CN1674449A - 发射机 - Google Patents

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Abstract

将调制信号的振幅成分和相位成分分别输入到高频功率放大器的电源端子和输入端子，从高频功率放大器获得解调了原来的调制信号的调制波。从输出电压的顺序不同的DC－DC转换器组通过开关组向射极输出器以及运算放大器提供电源电压。电源电压根据振幅成分的电平通过开关组选择DC－DC转换器的某一组的输出，付与射极输出器以及运算放大器。射极输出器将被付与的电源电压进行直流变换，付与高频功率放大器。

Description

发射机
                        技术领域
本发明是涉及一种在例如OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex：正交频分复用)等采用多载波的通信方式下使用的无线发射机。
                        背景技术
通常，在伴有振幅调制的调制信号、特别是在伴有QAM(正交振幅调制)等多值调制的调制信号中，用于向天线发送功率的高频功率放大器需要进行线性工作。因此，作为高频功率放大器的工作级，一直使用A级或者AB等。
可是，伴随通信的宽频带化，例如OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex；正交频分复用)等采用多载波的通信方式开始被使用。可是，在这种通信方式中，当使用以往的A级或者AB的高频功率放大器时，不能期待高效率化。即，在OFDM中，通过副载波的叠加，瞬间完全随机地产生大的功率。也就是说，平均功率和其瞬间的最大功率比，PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值对平均值功率比)较大。因此，要想使瞬间最大功率也能进行线性放大，常常就需要保持大的直流功率。在A级工作中，电源效率即使最大也只有50％，特别在OFDM时，因为PAPR大，所以电源效率变为10％左右。
另外，在能使用饱和型放大器时，因为尽可能使漏极电流和漏极电压同时产生的期间变小了，所以能够抑制功耗。所谓饱和型放大器是指为了漏极电压波形为矩形而成为被高频控制的F级放大器、为了漏极电压波形和漏极电流波形不重叠而成为使负载条件最优化了的E级和D级放大器。
例如，当提供200mA、3V(：Vdd)的DC功率时，直流功率变为600mW。在由晶体管构成的饱和型放大器中，在晶体管OFF时电流不流过，因为只施加电压Vdd，所以直流功耗是0。另外，在晶体管ON时200mA的电流流过，可是因为晶体管完全导通，漏极-源极间电压VDS的饱和电压最多能假定为0.3V左右。这种情况下，0.3×0.2＝0.06也就是说60mW的直流功率在晶体管中被消耗了。电源效率实际达到(600-60)/600＝90％。在A级放大器中，因为即使最大电源效率也只能达到50％，所以其效果大。
即，通过使用饱和型放大器，能实现较高的电源效率。可是，因为饱和型放大器是非线性放大器，所以在像QAM信号这样的调制波的振幅电平变化的信号中，调制精度显著恶化，不能使用。
为了解决这样的课题，提出了作为卡昂方法而公知的以往的EER法(Envelope Elimination and Restoration：包封消除与恢复)(例如参照专利文献1)。
图5是表示EER法的概略的方框图。在图5所示的发射机中，通过调制信号产生装置50生成的、例如QAM信号，通过振幅相位分离装置51分离成相位成分和振幅成分。相位成分作为正交信号输入到正交调制器52，由此进行频率变换，被输出到饱和型放大器53。另外，振幅成分通过运算放大器55，放大为希望的振幅电平，输入到直流变换器54。直流变换器54将在饱和型放大器53需要的电流和振幅成分一起输出到饱和型放大器53。在饱和型放大器53中，使被高频输入的相位成分和从电源输入的振幅成分相关联，QAM调制波被还原。
通过采取这种结构，尽管是饱和型放大器等非线性的但仍可使用高效率的放大器，因此可实现高效率化。
专利文献1：美国专利第6256482B1(附图3页、图6)。
一般地，当将调制信号分离成振幅成分和相位成分时，其频带大约扩展到5倍。例如，作为无线LAN的标准、IEEE802.11a标准的OFDM信号时，因为基带的信号频带是8MHz左右，所以扩展到40MHz的频带。可是，调制振幅成分的直流变换器54、例如开关式调节器的频带因为最多是1MHz，所以在以往的结构中，不能实现这种信号的EER法。
要扩展频带，就需要使直流变换器(开关式调节器)54的开关元件高速化。可是，因为开关元件的高速化伴随着低耐压化，所通常认为这以上的高速化是不可能的。
另外，使用串联调节器作为直流变换器54时，其直流变换量(电源电压和振幅成分电压的差)和高频功率放大器的漏极电流的积为功耗。在OFDM中，因为振幅成分的电压的平均值小于等于电源电压的一半，所以此时也不能期望高效率化。
进而，为了即使在运算放大器55中也使振幅成分不失真地进行放大，就需要保持大于等于峰值振幅成分的电源电压，在峰值电压和平均电压的差较大的OFDM中，导致电源效率的下降。
                        发明内容
本发明的目的是提供一种能实现宽频带的EER法而不使效率下降的发射机。
为解决上述的课题，第1发明的发射机具备：调制信号产生装置，产生调制信号；振幅限幅装置，将调制信号的振幅成分阶段性地以不同的多个电压电平进行限幅；第1及第2多个开关式调节器，将电源电压阶段性地变换成值不同的多个电压；第1开关组，选择第1多个开关式调节器的输出电压的某一个；第2开关组，选择第2多个开关式调节器的输出电压的某一个；开关驱动器，按照由振幅限幅装置被限幅的振幅成分的限幅数据，有选择地使第1及第2开关组的各开关导通；振幅放大装置，将通过第1开关组选择的某个开关式调节器的输出电压作为电源电压，放大振幅成分；线性直流变换装置，将由第2开关组选择的某个开关式调节器的输出电压作为电源电压，对来自振幅放大装置的输出进行直流变换；以及高频功率放大器，将调制信号或者其相位成分输入到高频输入端子，将由线性直流变换装置直流变换的振幅成分输入到电源端子，作为结果输出振幅成分和相位成分相关联的调制波。
根据该结构，设置将电源电压阶段性地变换成值不同的多个电压的第1及第2多个开关式调节器，通过第1开关组，按照振幅成分的电平，选择第1多个开关式调节器的输出电压的某一个，振幅放大装置将被选择的开关式调节器的输出电压作为电源电压。另外，通过第2开关组根据振幅成分的电平，选择第2多个开关式调节器的输出电压的某一个，将被选择的开关式调节器的输出电压作为电源电压，线性直流变换装置将振幅成分进行直流变换。因此，能将由线性直流变换装置引起的压降抑制为较小，能抑制由线性直流变换装置引起的功率损失。并且，因为振幅放大装置在对振幅成分进行线性放大的过程中可以以最低的电压驱动，所以能将功耗抑制为较小。因此，能将对振幅成分进行模拟操作的电路块的消耗电流抑制为较小。另外，在直流变换中使用线性直流变换装置，能够谋求宽频带化。因此，能够不使效率下降地来实现宽频带的EER法。
并且，在直接使用调制信号而不是相位成分的情况下，可以避免在进行分离提取为振幅成分和相位成分的EER法中不能避开的、调制精度(Error Vector Magnitude：EVM，误差矢量幅值)的恶化。即，使用相位成分时，针对相位成分，在数模变换器的频带允许的范围，另外在不给与EVM影响的程度上进行滤波。此时，由滤波产生的相位成分的部分电平下降会导致在利用高频功率放大器的输出使相位成分和振幅成分合成时产生EVM的显著的恶化。另外，与从调制信号分离出的相位成分相比，因为调制信号需要的频带宽小1/6左右，所以能够使压制通过数模变换器、或由数模变换生成的乱真成分的去假频滤波器的频带宽变窄。因此，对数模变换器的低功耗化、用于滤波器的电感线圈的小型化和低成本化有利。
进而，在本结构中，给与高频功率放大器的振幅成分为0时，输入到高频功率放大器的功率也是0，所以在高频功率放大器输出可形成正确的调制波而不依赖于绝缘特性。
在上述的结构中，还具有例如如下的结构。第1开关组设置在第1多个开关式调节器的输出端子和振幅放大装置的电源端子之间。第2开关组设置在第2多个开关式调节器的输出端子和线性直流变换装置的电源端子之间。
另外，在上述的结构中，可以采用如下结构。第1开关组配置在第1多个开关式调节器的输出端子和振幅放大装置的电源端子之间。另外，线性直流变换装置分别对应第2多个开关式调节器配置了多个，第2多个开关式调节器的输出端子分别各自连接到多个线性直流变换装置的电源端子上，多个线性直流变换装置的输出端子共同连接到高频功率放大器的电源端子上。进而，第2开关组配置在振幅放大装置的输出端子和多个线性直流变换装置的输入端子之间。
根据该结构，设置将电源电压阶段性地变换成值不同的多个电压的第1及第2多个开关式调节器，将第2多个开关式调节器的输出电压作为电源电压，多个线性直流变换装置分别将振幅成分进行直流变换，同时根据振幅成分的电平，有选择地将多个线性直流变换装置的某一个作为有效。因此，能将由进行直流变换时的线性直流变换装置引起的压降抑制为较小，也能将由线性直流变换装置引起的功率损失抑制为较小。进而，因为振幅放大装置也根据振幅成分的电平选择第1多个开关式调节器的输出电压的某一个，所以能够在对振幅成分进行线性放大的过程中以最低的电压进行驱动。因此，能将功耗抑制为较小。另外，在直流变换中使用线性直流变换装置，能够谋求宽频带化。因此，能够不使效率下降地来实现宽频带的EER法。另外，仅在开关式调节器和高频功率放大器之间加入线性直流变换装置，第2开关装置与该通路断路，所以能进一步降低功率损失。
在上述本发明的发射机中，也可以在高频功率放大器的前级具有频率变换装置。
根据该结构，具有以下的作用效果。因为相位振幅分离装置的频带最多是数百MHz，所以在像载波超过GHz时，就不能对其进行处理，但是，通过使用作为频率变换装置的例如正交调制器等，就能够容易地将载波频率向上变换。
以上，根据详细说明的本发明，在能够使高频功率放大器作为饱和型进行工作的EER法中，宽频带并且高效率的工作成为可能。
                        附图说明
图1是表示本发明的实施例1的发射机的结构的方框图。
图2是表示本发明的实施例2的发射机的结构的方框图。
图3是表示本发明的实施例3的发射机的结构的方框图。
图4是表示本发明的实施例4的发射机的结构的方框图。
图5是表示以往的发射机的结构的方框图。
                        具体实施方式
下面，一边参照附图一边来说明本发明的实施例。
(实施例1)
下面，参照附图，针对本发明的实施例1进行说明。在本实施例中，举例说明使用宽频带调制信号的IEEE802.11a标准的无线LAN系统。
图1表示实现EER法的本发明的实施例1的发射机的电路图。该发射机如图1所示，包括：OFDM信号生成装置100、相位振幅分离装置101、振幅限幅装置102、开关式调节器组103、开关组109、开关驱动器116、正交调制器117、射极输出器118、运算放大器119、具有阻值R1的电阻120、具有阻值R2的电阻121、具有-2V的负电压的负电源122、具有3.3V的正电压的正电源123和饱和型的高频功率放大器124。
上述的OFDM信号生成装置100生成OFDM信号，相当于产生调制信号的调制信号产生装置。
相位振幅分离装置101将通过OFDM信号生成装置100生成的OFDM信号分离成相位成分和振幅成分。
振幅限幅装置102将在相位振幅分离装置101分离的振幅成分阶段性地以不同的适当多个电压电平来限幅。作为该电压电平，在本实施例中，在射极输出器118的发射极端子输出换算，例如设定为1.0V、1.5V、3V。在图1，表示了向振幅限幅装置102输入的振幅成分也就是源信号和振幅限幅装置102的输出信号也就是限幅信号。
在这里，针对在图1所示的源信号和限幅信号的关系进行说明。振幅限幅装置102如图1所示检测振幅成分的电平，对该电平，进行和预先设定的电压电平的比较，如图1所示对振幅成分进行限幅。
振幅限幅的方法例如如果振幅成分为0V＜振幅成分≤1.0V就圆整为1V；如果1V＜振幅成分≤1.5V就圆整为1.5V等，将电平圆整为被包含的范围的最大值。在图1中，因为总共存在3个电平，所以把它分配成2位的数据01、10、11。其结果是，2位的限幅数据被输出给开关驱动器116。
开关式调节器组103由例如将3.3V的正电源123的电源电压作为输入的多个、例如5个开关式调节器、也就是5个DC-DC转换器104～108构成。DC-DC转换器104～106向运算放大器119提供电压，DC-DC转换器107、108向射极输出器118的集电极提供电压。通过这些DC-DC转换器组103，电源电压被阶段性地变换成值不同的多个电压。具体的，DC-DC转换器104～108分别将3.3V的正电压变换成4.7V、3.2V、2.7V、1.8V、1.3V的各电压。
开关组109基于按照通过振幅限幅装置102被限幅的振幅成分的限幅数据而从开关驱动器116输出的驱动信号，控制导通关断。具体的，从DC-DC转换器组103连接到射极输出器118和运算放大器119的各个通路有选择地导通。同时导通的开关110～115的组合是开关110和开关112、开关111和开关114、开关113和开关115。
正交调制器117将从相位振幅分离装置101输出的相位成分(正交成分(Quadrature)和同相成分(In-phase))变换成高频信号，相当于频率变换装置。
射极输出器118将通过开关组109被选择的正电源123的电压或者开关式调节器107、108的某一个的输出电压作为电源电压，将OFDM信号的振幅成分进行直流变换，相当于线性直流变换装置。该射极输出器118为了在将OFDM信号的振幅成分作为电源电压给与高频功率放大器124时对直流电源进行驱动而成为必需的。
运算放大器119为了将OFDM信号的振幅成分作为高频功率放大器118的电源电压，而将其放大到规定的振幅。此时，运算放大器119通过将构成射极输出器118的晶体管的发射极输出作为负反馈，从而排除射极输出器的温度特性和失真特性等的影响。此时，运算放大器119为了保证振幅成分的最小值，例如从负电源122给与-2V的负电压。另外，作为正电压，从通过开关组109被选择的开关式调节器104～106输出的4.7V、3.2V、2.7V的某个电压输入到运算放大器119。并且，运算放大器119相当于振幅放大装置。
饱和型的高频功率放大器(PA)124，将相位成分被频率变换了的高频信号从正交调制器117输入到高频输入端子，被直流变换了的振幅成分从射极输出器118输入到电源端子，作为结果，相位及振幅一起被调制，也就是说输出振幅和相位相关联的调制波。
在针对以下工作进行说明的本实施例中，假定是电源电压为3.3V的系统。
通过OFDM信号生成装置100作成的OFDM信号通过相位振幅分离装置101分离成振幅成分和相位成分，振幅成分输出到运算放大器119。其结果是，放大到相当于在运算放大器119设定的增益的倍数的振幅成分从运算放大器119向射极输出器118的基极输出，进而从发射极输出。此时，运算放大器119的输出中出现了比射极输出器118的发射极电压向正向偏移了Vbe＝0.7V左右的电压。当运算放大器119的输出动态范围比电源电压小1V时，将高频功率放大器124用0～3V调制的情况下，应提供给运算放大器119的电源电压成为给与高频功率放大器124的电压+0.7V(＝Vbe)+1V。
在本实施例中，为了将高频功率放大器124的电压设定为3V、1.5V、1.0V，在运算放大器119中，用DC-DC转换器104给与4.7V，用DC-DC转换器105给与3.2V，用DC-DC转换器106给与2.7V。并且，在本实施例中，由于将运算放大器119作为正转放大，所以其增益由1+R1/R2来决定。
将在射极输出器118的发射极输出的振幅成分作为基准，振幅限幅装置102生成用于驱动开关组109的各开关110～115的导通/断开的驱动信息。以下将驱动信息称为限幅数据。
振幅限幅的方法是检测包含振幅成分的阈值范围。具体地说，对于预先设定的多个阈值1.0V、1.5V、3.0V，检测振幅成分的电压振幅是否处在0～1.0V、1.0～1.5V、1.5～3.0V的某个范围。并且，将电平圆整为被包含的范围的最大值。
例如振幅成分如果是
0V＜振幅成分≤1.0V
就圆整为1.0V；
如果是
1V＜振幅成分≤1.5V
就圆整为1.5V，
如果是
1.5V＜振幅成分≤3.0V
就圆整为3.0V。
圆整按如下这样来进行。DC-DC转换器107、108为了在圆整的电压电平上加射极输出器118的集电极·发射极间的饱和电压Vcesat＝0.3V的电压(1.3V、1.8V)并输出而准备。关于3.0V+0.3V的电压，因为等于正电源123的电压，所以不需要DC-DC转换器。输出到运算放大器119的电压为在圆整的电压上加+1.7V的电压(2.7V、3.2V、4.7V)。
按照振幅成分的电平，振幅限幅装置102给与开关驱动器116使哪个DC-DC转换器(104～108)或者正电源123的输出有效的信息。按照被给与的信息，开关驱动器116有选择地导通/断开设置在DC-DC转换器104～108、以及正电源123的输出级的开关110～115，输出与圆整了的电压对应的电压。在这里，开关110和开关112、开关111和开关114、开关113和开关115分别用相同的驱动信号驱动。
当说明具体例时，射极输出器118的发射极输出为1.2V时，DC-DC转换器107和DC-DC转换器105的通路导通。其结果是，1.8V的电压给与射极输出器118的集电极，3.2V的电压给与运算放大器119的正电源端子。同样振幅成分为1.6V时，3.3V的正电源123和DC-DC转换器104的通路为导通。其结果是，3.3V的电压给与射极输出器118的集电极，4.7V的电压给与运算放大器119的正电源端子。
从相位振幅分离装置101输出的振幅成分输入到运算放大器119的非反转(+)输入端子，用具有阻值R1的电阻120和具有阻值R2的电阻121决定的增益1+R1/R2放大，向射极输出器118的基极输入。并且，从射极输出器118的发射极输出的振幅成分提供给高频功率放大器124的漏极/集电极电源端子。
另外，最好是振幅成分以和限幅数据以取得同步的形状输出。
此时，当振幅成分和限幅数据的同步没取得时，就会不必要地出现大的压降，电源损失恶化。
通过实现像这样的工作，射极输出器118就将压降即射极输出器的集电极端子和射极输出器的发射极端子的电位差保持在较小值，因此能将射极输出器118的电源损失抑制在较小。另外，通过给运算放大器119付与在动态范围内最低的正的电源电压，从而能够将在运算放大器119的输出级的损失功率抑制在较小，因此能将在运算放大器119的电源损失抑制在较小，其结果是，实现了发射机整体的高效率化。
另外，相位成分因为需要频率变换成调制波，所以其作为I(同相)信号及Q(正交)信号输入到正交调制器117，被与载波关联起来。
在高频功率放大器124中，从射极输出器118输出的振幅成分输入到电源端子，从正交调制器117输出的相位成分即调制波输入到高频信号输入端子。其结果是，在高频功率放大器124的输出中，输出相位成分和振幅成分相关联后的结果，获得正确的OFDM调制波。
最好是振幅成分和相位成分在高频功率放大器124进行关联操作时，没有定时偏差。
根据按以上说明的工作，所能期待的效果如下所述。
DC-DC转换器104～108的电源效率是96％，在开关110～115没有压降。另外，饱和型的高频功率放大器124的效率假定为是80％。
在无线LAN IEEE802.11a标准时，例如当平均输出功率为13dBm(20mW)时，峰值功率因为是平均功率的+7dB的值，所以为20dBm(100mW)。因此，作为高频功率放大器124，需要输出峰值功率20dBm。当高频功率放大器124的功率效率(RF输出功率/被施加的DC功率)为80％时，AC功率PAC为峰值功率100mW(20dBm)时，DC功率PDC为125mW。此时，电源电压为3v时，就需要峰值时的41.7mA的电流。平均功率时，在高频功率放大器124需要的电源电压(平均电压)是1.3V，对于AC功率PAC的平均输出功率20mW(13dBm)，因为PDC为25mW，所以需要19.2mA的电流。
以后，针对平均功率时即输出20mW时的效率进行讨论。
针对电源部的功率损失进行研究。因为平均电压是1.3V，所以作为选择输出1.8V的电压DC-DC转换器107，可将射极输出器118的平均压降假定为0.5V。进而，假定构成开关组109的各开关110～115没有压降，所以在开关组109和射极输出器118的电源损失计算为：
19.2mA×0.5V＝9.6mW。
另外，因为DC-DC转换器104～108的电源损失是4％，所以在DC-DC转换器107、108的电源损失为：
25mW×0.04＝1.0mW。
进而，运算放大器119的消耗电流在负电源122是10mA，提供给DC-DC转换器104～106的电流20mA。于是，因为在平均电压1.3+1.7V下选择3.2V的DC-DC转换器，所以正电源123的功耗是：
3.2V×20mA＝64mW。
另外，负电源122是：
|-2V|×10mA＝20mW，
在运算放大器的功耗总计为84mW。
另外，成为运算放大器119的电源的DC-DC转换器104～106的电源损失为：
64mW×0.04＝2.6mW。
因此，组合了开关组109和射极输出器118和DC-DC转换器组103的电源损失为：
9.6mW+1.0mW+84mW+2.6mW＝97.2mW。
其结果是，平均功率时的总效率为：
20mW/97.2mW＝21％。
对于使用通常的线性放大器时只能获得最高10％的效率来说，使大幅度改善效率成为可能。
进而以往，通过将调制DC-DC转换器内部的开关用MOS晶体管的栅极等的直流变换部变更为输出恒压的DC-DC转换器107、108以及射极输出器118这种结构，从而能够实现在单独DC-DC转换器中难于实现的EER法的宽频带化。其理由如下。
即，在射极输出器118中不存在像限制频带这样的低通滤波器和开关元件。因此，其他原因，例如在射极输出器118的截止频率或者、由反馈环产生的相位延迟等决定的频带下，就限制了EER法的频带。
这些限制要素，较大超出了在以前的开关式调节器能输出的信号频带1MHz，能充分包括涉及无线LAN的OFDM信号的40MHz的振幅成分的频带。
进而，在高频功率放大器124的输出可以有频带限制滤波器。
进而，DC-DC转换器104～108指的是在输出中也包含低通滤波器。在该结构中，在射极输出器118的输出和高频功率放大器124的电源端子间可以有抑制调制波频带外的乱真的低通滤波器。
另外，在上面，说明了优选振幅成分和振幅限幅数据取得同步。可是，如果以射极输出器118的输出电压不大于从DC-DC转换器107、108的输出功率扣除了射极输出器118的饱和电压的电压的方式、另外以DC-DC转换器104～106的输出电压和运算放大器119的输出电压的差是为了在运算放大器119输出电压不失真运算放大器119所需的电压差的方式来调整运算放大器119的输出电压或者DC-DC转换器的输出电压的话就不会产生问题了。另外，例如可以预先使限幅数据具有时间上的富裕，这样即使多少有些定时偏差也不会变成前述的状态。
进而，虽然说明了优选作为高频功率输入的成分和作为电源电压输入的成分在高频功率放大器124以取得同步的状态输入，可是当定时偏离时，发射输出的向量误差量(Error Vector Magnitude)恶化，无法满足无线标准。因此，需要根据如下方法，尽可能符合定时。
第1是只在制造时进行定时调整的方法。该方法不需要在无线电路中设置反馈电路等，能够简略化。可是，根据使用环境有时也不能取得同步。
第2是只在电源接通时的进行定时调整的方法。根据该方法，能够对应电源接通时的环境，比第1个方法更可靠地取得同步。可是，存在校正的时间段内不能通信的问题。
进而，第3个方法，例如，像无线LAN，是在进行发射和接收交替反复操作的TDD(时分复用)时有效的方法。即，第3个方法是在这种无线通信中，利用收发间的切换时间来进行定时调整的方法。这能逐次适应环境，是最理想的，可是，需要在无线标准规定的收发切换时间内结束校正。在无线LAN中，因为收发切换时间小于等于1μsec，所以需要设计成在这样的短时间内结束校正。
进而，作为第4个方法，其中，预先在发射时使接收打开，接收并解调从天线开关绕入接收部的发射波，补正振幅成分和位相成分的定时以使解调信号的误码量为最低。在该方法中，因为天线开关的绝缘不充分时在接收部输入了较大的功率，所以需要预先提高接收部的线性特性。
另外，也可以考虑这些的组合。
并且，在本实施例中，作为调制电路，使用将基带IQ信号直接向上变换到高频信号的直接转换方式(direct conversion)。作为生成相位成分的装置，除了像直接转换方式这样地将基带IQ信号通过频率变换器变换成高频的方法以外，也可以是下述的VOC调制方式：根据对基带信号波形整形了的信号，通过使作为局部振荡源使用的压控振荡器的电压可变电容器例如变容二极管、以及利用MOS晶体管开关组合具有多个电容值的固定电容来实现可变电容的电容器等变化，从而直接调制基带信号。
在VOC调制方式中，电路形式变得简单，谋求了低消耗电流化，可是在调制精度严格时等不适合。进而，有下述方式：不是将IQ信号直接向上变换成高频信号，而是通过中间频率向上变换成高频信号。在该方式中，因为局部振荡信号源和发射波的频率不同，所以能避免局部振荡信号源因发射波而产生振荡的问题。可是，在消耗电流和乱真这一点上不利。
如以上说明，根据该实施例，采用了下述结构：设置将电源电压阶段性地变换成值不同的多个电压的多个DC-DC转换器104～108，按照振幅成分的电平选择某个DC-DC转换器，将被选择的DC-DC转换器的输出电压作为电源电压使运算放大器119与射极输出器118一同工作。因此，可将进行直流变换时的由射极输出器118引起的压降抑制在较小从而谋求射极输出器118的低功耗化，进而能将运算放大器119的功耗抑制在较小。另外，通过在直流变换中使用射极输出器118，从而能够谋求宽频带化。因此，能够不使效率下降地来实现宽频带的EER法。
另外，通过向运算放大器119的负反馈，能够消除射极输出器118的温度特性和失真。
另外，因为在相位振幅分离装置101的相位成分的输出端子和高频功率放大器124的输入端子间设置了作为频率变换装置的正交调制器117，所以能获得如下的效果。相位振幅分离装置101的频带由内部的DA变换机的频带决定，因为最多是数百MHz，所以与例如作为802.11a标准频率的5.15～5.35GHz的频率距离很大。在正交调制器117，通过向载波进行频率变换，能够容易实现标准频率。
在本实施例中，使用了射极输出器作为线性直流变换装置，可是也可以将用PNP晶体管构成的发射极接地的放大器作为线性直流变换装置使用。通过将射极输出器变更为发射极接地的放大器，就能够使运算放大器的增益变小，能够缓和运算放大器的GB(增益频带宽度)积的要求。
进而，在线性变换装置中可以使用不是双极晶体管而是MOS晶体管。在双极晶体管中，当集电极-发射极间的电压小于等于饱和电压时，在基极-发射极间流过二极管电流，运算放大器的负载突然变大，诱发异常振荡，可是在MOS晶体管中，即使漏-源极间电压小于等于饱和电压，运算放大器仍能稳定工作而MOS晶体管的输入阻抗不会发生大的变化。
进而，OFDM信号生成装置100可以具有补正发射通路的失真的即失真补偿装置。特别是因为高频功率放大器124使用了饱和型放大器，所以其相位和振幅对于电源电压具有较大的非线性特性。因此，这样就存在不能满足调制精度和频谱罩的要求的情况。通过将非线性特性的反函数用OFDM信号生成装置100运算成原来的OFDM信号，从而在高频功率放大器124的输出，可获得未失真的调制波。
(实施例2)
图2表示了在本发明的实施例2中的发射机的方框图。本实施例在以下几点上与实施例1不同。即，来自正电源123以及DC-DC转换器107、108的输出直接连接到和这些输出相同数目的射极输出器组200的各射极输出器201～203的集电极上。另外，跟该射极输出器组200的各射极输出器201～203的基极端子连接的通路用和射极输出器组200和射极输出器201～203相同数量的开关112、114、115进行切换。和实施例1相同结构的地方标有相同的符号，省略其说明。
通过用开关112、114、115有选择地使射极输出器组200的射极输出器201～203中的特定的基极电流流过，选择将正电源123以及DC-DC转换器107、108中的某个电流提供给高频功率放大器124。并且，射极输出器组200相当于线性直流变换装置。并且，优选开关112、114、115用NMOS晶体管构成。
在实施例2被期待的附加效果是：由于只通过在DC-DC转换器107、108和高频功率放大器124间放入射极输出器组200，开关组109就与电源通路即从电源向高频功率放大器124的通路断路，所以跟实施例1的结构相比，能进一步降低功率损失。
(实施例3)
图3表示了在本发明的实施例3中的发射机的方框图。本实施例在以下几点上和实施例1不同。即，OFDM信号生成装置100的输出被输出到正交调制器117。另外，OFDM信号生成装置100的输出被输入到振幅提取装置300。并且，在振幅提取装置300被提取的振幅成分被输出到运算放大器119以及振幅限幅装置102。和实施例1相同结构的地方标有相同的符号，省略其说明。
在实施例3被期待的附加效果是：因为将调制信号而不是相位成分直接经由正交调制器117给与高频功率放大器124，所以能避免在分离成振幅和相位成分进行的EER法中不能回避的调制精度(ErrorVector Magnitude：EVM)的恶化。
即，使用相位成分时，将相位成分在数模变换器的频带允许的范围内、另外在不对EVM产生影响的程度上进行滤波。可是，由滤波生成的相位成分的部分振幅下降会导致在高频功率放大器的输出部使相位成分和振幅成分合成时产生EVM的显著的恶化。
另外，与从调制信号分离出的相位成分相比，因为调制信号需要的频带宽小1/6左右，所以能够使压制通过数模变换器、或由数模变换生成的乱真成分的去假频滤波器的频带宽变窄。因此，对数模变换器的低功耗化和其以后的电路的低成本化有利。
另外，在以往的EER法中，因为以即使在峰值功率输入时也能使高频功率放大器充分饱和的输入电平来注入调制波，所以当高频功率放大器OFF(振幅成分0)时的绝缘特性不好时，就不能正确进行与振幅成分的关联，不能还原原来的调制波(导致EVM性能的恶化)。在本结构中，高频功率放大器OFF(振幅成分0)时，因为输入到高频功率放大器的功率也是0，所以可以正确地还原调制波而不依赖于绝缘特性。
另外，虽然在本结构中使用正交调制器117将调制信号变换成调制波，可是当OFDM信号生成装置100输出调制波时就不需要正交调制器117。此时，振幅提取装置300检测调制波的振幅，提取振幅成分。
(实施例4)
图4表示了在本发明的实施例4中的发射机的方框图。本实施例在以下几点上和实施例3不同。即，来自正电源123以及DC-DC转换器107、108的输出直接连接到和输出相同个数的射极输出器组200的集电极上。另外，跟该射极输出器组200的基极端子连接的通路用和射极输出器组200相同数量的开关112、114、115进行切换。和实施例1、3相同结构的地方标有相同的符号，省略其说明。另外，射极输出器组200相当于线性直流变换装置。另外，优选开关112、114、115用NMOS晶体管构成。
在实施例4被期待的附加效果是：由于只通过在DC-DC转换器107、108、正电源123和高频功率放大器124之间放入射极输出器组200，开关112、114、115就与电源通路即从电源向高频功率放大器124的通路断路，所以跟实施例3的结构相比，能进一步降低功率损失。
本发明的发射机具有在可使高频功率放大器作为饱和型进行工作的EER法中能够进行宽频带且高效率下的工作的效果，作为OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex：正交频分复用)等采用多载波的通信方式下的发射机等非常有用。

Claims (4)

1.一种发射机，具备：
调制信号产生装置，产生调制信号；
振幅限幅装置，将上述调制信号的振幅成分阶段性地以不同的多个电压电平进行限幅；
第1及第2多个开关式调节器，将电源电压阶段性地变换成值不同的多个电压；
第1开关组，选择上述第1多个开关式调节器的输出电压的某一个；
第2开关组，选择上述第2多个开关式调节器的输出电压的某一个；
开关驱动器，按照由上述振幅限幅装置限幅后的振幅成分的限幅数据，有选择地使上述第1及第2开关组的各开关导通；
振幅放大装置，将由上述第1开关组选择的某个开关式调节器的输出电压作为电源电压，放大上述振幅成分；
线性直流变换装置，将由上述第2开关组选择的某个开关式调节器的输出电压作为电源电压，对来自上述振幅放大装置的输出进行直流变换；以及
高频功率放大器，将上述调制信号或者其相位成分输入到高频输入端子，将由上述线性直流变换装置直流变换后的振幅成分输入到电源端子，作为结果输出调制波。
2.如权利要求1所述的发射机，
上述第1开关组设置在上述第1多个开关式调节器的输出端子和上述振幅放大装置的电源端子之间，上述第2开关组设置在上述第2多个开关式调节器的输出端子和上述线性直流变换装置的电源端子之间。
3.如权利要求1所述的发射机，
上述第1开关组配置在上述第1多个开关式调节器的输出端子和上述振幅放大装置的电源端子之间；
上述线性直流变换装置分别对应上述第2多个开关式调节器配置了多个，上述第2多个开关式调节器的输出端子分别各自连接到多个线性直流变换装置的电源端子上，上述多个线性直流变换装置的输出端子共同连接到上述高频功率放大器的电源端子上，
上述第2开关组配置在上述振幅放大装置的输出端子和上述多个线性直流变换装置的输入端子之间。
4.如权利要求1所述的发射机，
在上述高频功率放大器的前级具有频率变换装置。
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