将该电平与预先设定的电压电平进行比较，如图1所示，对振幅分量进行限幅。
振幅限幅的方法，例如振幅分量为0.5V＜振幅分量≤1.0V，舍入成1V，1V＜振幅分量≤1.5V时舍入成1.5V等，将电平舍入成所包含范围中的最大值。图中共计有7个电平存在，将之分配成3比特的数据，3比特的限幅数据输出到开关驱动器114。
开关调节器群115由，例如假设输入3V电源电压的多个，例如4个开关调节器，即4个DC-DC变换器116～120组成。DC-DC变换器116～120，将电源电压分段变换成不同值的多个电压。具体地说，DC-DC变换器116～120，分别将3V电压变换成2.5V，2.0V，1.5V，1.0V，0.5V的各电压。
开关群121由，其中一个选择导通的例如5个开关122～127组成，选择3V电源电压和多个DC-DC变换器116～120的输出电压，即2.5V，2.0V，1.5V，1.0V，0.5V的各电压的其中一个。另外，开关122～127由例如MOS晶体管构成。
开关驱动器114，根据振幅限幅部件113所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通开关群121的各开关122～127。
正交调制器128，将从相位振幅分离部件112输出的相位分量(正交分量(Quadrature)及同相分量(In-phase))变换成高频信号，相当于频率变换部件。
串联调节器(线性调节器)129，将开关群121选择的3V电源电压或者是任何一个DC-DC变换器116～120的输出电压作为电源电压，对OFDM信号的振幅分量进行电压变换，相当于线性电压变换部件。
高频功率放大器(PA)130是开关型，将从正交调制器128输入的高频信号(对相位分量进行高频变换后)输入到高频输入端子，将串联调节器129电压变换后的振幅分量输入到电源端子，相位及振幅同时被调制，即振幅和相位相互合成后的调制波作为结果输出。
以下，针对动作进行说明，本实施例中，假定电源电压为3V的系统。
OFDM信号生成部件111作成的OFDM信号，由相位振幅分离部件112分离成振幅分量和相位分量被输出。根据输出的振幅分量，振幅限幅部件113生成用于驱动开关群121的各开关122～127的导通/截止的驱动信息。驱动信息以下称为限幅数据。
振幅限幅的方法，例如若振幅分量为
0V＜振幅分量≤0.5V，则舍入成0.5V；
0.5V＜振幅分量≤1.0V，则舍入成1.0V；
1.0V＜振幅分量≤1.5V，则舍入成1.5V；
1.5V＜振幅分量≤2.0V，则舍入成2.0V；
2.0V＜振幅分量≤2.5V，则舍入成2.5V；
2.5V＜振幅分量≤3.0V，则舍入成3.0V，检测振幅分量所包含的阈值范围，将电平舍入到所包含范围的最大值。
舍入如下进行。DC-DC变换器116～120事先准备与舍入电压电平相同的输出电压(2.5V，2.0V，1.5V，1.0V，0.5V)用于输出。根据振幅分量的电平，振幅限幅部件113向开关驱动器114提供激活哪一个DC-DC变换器(116，117，118，119或120)的输出的信息。根据提供的信息，开关驱动器114选择导通/截止DC-DC变换器116～120的输出段设置的开关122～127，输出舍入后电压对应的电压。
用具体例进行说明，振幅分量为1.2V时，DC-DC变换器118的通路导通，1.5V电压施加到串联调节器129的电压输入端子。同样，振幅分量为1.6V时，DC-DC变换器117的通路导通，2.0V电压施加到串联调节器129的电压输入端子。
从相位振幅分离部件112输出的振幅分量，输入到串联调节器129的参考输入端，调制串联调节器129的输出电压。此时，串联调节器129由于内部有反馈环路，不需要振幅分量的补偿(offset)。
另外，振幅分量最好以与限幅数据同步的形式输出。
此时，如果振幅分量和限幅数据不能同步，则出现不必要的大电压压降，电源损失恶化。
通过实现这样的动作，串联调节器129的电压压降(DC-DC变换器输出和串联调节器输出的电位差)保持为小的值，可减少串联调节器129的电源损失。
另外，由于相位分量，有必要频率变换成调制波，作为I(同相)信号及Q(正交)信号输入正交调制器128，与载波合成。
高频功率放大器130中，串联调节器129输出的振幅分量从电源端子输入，正交调制器128输出的相位分量(调制波)，从高频信号输入端子输入。高频功率放大器130的输出中，输出相位分量和振幅分量相互合成后的结果，可获得正确的OFDM输出。
振幅分量和相位分量在高频功率放大器130中相互合成时，期望无定时偏差。
根据以上说明的动作，针对期待的效果，进行以下说明。
DC-DC变换器116～120中的电源损失是96％，假设开关122～127的电压压降为0.1V。这些值是根据实际市场所买到的元件数据假设的。另外，开关型的高频功率放大器130的效率假定为80％。
无线LAN IEEE802.11a规格的场合，例如平均输出功率可假定为13dBm(20mW)，此时峰值功率为平均功率的+7dB即20dBm(100mW)。从而，作为高频功率放大器130，需要输出峰值功率为20dBm。若高频功率放大器130的功率效率(RF输出功率/施加的DC功率)设为80％，AC功率PAC为峰值功率100mW(20dBm)时，DC功率PDC成为125mW。此时，设定电源为3V，峰值时需要41.7mA的电流。平均功率时，高频功率放大器130所必需的电源电压为1.3V，而对于AC功率PAC的平均输出功率20mW(13dBm)，DC功率PDC变为25mW，因而需要19.2mA的电流。
之后，针对平均功率时即输出为20mW的效率进行研究。
如针对电源部的功率损失进行研究，首先，由于限幅数据为每0.5V进行分割，串联调节器129的电压压降最高也是0.5V，而且若设定构成开关群121的各开关(NPN晶体管)122～127的集电极-发射极间饱和电压VCE为0.1V，则开关群121和串联调节器129的电源损失计算为19.2mA×0.6V＝11.5mW。
另外，DC-DC变换器116～120的电源损失为4％，DC-DC变换器116～120的电源损失变成
25mW×0.04＝1.0mW。
从而，开关群121、串联调节器129和DC-DC变换器116～120合计的电源损失为11.5mW+1.0mW＝12.5mW。结果，峰值功率时总计效率为
20mW/(25mW+12.5mW)＝53.3％。
与使用通常的线性放大器的场合，顶多只有10％的效率相比，可显著改善效率。
而且，通过由输出定电压的开关调节器群(DC DC变换器116～120)及串联调节器129构成的调制DC-DC变换器等的电压变换部，可实现传统DC-DC变换器单独难以实现的宽频带化。理由如下。
即，串联调节器129中，不需要设置限制频带的低通滤波器，消除了低通滤波器所必然的频带限制的问题，只由其他要因，例如串联调节器129的晶体管特性或反馈环路的相位延迟等确定的频带限制。
这些限制要素，可实现比现在的5MHz的频带大得多的频带，也可充分包括无线LAN等达到20MHz的调制频带。
而且，高频功率放大器130的输出也可有频带限制滤波器。
而且，DC-DC变换器116～120，指输出包含低通滤波器。该构成中，串联调节器129的输出和高频功率放大器130的电源端子间也可加入抑制调制波频带外的寄生的低通滤波器。
另外，虽然期望振幅分量和振幅限幅数据同步，但是针对DC-DC变换器116～120的输出电压进行调节，使串联调节器129的输出电压不变大，就没有问题。另外，即使有一点定时偏差，也可以例如事先让限幅数据有时间的裕量，使之不变成前述的状态。
而且，虽然期望振幅分量和相位分量以同步的状态输入高频功率放大器130，但如定时偏差，则发送输出的矢量误差量(Error VectorMagnitude)恶化，变得不能满足无线规格。从而，根据下述的方法，必须尽量配合定时。
第1种是，只在制造时调节定时的方法。该方法不需要在无线电路中设置反馈电路等，可简略化。但是，根据使用环境的不同，有时会不能同步。
第2种是，只在电源导通时调节定时的方法。根据该方法，可对应于电源导通的环境，比第1种方法能更可靠地同步。但是，有校正时的时间部分不能通信的问题。
而且，作为第3种方法，有例如象无线LAN，TDD(分时复用)的场合，反复进行交互发送和接收，这样的无线通信中，利用收发间的切换时间，进行定时调节的方法。这是逐次适应环境的最理想的方法，但是在无线规格所规定的收发送受切换时间内，校正必须结束。由于无线LAN中是在1us以下，所以在这样的短时间内结束，必须花工夫。
而且，作为第4种方法，有发送时导通接收器，接收从天线开关回送到接收部的发送波并解调，补正振幅分量、相位分量的定时，使该比特错误量为最低的方法。该方法中，天线开关的隔离不充分时，由于大功率输入接收部，必须先设置接收部的线性为较高。
还有，考虑这些方法的组合。
另外，本实施例中，作为调制电路，使用了将基带IQ信号向高频变换直到直接高频信号的直接调制方式，也可以是直接调制其他作为本机振荡信号源使用的电压控制振荡器的电压可变电容部例如变容二极管，或具有多个电容值的固定电容与MOS晶体管开关组合实现可变电容的电容等，对基带信号进行波形整形的直接调制方式。
直接调制方式中，电路形式变简单，能实现低消耗电流化，但不适合调制精度严格等场合。而且，也有不是将IQ信号向高频变换为直接高频信号，而经由中间频率向上高频变换为高频信号的方式。该方式中，由于本机振荡信号源和发送波的频率不同，可避免本机振荡信号源由于发送波而摆动的问题。但是，在消耗电流和寄生上是不利的。
如以上说明，根据该实施例，采用设置将电源电压分段变换成不同值的多个电压的多个DC-DC变换器116～120，根据振幅分量的电平选择任意的DC-DC变换器，将选择的DC-DC变换器的输出电压作为电源电压，串联调节器129对振幅分量进行电压变换的构成。因此，可将电压变换时的串联调节器129的电压压降抑制为较小，DC-DC变换器的损失小，而且可将串联调节器129的功率损失抑制为较小。另外，电压变换中已使用串联调节器129，输出部不需使用低通滤波器，可实现宽频带化。从而，可不降低效率，实现宽频带的EER方法。
另外，通过将串联调节器129作为线性电压变换部件使用，可在反馈环路中更正确地控制电压电平，正确进行振幅分量的电压变换。
另外，相位振幅分离部件112的相位分量输出端和高频功率放大器130的输入端之间设置有频率变换部件，即正交调制器128，所以可以获得以下效果。由于相位振幅分离部件112的频带仅为数百MHz，在载波为超过GHz的场合，不能进行处理，但是通过频率变换部件，即，利用例如正交调制器128等，可容易将载波频率向高频转换。
实施例2
图2是表示本发明实施例2中的发送机方框图。本实施例与实施例1的不同点是，使用发射极跟随器229代替串联调节器129。除此之外与实施例6有相同的构成和动作，附上相同符号，说明省略。发射极跟随器229，将开关群121的输出输入集电极，根据输入基极的相位振幅分离部件112的电压，将电源电压提供给高频功率放大器130。
以下针对使用发射极跟随器229而产生的追加效果进行说明。串联调节器中，有由于反馈环路产生相位延迟等而不能充分获得频带的情况。另一方面，使用发射极跟随器229的场合，由晶体管特性确定的频带而限制。但是，该限制要素，可实现比现在的5MHz的频带大得多的频带，也可充分包括无线LAN等达到20MHz的调制频带。
实施例3
图3是表示本发明实施例8中的发送机方框图。本实施例中，电源及DC-DC变换器群115的输出与输出相同数量的发射极跟随器群329的集电极直接连接，通过与发射极跟随器群329同数量的开关群121切换与该发射极跟随器群329的基极端子相连接的总线，这点与实施例1、2不同。与实施例1、2相同构成的地方附上相同的符号，说明省略。另外，发射极跟随器群329相当于线性电压变换部件。另外，开关群121最好是由NMOS晶体管构成。而且，本实施例中，使用了多个发射极跟随器，但是取而代之使用串联调节器的实施例也可以和上述同样进行考虑。
实施例3中所期待的附加效果是，仅在DC-DC变换器群115和高频功率放大器130之间加入发射极跟随器330～335，由于开关群121在电源通路(电源到高频功率放大器130的通路)之外，与实施例1的构成比较，更能降低功率损失。
实施例4
以下，参考图面对本发明实施例4进行说明。
图4是表示本发明实施例4的实现EER方法的发送机的电路图。
本实施例中，对实施例1所述的构成新附加了以下的构成。即，高频功率放大器130的输出中附加了例如取出高频功率的方向性结合器431；设置了定时校正部件433，将反馈部件即方向性结合器431取出的功率通过例如二极管检波抽出振幅分量，与相位振幅分离部件112的振幅分量进行比较，校正相位分量和振幅分量的定时，使该误差尽可能小；设置了定时补正部件432例如延迟电路，根据定时校正部件433输出的校正数据，补正例如相位分量的定时。
由于其他构成及动作与实施例1相同，详细说明省略。另外，图4中，符号111表示OFDM信号生成部件，符号113表示振幅限幅部件，符号114表示开关驱动器，符号115表示开关调节器群，符号116～120表示DC-DC变换器，符号121表示开关群，符号122～127表示开关，符号129表示串联调节器，符号128表示正交调制器。
根据该实施例，可获得以下的效果。相位分量和振幅分量的定时，由从各调制波分量的输入到高频功率放大器130输出的布线导致的延迟，或晶体管的配线长度和寄生分量产生的延迟造成偏差时，高频功率放大器输出中不能正确再现原来的调制波。但是，通过设置方向性结合器431、定时校正部件433和定时补正部件432，可正确补正相位分量和振幅分量的定时，高频功率放大器输出中可再现正确的调制波。其他效果与实施例1相同。
实施例5
以下，参照图面对本发明实施例5进行说明。
图5表示本发明实施例5的实现EER方法的发送机的电路图。
本实施例中，对实施例4所述构成新附加了以下构成。即，被输入串联调节器129的DC-DC变换器输出的端子附加检测电压的部件，例如数KΩ的电阻534；被输入振幅分量的端子附加检测电压的部件，例如数KΩ的电阻535。
通过上述电阻534、535，检测根据振幅分量的电平和限幅数据选择的DC-DC变换器的输出电平。由定时校正部件433计算这些电压差，为使DC-DC变换器的输出针对振幅分量产生合适的电压，生成定时调节信号。
接着，根据定时校正部件433输出的校正数据(定时调节信号)，新附加补正例如振幅限幅部件113定时的定时补正部件536，例如延迟电路。
其他构成及动作，由于与实施例1、4相同，说明省略。另外，在图5中，符号111表示OFDM信号生成部件，符号113表示振幅限幅部件，符号114表示开关驱动器，符号115表示开关调节器群，符号116～120表示DC-DC变换器，符号121表示开关群，符号122～127表示开关，符号128表示正交调制器，符号130表示高频功率放大器，符号431表示方向性结合器，符号432表示定时补正部件。
根据本实施例，可获得以下的效果。振幅限幅数据和振幅分量的定时，由从振幅限幅数据和振幅分量的各输入到高频功率放大器130输出的布线导致的延迟，或晶体管的配线长度和寄生分量产生的延迟造成偏差时，限幅数据驱动的开关而导通的开关调节器群115的输出和振幅分量的值偏差很大，导致电源效率降低或串联调节器129截止。但是，通过设置电阻534、535，定时校正部件433及定时补正部件536，可正确补正振幅限幅数据和振幅分量的定时，可实现理想的效率。其他效果与第1或第4实施例相同。
实施例6
以下，参照附图对本发明实施例6进行说明。本实施例中，以使用宽频带调制信号的IEEE802.11a规格的无线LAN系统为例进行说明。无线LAN系统中，对正交的52个副载波分别进行64QAM调制，将之相加后得到调制信号。52个副载波分别以312.5kHz分开，占有52×312.5＝16.25MHz。
图7是表示实现EER方法的本发明实施例6的发送机的电路图。如图7所示，该发送机由，OFDM信号生成部件611、振幅抽出部件612、振幅限幅部件613、开关调节器群615、开关群621、开关驱动器614、正交调制器628、串联调节器629、开关型的高频功率放大器630构成。
上述的OFDM信号生成部件611，相当于发生调制信号的调制信号发生部件。
振幅抽出部件612，从OFDM信号生成部件611生成的调制信号抽出振幅分量。
振幅限幅部件613，对振幅抽出部件612中抽出的振幅分量，分段用不同且适当的多个电压电平进行限幅。该电压电平设定为，例如，0.5V，1.0V，1.5V，2.0V，2.5V，3.0V。图7中表示了输入振幅限幅部件613的振幅分量，即源信号，和振幅限幅部件613的输出信号，即限幅信号。
这里，针对图7所示的源信号和限幅信号的关系进行说明。振幅限幅部件613，如图7所示，检测振幅分量的振幅电平，将该电平与预先设定的电压电平进行比较，如图7所示，对振幅分量进行限幅。
振幅限幅的方法，例如振幅分量为0.5V＜振幅分量≤1.0V时，舍入成1V，1V＜振幅分量≤1.5V时舍入成1.5V等，将电平舍入成所包含范围中的最大值。图中共计有7个电平存在，将之分配成3比特的数据，3比特的限幅数据输出到开关驱动器614。
开关调节器群615由，例如以3V电源电压为输入的多个，例如5个开关调节器，即5个DC-DC变换器616～620组成。DC-DC变换器616～620，将电源电压分段变换成不同值的多个电压。具体地说，DC-DC变换器616～620，分别将3V电压变换成2.5V，2.0V，1.5V，1.0V，0.5V的各电压。
开关群621由，其中一个选择导通的，例如6个开关622～627组成，选择3V电源电压和多个DC-DC变换器616～620的输出电压即2.5V，2.0V，1.5V，1.0V，0.5V的各电压的其中一个。另外，开关622～627由例如NPN晶体管构成。该基极电压由例如MOS晶体管切换，从而切换DC-DC变换器群615的输出。
开关驱动器614，根据振幅限幅部件613所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通开关群621的各开关622～627。
正交调制器628，将从OFDM生成部件611输出的调制信号与载波做乘法运算，变换成调制波，相当于频率变换部件。
串联调节器(线性调节器)629，将开关群621选择的3V电源电压或者是任何一个开关变换器616～620的输出电压作为电源电压，对调制信号的振幅分量进行电压变换，相当于线性电压变换部件。
高频功率放大器(PA)630，是开关型，将从正交调制器628输入的调制波输入到高频输入端子，将串联调节器629电压变换后的振幅分量输入到电源端子，将放大的调制波作为结果输出。
以下，针对动作进行说明，本实施例中，假定电源电压为3V的系统。
OFDM信号生成部件611作成的调制信号，由振幅抽出612抽出振幅分量并被输出。根据输出的振幅分量，振幅限幅部件613生成用于驱动开关群621的各开关622～627的导通/截止的驱动信息。驱动信息以下称为限幅数据。
振幅限幅的方法，例如若振幅分量为
0V＜振幅分量≤0.5V，则舍入成0.5V；
0.5V＜振幅分量≤1.0V，则舍入成1.0V；
1.0V＜振幅分量≤1.5V，则舍入成1.5V；
1.5V＜振幅分量≤2.0V，则舍入成2.0V；
2.0V＜振幅分量≤2.5V，则舍入成2.5V；
2.5V＜振幅分量≤3.0V，则舍入成3.0V，检测振幅分量所包含的阈值范围，将电平舍入到所包含范围的最大值。
舍入如下进行。DC-DC变换器616～620事先准备与舍入电压电平相同的输出电压(2.5V，2.0V，1.5V，1.0V，0.5V)用于输出。根据振幅分量的电平，振幅限幅部件613向开关驱动器614通过激活哪一个DC-DC变换器616～620或3V电源的输出的信息。根据提供的信息，开关驱动器614选择导通/截止DC-DC变换器616～620的输出级或3V电源中设置的开关122～127，输出舍入后电压对应的电压。
用具体例进行说明，振幅分量为1.1V时，DC-DC变换器618的通路导通，1.5V电压施加到串联调节器629的电压输入端子。同样，振幅分量为1.6V时，DC-DC变换器617的通路导通，2.0V电压施加到串联调节器629的电压输入端子。
从振幅抽出部件612输出的振幅分量，输入到串联调节器629的参考输入端，调制串联调节器629的输出电压。
另外，振幅分量最好以与限幅数据同步的形式输出。
此时，如果振幅分量和限幅数据不能同步，则出现不必要的大电压压降，电源损失恶化。
通过实现这样的动作，串联调节器627的电压压降(DC-DC变换器输出和串联调节器输出的电位差)保持为小的值，可减少串联调节器629的电源损失。
另外，由于调制信号有必要频率变换成调制波，作为I(同相)信号及Q(正交)信号输入正交调制器628，与载波合成。
高频功率放大器630中，串联调节器629输出的振幅分量从电源端子输入，正交调制器628输出的调制波从高频信号输入端子输入。由于高频功率放大器630中采用饱和型放大器，其输出饱和，高频功率放大器630的输出中，调制波的振幅分量被均一化，只抽出相位分量。结果，高频放大器的输出中，相位分量和振幅分量相互合成后的调制输出被输出，得到原来的调制波。
振幅分量和相位分量在高频功率放大器630中相互合成时，期望无定时偏差。
根据以上说明的动作，针对期待的效果，进行以下说明。令DC-DC变换器616～620中的电源损失是96％，开关622～627的电压压降为0.1V。这些值是根据实际市场所买到的元件的数据假设的。另外，开关型的高频功率放大器630的效率假定为80％。
无线LAN IEEE802.11a规格的场合，例如平均输出功率可假定为13dBm(20mW)，此时峰值功率成为平均功率的+7dB即20dBm(100mW)。从而，作为高频功率放大器630，需要输出峰值功率为20dBm。高频功率放大器630的功率效率(RF输出功率/施加的DC功率)设为80％，AC功率PAC为峰值功率100mW(20dBm)时，DC功率PDC变成125mW。此时，设定电源为3V，峰值时需要41.7mA的电流。平均功率时，高频功率放大器630所必需的电源电压为1.3V，对于AC功率PAC的平均输出功率20mW(13dBm)，DC功率PDC变为25mW，变成需要19.2mA的电流。
之后，针对平均功率时即输出为20mW的效率进行研究。
如针对电源部的功率损失进行研究，首先限幅数据为每0.5V进行分割，串联调节器629的电压压降最高也是0.5V，而且若设定构成开关群621的各开关(NPN晶体管)622～627的集电极-发射极间饱和电压VCE为0.1V，则开关群621和串联调节器629的电源损失计算为19.2mA×0.6V＝11.5mW。
另外，DC-DC变换器616～620的电源损失为4％，DC-DC变换器616～620的电源损失变成
25mW×0.04＝1.0mW。
从而，开关群621、串联调节器629和DC-DC变换器616～620合计的电源损失为11.5mW+1.0mW＝12.5mW。结果，峰值功率时总计效率为
20mW/(25mW+12.5mW)＝53.3％。
与使用通常的线性放大器的场合，顶多只有10％的效率相比，可显著改善效率。
而且，通过由输出定电压的开关调节器群(DC-DC变换器616～620)及串联调节器629构成的调制DC-DC变换器等的电压变换部，可实现传统DC-DC变换器单独难以实现的宽频带化。理由如下。
即，串联调节器629中，不需要设置限制频带的低通滤波器，消除了低通滤波器所必然的频带限制的问题，只由其他要因，例如串联调节器629的晶体管特性，或反馈环路的相位延迟等确定的频带限制。
这些限制要素，可实现比现在的5MHz的频带大得多的频带，也可充分包括无线LAN等达到20MHz的调制频带。
而且，高频功率放大器630的输出也可有频带限制滤波器。
而且，DC-DC变换器616～620，指输出包含低通滤波器。该构成中，串联调节器629的输出和高频功率放大器630的电源端子间也可加入抑制调制波频带外的寄生的低通滤波器。
另外，虽然期望振幅分量和振幅限幅数据同步，但是针对DC-DC变换器616～620的输出电压进行调节，使串联调节器629的输出电压不变大，就没有问题。另外，即使有一点定时偏差，也可以例如事先让限幅数据有时间的裕量，使之不变成前述的状态。
而且，虽然期望振幅分量和相位分量以同步的状态输入高频功率放大器630，但如定时偏差，则发送输出的矢量误差量(Error VectorMagnitude)恶化，变得不能满足无线规格。因此，根据下述的方法，必须尽量配合定时。
第1种是，只在制造时调节定时的方法。该方法不需要在无线电路中设置反馈电路等，可简略化。但是，根据使用环境的不同，有时会不能同步。
第2种是，只在电源导通时调节定时的方法。根据该方法，可对应于电源导通的环境，比第1种方法能更可靠地同步。但是，有校正时的时间部分不能通信的问题。
而且，作为第3种方法，有例如象无线LAN，在反复进行交互发送和接收的无线通信中，利用发送开始时的序言时间，进行定时调节的方法。这是逐次适应环境的最理想的方法，但是必须在与序言比较而非常短的时间内，结束校正。在无线LAN中必须在1us左右完成。
而且，作为第4种方法，有发送时导通接收器，接收从天线开关回送到接收部的发送波并解调，补正振幅分量、相位分量的定时，使该比特错误量为最低的方法。该方法中，天线开关的隔离不充分时，由于大功率输入接收部，必须先设置接收部的线性为较高。
还有，考虑这些方法的组合。
如以上说明，根据该实施例，采用设置将电源电压分段变换成不同值的多个电压的多个DC-DC变换器616～620，根据振幅分量的电平选择任意的DC-DC变换器，将选择的DC-DC变换器的输出电压作为电源电压，串联调节器629对振幅分量进行电压变换的构成。因此，可将电压变换时的串联调节器629的电压压降抑制为较小，DC-DC变换器的损失小，而且可将串联调节器629的功率损失抑制为较小。另外，电压变换中已使用串联调节器129，输出部不需使用低通滤波器，可实现宽频带化。从而，可不降低效率，实现宽频带的EER方法。
另外，通过将串联调节器629作为线性电压变换部件使用，可在反馈环路中更正确地控制电压电平，正确进行振幅分量的电压变换。
而且，由于直接使用调制信号，而不是相位分量，而分离成振幅和相位分量的EER方法避免不了，所以可以避免调制精度(ErrorVector Magnitude：EVM)的劣化。即，使用相位分量的场合，对相位分量在数字模拟变换器的频带允许范围内，而且不对EVM影响的程度进行滤波，滤波产生相位分量的部分电平降低，但是，高频放大器的输出中，相位分量和振幅分量合成时会产生EVM的显著劣化。另外，与从调制信号分离的相位分量相比，调制信号所需要频带宽度为1/6，可减小数字模拟变换器、抑制数字模拟变换产生的寄生分量的反折迭滤波器的频带宽度。因此，对数字模拟变换器的低消耗功率化，滤波器所用电感的小型化和低成本化有利。
另外，传统的EER方法中，由于即使是峰值功率输入时，也只是注入高频功率放大器充分饱和的输入电平，高频功率放大器截止(振幅分量0)时的隔离特性不好的场合，与振幅分量相互合成不能正确进行，不能复原原来的调制波(导致EVM性能的劣化)。但是，本构成中，高频功率放大器截止(振幅分量0)时，输入高频功率放大器的功率也为0，不依赖隔离特性，可复原正确的调制波。
另外，本构成中，虽然用正交调制器628将调制信号变换成调制波，但是当OFDM信号生成部件611输出调制波的场合，正交调制器628可以不要。该场合，振幅抽出部件612对调制波的振幅进行检波，抽出振幅分量。
实施例7
图8是表示本发明实施例7中的发送机方框图。本实施例与实施例6的不同点是，使用发射极跟随器729代替串联调节器629。除此之外与实施例6有相同的构成和动作，附上相同符号，说明省略。发射极跟随器729，将开关群621的输出输入集电极，根据输入基极的振幅抽出部件612的电压，将电源电压提供给高频功率放大器630。
以下针对使用发射极跟随器729而产生的追加效果进行说明。串联调节器中，有由于反馈环路产生相位延迟等而不能充分获得频带的情况。另一方面，使用发射极跟随器729的场合，由晶体管特性确定的频带而限制。但是，该限制要素，可实现比现在的5MHz的频带大得多的频带，也可充分包括无线LAN等达到20MHz的调制频带。
实施例8
图9是表示本发明实施例8中的发送机方框图。本实施例，电源及DC-DC变换器群615的输出和与输出相同数量的发射极跟随器群829的集电极直接连接，通过与发射极跟随器群829同数量的开关群621切换与该发射极跟随器群829的基极端子相连接的总线，这点与实施例6、7不同。与实施例6、7相同构成的地方附上相同的符号，说明省略。另外，发射极跟随器群829相当于线性电压变换部件。另外，开关群621最好是由NMOS晶体管构成。而且，本实施例中，虽然使用了多个发射极跟随器，但是取而代之使用串联调节器的实施例也可以和上述同样进行考虑。
实施例8中所期待的附加效果是，仅在DC-DC变换器群615和高频功率放大器630之间加入发射极跟随器830～835，由于开关群621在电源通路(电源到高频功率放大器630的通路)之外，与实施例6的构成比较，更能降低功率损失。
实施例9
图10是表示本发明实施例9中的发送机主要部分的方框图。该实施例的发送机中，如图10所示，相位振幅分离部件112输出的振幅分量输入到运算放大器901，运算放大器901的输出连接到发射极跟随器229的输入(基极)，发射极跟随器229的输出(发射极)负反馈到运算放大器901。符号902、903分别表示旁路电容。其他构成与图2相同。
根据该实施例，可补偿发射极跟随器229的非线性、温度特性，将振幅分量正确传送到高频功率放大器130。
实施例10
图11是表示本发明实施例10中的发送机的主要部分的方框图。该实施例的发送机，如图11所示，发射极跟随器910并不是只由1个晶体管构成，而是由推挽电路构成。然后，该发送机将相位振幅分离部件112输出的振幅分量输入运算放大器901，运算放大器901的输出与推挽电路即发射极跟随器910的输入连接，发射极跟随器910的输出负反馈到运算放大器901。符号902、903分别表示旁路电容。符号911、912是晶体管，913、914是电阻，915、916是二极管，这些构成发射极跟随器。其他构成与图2相同。
根据该实施例，可补正发射极跟随器910的非线性、湿度特性，通过运算放大器901的过渡特性，可防止电压被施加到运算放大器的正电源电压或负电源电压保持住，从而能正确将振幅分量传送到高频功率放大器233。
实施例11
图12是表示本发明实施例11中的发送机的主要部件的方框图。该实施例的发送机，如图12所示，发射极跟随器920由推挽电路构成。然后，该发送机将相位振幅分离部件112输出的振幅分量输入到运算放大器901，运算放大器901的输出与推挽电路，即发射极跟随器920的输入连接，发射极跟随器920的输出负反馈到运算放大器901。符号902、903是表示旁路电容。符号921、922是晶体管，923是电阻，924、925是二极管，这些构成发射极跟随器。其他构成与图2相同。
根据该实施例，具有与实施例10同样的作用效果。
上述第9、第10、第11实施例中说明的构成，也可分别用于图8所示的发送机的电路，在该场合，能获得与第9、第10、第11实施例相同的效果。
产业上利用的可能性
本发明的发送机，具有能将高频功率放大器作为开关型进行动作的EER方法中，宽频带且高效率动作成为可能的效果，作为使用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex；正交频率分割复用)等副载波的通信方式的发送机等很有用。

Claims (15)

1.一种发送机，具备：
调制信号发生部件，发生调制信号；
相位振幅分离部件，将上述调制信号发生部件发生的上述调制信号分离成相位分量和振幅分量；
振幅限幅部件，对上述相位振幅分离部件所分离的上述振幅分量分段用不同的多个电压电平进行限幅；
多个开关调节器，将电源电压分段变换成不同值的多个电压；
开关群，选择上述多个开关调节器的输出电压的其中之一；
开关驱动器，根据上述振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通上述开关群的各开关；
线性电压变换部件，将上述开关群选择的任何一个开关调节器的输出电压作为电源电压，对上述振幅分量进行电压变换；
高频功率放大器，将上述相位分量输入高频输入端子，上述线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入电源端子，将振幅和相位相互合成后的调制波作为结果输出。
2.一种发送机，具备：
调制信号发生部件，发生调制信号；
相位振幅分离部件，将上述调制信号发生部件发生的上述调制信号分离成相位分量和振幅分量；
振幅限幅部件，上述相位振幅分离部件所分离的上述振幅分量分段用不同的多个电压电平进行限幅；
多个开关调节器，将电源电压分段变换成不同值的多个电压；
多个线性电压变换部件，将上述多个开关调节器的输出电压作为各个电源电压，对上述振幅分量进行电压变换；
开关群，将上述振幅分量传送给上述多个线性电压变换部件；
开关驱动器，根据上述振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择地导通上述开关群的各开关；
高频功率放大器，将上述相位分量输入高频输入端子，上述多个线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入电源端子，将振幅和相位互相合成后的调制波作为结果输出。
3.权利要求1或2所述的发送机，其特征在于：
上述相位振幅分离部件的相位分量的输出端和上述高频功率放大器的输入端之间有频率变换部件。
4.权利要求1或2所述的发送机，其特征在于具备：
反馈部件，设置在上述高频功率放大器输出端，反馈高频输出功率；
第1定时校正部件，发生第1校正信号，用于根据上述反馈部件的信号校正相位和振幅的偏差；
第1定时补正部件，接收上述第1定时校正部件的第1校正信号，补正从相位振幅分离部件输出的振幅分量和相位分量的定时。
5.权利要求1或2所述的发送机，其特征在于附加有：
第1电压检测部件，设置在上述开关调节器的输出端和上述线性电压变换部件的电源电压输入端之间，检测上述开关调节器的输出电压；
第2电压检测部件，设置在上述线性电压变换部件的振幅分量输入端子，检测振幅分量的电压；
第2定时校正部件，输出第2校正信号，用于通过比较上述第1及第2电压检测部件获得的电压振幅数据，校正上述振幅分量和上述限幅数据的定时偏差；
第2定时补正部件，接收上述第2定时校正部件的第2校正信号，补正上述振幅分量和上述限幅数据的定时。
6.权利要求1或2所述的发送机，其特征在于：
上述线性电压变换部件是发射极跟随器。
7.权利要求1或2所述的发送机，其特征在于：
上述线性电压变换部件是线性调节器。
8.权利要求6所述的发送机，其特征在于：
将上述振幅分量输入运算放大器，上述运算放大器的输出与上述发射极跟随器的输入连接，上述发射极跟随器的输出负反馈到上述运算放大器。
9.权利要求6所述的发送机，其特征在于：
上述发射极跟随器由推挽电路构成，将上述振幅分量输入运算放大器，上述运算放大器的输出与上述推挽电路的输入连接，上述推挽电路的输出负反馈到上述运算放大器。
10.一种发送机，具备：
调制信号发生部件，发生调制信号；
振幅抽出部件，从上述调制信号发生部件发生的上述调制信号抽出振幅分量；
振幅限幅部件，对上述振幅抽出部件抽出的上述振幅分量分段用不同的多个电压电平进行限幅；
多个开关调节器，将电源电压分段变换成不同值的多个电压；
开关群，选择上述多个开关调节器的输出电压的其中之一；
开关驱动器，根据上述振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通上述开关群的各开关；
线性电压变换部件，将上述开关群选择的任何一个开关调节器的输出电压作为电源电压，对上述振幅分量进行电压变换；
高频功率放大器，将上述调制信号输入高频输入端子，上述线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入电源端子，将调制波作为结果输出。
11.一种发送机，具备：
调制信号发生部件，发生调制信号；
振幅抽出部件，从上述调制信号发生部件发生的上述调制信号抽出振幅分量；
振幅限幅部件，对上述振幅抽出部件抽出的上述振幅分量分段用不同的多个电压电平进行限幅；
多个开关调节器，将电源电压分段变换成不同值的多个电压；
多个线性电压变换部件，将上述多个开关调节器的输出电压作为各个电源电压，对上述振幅分量进行电压变换；
开关群，将上述振幅信号传送给上述多个线性电压变换部件；
开关驱动器，根据上述振幅限幅部件所限幅的振幅分量的限幅数据，选择导通上述开关群的各开关；
高频功率放大器，将上述调制信号输入高频输入端子，上述多个线性电压变换部件电压变换后的振幅分量输入电源端子，将调制波作为结果输出。
12.权利要求10或11所述的发送机，其特征在于：
线性电压变换部件是发射极跟随器。
13.权利要求10或11所述的发送机，其特征在于：
线性电压变换部件是线性调节器。
14.权利要求12所述的发送机，其特征在于：
将上述振幅分量输入运算放大器，上述运算放大器的输出与上述发射极跟随器的输入连接，上述发射极跟随器的输出负反馈到上述运算放大器。
15.权利要求12所述的发送机，其特征在于：
上述发射极跟随器由推挽电路构成，将上述振幅分量输入运算放大器，上述运算放大器的输出与上述推挽电路的输入连接，上述推挽电路的输出负反馈到上述运算放大器。
CNB2003801006700A 2002-10-28 2003-10-23 发送机 Expired - Fee Related CN100362746C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP312724/2002 2002-10-28
JP2002312724 2002-10-28

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1692560A true CN1692560A (zh) 2005-11-02
CN100362746C CN100362746C (zh) 2008-01-16

Family

ID=32171146

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB2003801006700A Expired - Fee Related CN100362746C (zh) 2002-10-28 2003-10-23 发送机

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7116946B2 (zh)
EP (1) EP1557955A1 (zh)
KR (1) KR20050053591A (zh)
CN (1) CN100362746C (zh)
TW (1) TWI240496B (zh)
WO (1) WO2004038937A1 (zh)

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101563840B (zh) * 2006-12-19 2012-06-06 三菱电机株式会社 电力放大装置
CN104283573A (zh) * 2014-09-16 2015-01-14 电子科技大学 一种改进linc发射机效率的方法及其装置
CN106953613A (zh) * 2017-03-28 2017-07-14 上海与德科技有限公司 功率放大器的供电电路及功率调整方法
CN107066013A (zh) * 2017-06-21 2017-08-18 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整装置
CN107066000A (zh) * 2017-06-21 2017-08-18 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整方法
CN109698674A (zh) * 2018-12-11 2019-04-30 四川九洲电器集团有限责任公司 一种功率回退装置和电子设备及其控制方法

Families Citing this family (85)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2398648B (en) * 2003-02-19 2005-11-09 Nujira Ltd Power supply stage for an amplifier
US7480344B2 (en) * 2004-09-30 2009-01-20 Broadcom Corporation Architectural techniques for envelope and phase signal alignment in RF polar transmitters using power amplifier feedback
JP2005167541A (ja) * 2003-12-02 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
JP2005167805A (ja) * 2003-12-04 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
US7623896B2 (en) * 2004-02-04 2009-11-24 Sharp Kabushiki Kaisha Wireless communication circuit and wireless communication apparatus using the same
JP4012165B2 (ja) * 2004-03-23 2007-11-21 松下電器産業株式会社 送信機
US7359680B2 (en) * 2004-09-14 2008-04-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Delay calibration in polar modulation transmitters
JP4553696B2 (ja) * 2004-11-25 2010-09-29 パナソニック株式会社 送信機
US7715808B2 (en) 2005-04-28 2010-05-11 Panasonic Corporation Polar modulating circuit, polar coordinate modulating method, integrated circuit and radio transmission device
WO2007004518A1 (ja) 2005-06-30 2007-01-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 送信回路及び通信機器
JP4868846B2 (ja) * 2005-12-22 2012-02-01 富士通株式会社 電圧制御信号調整装置及び電圧制御信号調整方法
US20070236197A1 (en) * 2006-04-10 2007-10-11 Vo Hai H Adaptive DC to DC converter system
WO2007148753A1 (ja) * 2006-06-23 2007-12-27 Panasonic Corporation 送信回路及び通信機器
WO2008072134A1 (en) * 2006-12-12 2008-06-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. A high efficiency modulating rf amplifier
JP2008178226A (ja) * 2007-01-18 2008-07-31 Fujitsu Ltd 電源装置および負荷装置への電源電圧の供給方法
US7859336B2 (en) * 2007-03-13 2010-12-28 Astec International Limited Power supply providing ultrafast modulation of output voltage
US7541867B2 (en) * 2007-05-31 2009-06-02 Intel Corporation Polar amplifier
JP5022792B2 (ja) * 2007-07-02 2012-09-12 株式会社日立国際電気 Ｄｃｄｃコンバータユニット、電力増幅器、及び基地局装置
US7994761B2 (en) * 2007-10-08 2011-08-09 Astec International Limited Linear regulator with RF transistors and a bias adjustment circuit
TWI339008B (en) * 2007-12-05 2011-03-11 Ite Tech Inc Class-d amplifier and multi-level output signal generated method thereof
US20090199021A1 (en) * 2008-02-06 2009-08-06 Inventec Corporation Power management module for central processing unit
JP4666010B2 (ja) * 2008-06-12 2011-04-06 セイコーエプソン株式会社 負荷駆動回路及びインクジェットプリンター
GB2463880A (en) * 2008-09-25 2010-03-31 Ubidyne Inc An EER amplifier with linearising RF feedback
GB2465552B (en) 2008-11-18 2015-12-09 Nujira Ltd Power supply arrangement for multi-stage amplifier
ES2319251B2 (es) * 2008-11-21 2009-09-22 Universidad Politecnica De Madrid Fuente de alimentacion para amplificadores de rf que utilizan la tecnica eer.
KR101636408B1 (ko) * 2009-01-12 2016-07-06 삼성전자주식회사 전력 증폭기의 효율 개선 장치 및 방법
ATE488117T1 (de) * 2009-03-24 2010-11-15 Alcatel Lucent Verfahren zur datenübertragung mittels eines ummantelungseliminierungs- und - wiederherstellungsverstärkers, ummantelungseliminierungs- und - wiederherstellungsverstärker, übertragungsvorrichtung, empfangsvorrichtung und kommunikationsnetzwerk dafür
US7932763B2 (en) * 2009-04-02 2011-04-26 Mediatek Inc. Signal processing circuit and signal processing method
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
JP2011193054A (ja) * 2010-03-11 2011-09-29 Fujitsu Ltd 電源装置及び電源装置制御方法
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
EP3376667B1 (en) 2010-04-19 2021-07-28 Qorvo US, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
US8145149B2 (en) * 2010-06-17 2012-03-27 R2 Semiconductor, Inc Operating a voltage regulator at a switching frequency selected to reduce spurious signals
WO2012047738A1 (en) 2010-09-29 2012-04-12 Rf Micro Devices, Inc. SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS
US9075673B2 (en) 2010-11-16 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. Digital fast dB to gain multiplier for envelope tracking systems
CN103477557B (zh) * 2010-12-09 2016-07-06 射频小型装置公司 具有高频波纹电流补偿的伪包络线跟随器功率管理系统
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
US9178627B2 (en) 2011-05-31 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Rugged IQ receiver based RF gain measurements
US8600321B2 (en) * 2011-06-03 2013-12-03 Hitachi, Ltd. Radio transmitter and envelope tracking power supply control method
US9219550B2 (en) * 2011-06-23 2015-12-22 Infinera Corporation Forward carrier recovery using forward error correction (FEC) feedback
US8698558B2 (en) * 2011-06-23 2014-04-15 Qualcomm Incorporated Low-voltage power-efficient envelope tracker
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US20130076418A1 (en) * 2011-09-27 2013-03-28 Intel Mobile Communications GmbH System and Method for Calibration of Timing Mismatch for Envelope Tracking Transmit Systems
WO2013063364A1 (en) 2011-10-26 2013-05-02 Rf Micro Devices, Inc. Average frequency control of switcher for envelope tracking
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
US9041364B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. RF power converter
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
WO2014018861A1 (en) 2012-07-26 2014-01-30 Rf Micro Devices, Inc. Programmable rf notch filter for envelope tracking
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
WO2014062902A1 (en) 2012-10-18 2014-04-24 Rf Micro Devices, Inc Transitioning from envelope tracking to average power tracking
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
US8908798B2 (en) * 2012-12-28 2014-12-09 Lsi Corporation Hybrid digital/analog power amplifier
US9300252B2 (en) 2013-01-24 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Communications based adjustments of a parallel amplifier power supply
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
WO2014152903A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
WO2014152876A1 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Noise conversion gain limited rf power amplifier
US9536423B2 (en) * 2013-03-31 2017-01-03 Case Western Reserve University Fiber optic telemetry for switched-mode current-source amplifier in magnetic resonance imaging (MRI)
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
US9563211B2 (en) * 2013-04-18 2017-02-07 Ati Technologies Ulc Multiple output charge pump with peak voltage following frequency divider control
EP2991212B1 (en) * 2013-04-28 2020-03-04 Huawei Technologies Co., Ltd. Voltage adjusting power source and method for controlling output voltage
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
US9438172B2 (en) * 2014-09-29 2016-09-06 Intel IP Corporation Digital multi-level envelope tracking for wide-bandwidth signals
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9948240B2 (en) 2015-07-01 2018-04-17 Qorvo Us, Inc. Dual-output asynchronous power converter circuitry
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
KR102644277B1 (ko) * 2016-11-25 2024-03-06 삼성전자주식회사 전원 변조기 및 이를 포함하는 통신 장치
US10187122B2 (en) 2017-02-22 2019-01-22 Samsung Electronics Co., Ltd. Near field communications device
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit
CN110120741A (zh) * 2019-04-17 2019-08-13 北京遥感设备研究所 一种电压可调的功放供电装置
FI20195731A1 (en) * 2019-09-04 2021-03-05 Genelec Oy Audio amplifier for use with a limited power source
US11595005B2 (en) * 2020-01-10 2023-02-28 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for envelope tracking
JP2022091378A (ja) * 2020-12-09 2022-06-21 東京エレクトロン株式会社 電源および検査装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0669002B2 (ja) 1986-05-23 1994-08-31 日本電信電話株式会社 高周波増幅器
US4831334A (en) 1987-06-08 1989-05-16 Hughes Aircraft Company Envelope amplifier
US6256482B1 (en) * 1997-04-07 2001-07-03 Frederick H. Raab Power- conserving drive-modulation method for envelope-elimination-and-restoration (EER) transmitters
JP3348676B2 (ja) 1999-03-17 2002-11-20 日本電気株式会社 Ｏｆｄｍ変調器及びこれを用いたデジタル放送装置
US6313698B1 (en) * 1999-09-24 2001-11-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for wireless phone transmit power amplification with reduced power consumption
US6813319B1 (en) * 1999-10-08 2004-11-02 M/A-Com Eurotec System and method for transmitting digital information using interleaved delta modulation
US6366177B1 (en) * 2000-02-02 2002-04-02 Tropian Inc. High-efficiency power modulators
JP2003526980A (ja) * 2000-03-10 2003-09-09 パラゴン コミュニケイションズ リミテッド 大きなピーク対平均比の下で動作する電力増幅器の効率を改善する改善された方法と装置
US7139534B2 (en) * 2003-03-05 2006-11-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmission circuit
JP2005167541A (ja) * 2003-12-02 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
JP2005167805A (ja) * 2003-12-04 2005-06-23 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信機
US7450912B2 (en) * 2004-03-12 2008-11-11 Panasonic Corporation Transmitter and transceiver
JP4012165B2 (ja) * 2004-03-23 2007-11-21 松下電器産業株式会社 送信機

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101563840B (zh) * 2006-12-19 2012-06-06 三菱电机株式会社 电力放大装置
CN104283573A (zh) * 2014-09-16 2015-01-14 电子科技大学 一种改进linc发射机效率的方法及其装置
CN104283573B (zh) * 2014-09-16 2016-11-09 电子科技大学 一种改进linc发射机效率的方法及其装置
CN106953613A (zh) * 2017-03-28 2017-07-14 上海与德科技有限公司 功率放大器的供电电路及功率调整方法
CN107066013A (zh) * 2017-06-21 2017-08-18 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整装置
CN107066000A (zh) * 2017-06-21 2017-08-18 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整方法
CN107066013B (zh) * 2017-06-21 2018-06-15 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整装置
CN107066000B (zh) * 2017-06-21 2018-06-15 电子科技大学 一种测井仪功放电源自适应调整方法
CN109698674A (zh) * 2018-12-11 2019-04-30 四川九洲电器集团有限责任公司 一种功率回退装置和电子设备及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP1557955A1 (en) 2005-07-27
TWI240496B (en) 2005-09-21
WO2004038937A1 (ja) 2004-05-06
CN100362746C (zh) 2008-01-16
KR20050053591A (ko) 2005-06-08
US20060068697A1 (en) 2006-03-30
US7116946B2 (en) 2006-10-03
TW200419933A (en) 2004-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1692560A (zh) 发送机
CN1674449A (zh) 发射机
CN1943200A (zh) 极性调制器以及使用该极性调制器的无线通信装置
CN100345401C (zh) 抑制多载波发送信号峰值的方法和多载波发送信号发生电路
CN1649254A (zh) 传输电路
CN1941639A (zh) 发射装置和用于阻抗匹配的方法
CN1260876C (zh) 开关电源装置
CN1144427A (zh) 高频放大器、发射装置和接收装置
CN1269316C (zh) 发送电路
CN1263228C (zh) 高频开关、高频开关·放大电路及移动体通信终端
CN1211934C (zh) 无线通信装置
CN1310486C (zh) 无线通信装置
CN101167326B (zh) 极化调制传输电路和通信设备
CN1864325A (zh) 发送装置、发送输出控制方法和无线通信装置
CN1926759A (zh) 放大器
CN1547801A (zh) 混合失真补偿方法和混合失真补偿装置
CN1493106A (zh) 利用固定和调制的电源电压和降压-升压控制的放大系统和方法
CN1409497A (zh) 失真补偿装置
CN1574630A (zh) 高频开关电路和半导体装置
CN101064519A (zh) 发射电路和使用该发射电路的通信设备
CN1910826A (zh) 分频电路和使用其的多模式无线电设备
CN1255936C (zh) 功率放大器
CN1249918C (zh) 射频可变增益放大器件
CN101079598A (zh) 高频功率放大器和通信设备
CN1531192A (zh) 偏置电流供给电路及放大电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20080116

Termination date: 20091123