JP2005277559A - 送信機 - Google Patents

Abstract

【課題】 広帯域で高効率なＥＥＲ法の送信機を提供する。
【解決手段】 変調信号のうちの振幅成分を高周波電力増幅器１２４の電源端子に入力し、位相成分を高周波電力増幅器１２４の高周波入力端子に入力し、高周波電力増幅器１２４の出力から元の変調信号を変調した変調波を得る。出力電圧の順次異なるＤＣ−ＤＣコンバータ群１０３からスイッチ群１０９を介してエミッタフォロワ１１８およびオペアンプ１１９に電源電圧を供給する。電源電圧は振幅成分のレベルに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８の何れか一組の出力をスイッチ群１０９で選択し、エミッタフォロワ１１８とオペアンプ１０９に与えることでエミッタフォロワ１１８のエミッタ−コレクタ間電圧の差を小さくしてエミッタフォロワ１１８の電源効率を高めるとともに、オペアンプ１１９の電源効率も改善できる。かつ、高周波電力増幅器１２４の電源電圧をエミッタフォロワ１１８で直流変換する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などマルチキャリアを用いる通信方式に用いられる無線送信機に関するものである。

一般に、振幅変調を伴う変調信号、特にＱＡＭ（直交振幅変調）などの多値変調を伴う変調信号においては、アンテナへ電力を送信するための高周波電力増幅器に線形動作が必要となる。そのため、高周波電力増幅器の動作級としてはＡ級あるいはＡＢ級などが用いられてきた。

しかしながら、通信のブロードバンド化に伴い、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などマルチキャリアを用いる通信方式が利用され始め、従来のＡ級、ＡＢ級の高周波電力増幅器では高効率化が期待できない。すなわち、ＯＦＤＭでは、サブキャリアの重ね合わせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が発生する。つまり、平均電力とその瞬間最大電力との比、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きい。そのため、瞬間最大電力も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。Ａ級動作では電源効率が最大でも５０％しかなく、特にＯＦＤＭの場合は、ＰＡＰＲが大きいため電源効率は１０％程度となってしまう。

一方、飽和型アンプを用いることができる場合、ドレイン電流とドレイン電圧とが同時に発生する期間をできるだけ小さくしているので、消費電力を抑制することができる。飽和型アンプとは、ドレイン電圧波形が矩形になるよう高調波制御されたＦ級アンプや、ドレイン電圧波形とドレイン電流波形が重ならないよう負荷条件を最適化したＥ級アンプやＤ級アンプをさす。

例えば、２００ｍＡ、３Ｖ（：Ｖｄｄ）のＤＣ電力を供給したとすると、直流電力は６００ｍＷとなる。トランジスタからなる飽和型アンプでは、トランジスタのＯＦＦ時には電流が流れず、電圧Ｖｄｄのみが印加されるため、直流消費電力は０である。一方、トランジスタのＯＮ時には２００ｍＡの電流が流れるが、トランジスタは完全に導通しているため、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは飽和電圧のせいぜい０．３Ｖ程度と仮定できる。この場合、０．３×０．２＝０．０６ つまり６０ｍＷの直流電力がトランジスタの中で消費されたことになる。電源効率は実に（６００−６０）／６００＝９０％に達する。Ａ級アンプでは最大でも電源効率は５０％にしか達しないため、この効果は大きい。

すなわち、飽和型アンプを用いることにより、高い電源効率が実現される。しかしながら、飽和型アンプは非線形アンプであるため、ＱＡＭ信号のように変調波の振幅レベルが変化する信号では、著しく変調精度が劣化し、用いることはできない。

このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図５はＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。図５に示された送信機においては、変調信号発生手段５０によって生成された、例えばＱＡＭ信号は、振幅位相分離手段５１によって位相成分と振幅成分とに分離される。位相成分は直交信号として、直交変調器５２に入力され、周波数変換され、飽和型アンプ５３に出力される。一方、振幅成分はオペアンプ５５によって、所望の振幅レベルに増幅され、直流変換器５４に入力される。直流変換器５４は、飽和型アンプ５３で必要とされる電流を、振幅成分とともに飽和型アンプ５３に出力する。飽和型アンプ５３では、高周波入力された位相成分と電源から入力された振幅成分が掛け合わされ、ＱＡＭ変調波が復元される。

このような構成をとることにより、飽和型アンプなどの非線形ではあるが高効率なアンプを用いることができるため、高効率化が可能となる。
米国特許第６２５６４８２Ｂ１（図面３ページ、図６）

一般に、変調信号を振幅成分と位相成分とに分離した場合、その帯域は約５倍に広がる。すなわち、無線ＬＡＮの規格である、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格のＯＦＤＭ信号の場合、ベースバンドの信号帯域は８ＭＨｚ程度であるから、４０ＭＨｚの帯域に広がることになる。しかしながら、振幅成分を変調する直流変換器５４、例えばスイッチングレギュレータの帯域がせいぜい１ＭＨｚであることから、従来の構成では、このような信号のＥＥＲ法を実現することはできない。

帯域を広げるには、直流変換器（スイッチングレギュレータ）５４のスイッチング素子を高速化する必要がある。ところが、スイッチング素子の高速化は低耐圧化を伴うため、これ以上の高速化は不可能と考えられる。

また直流変換器５４としてシリーズレギュレータを用いた場合、その直流変換量（電源電圧と振幅成分電圧の差）と高周波電力増幅器のドレイン電流の積が消費電力となる。ＯＦＤＭでは振幅成分の電圧の平均値は電源電圧の半分以下であるため、この場合も高効率化が望めない。

さらに、オペアンプ５５においても振幅成分を歪なく増幅するには、ピーク振幅成分以上の電源電圧を保持する必要があり、ピーク電圧と平均電圧の差が大きいＯＦＤＭでは、電源効率の低下を招く。

したがって、本発明の目的は、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる送信機を提供することである。

上記の課題を解決するため、第１の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換するリニア直流変換手段と、前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記リニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧としてリニア直流変換手段が振幅成分を直流変換するとともに、振幅増幅器も同様に振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧とする構成を採用している。そのため、リニア直流変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、リニア直流変換手段による電力損失を抑えることができる上、振幅増幅器も振幅成分を線形に増幅するのに最低の電圧で駆動されるため、消費電力を低減でき少なく抑えることができる。したがって、振幅成分をアナログ操作するブロックの消費電流を小さく抑えることができる。また、直流変換にリニア直流変換手段を用いており、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。

第２の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータのいずれかの出力を選択するために導通する第１のスイッチ群と、前記第１のスイッチ群で選択された前記スイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を各々の電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換する複数のリニア直流変換手段と、前記振幅増幅手段から出力された振幅成分を前記複数のリニア直流変換手段へ伝達する第２のスイッチ群と、前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記第１および第２のスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として複数のリニア直流変換手段が振幅成分をそれぞれ直流変換するとともに、振幅成分のレベルに応じて複数のリニア直流変換手段の何れかを選択的に有効としている。そのため、直流変換を行うときのリニア直流変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、リニア直流変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。さらに、振幅増幅手段も振幅成分のレベルに応じて複数のリニア直流変換手段の何れかを選択的に有効としており、振幅成分を線形に増幅するのに最低の電圧で駆動されるため、消費電力を低減でき少なく抑えることができる。また、直流変換にリニア直流変換手段を用いており、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。また、スイッチングレギュレータと高周波電力増幅器との間にリニア直流変換手段が入るのみで、スイッチ手段はその経路から外しているため、第１の発明の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。

第３の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換するリニア直流変換手段と、前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧としてリニア直流変換手段が振幅成分を直流変換するとともに、振幅増幅器も同様に振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧とする構成を採用している。そのため、リニア直流変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、リニア直流変換手段による電力損失を抑えることができる上、振幅増幅器も振幅成分を線形に増幅するのに最低の電圧で駆動されるため、消費電力を低減でき少なく抑えることができる。したがって、振幅成分をアナログ操作するブロックの消費電流を小さく抑えることができる。また、直流変換にリニア直流変換手段を用いており、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。

さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅成分と位相成分とに分離抽出して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（Error Vector Magnitude：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いる場合、位相成分について、デジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングが行われる。このとき、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的なレベル低下が、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分に比べて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、フィルタに用いるインダクタの小型化や低コスト化に有利である。

さらに、本構成では、高周波電力増幅器に与えられる振幅成分が０のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できる。

第４の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータのいずれかの出力を選択するために導通する第１のスイッチ群と、前記第１のスイッチ群で選択された前記スイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を各々の電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換する複数のリニア直流変換手段と、前記振幅増幅手段から出力された振幅成分を前記複数のリニア直流変換手段へ伝達する第２のスイッチ群と、前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記第１および第２のスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として複数のリニア直流変換手段が振幅成分をそれぞれ直流変換するとともに、振幅成分のレベルに応じて複数のリニア直流変換手段の何れかを選択的に有効としている。そのため、直流変換を行うときのリニア直流変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、リニア直流変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。さらに、振幅増幅手段も振幅成分のレベルに応じて複数のリニア直流変換手段の何れかを選択的に有効としており、振幅成分を線形に増幅するのに最低の電圧で駆動されるため、消費電力を低減でき少なく抑えることができる。また、直流変換にリニア直流変換手段を用いており、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。また、スイッチングレギュレータと高周波電力増幅器との間にリニア直流変換手段が入るのみで、スイッチ手段はその経路から外しているため、第１の発明の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。

さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅成分と位相成分とに分離抽出して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（Error Vector Magnitude：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いる場合、位相成分について、デジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングが行われる。このとき、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的なレベル低下が、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分に比べて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、フィルタに用いるインダクタの小型化や低コスト化に有利である。

さらに、本構成では、高周波電力増幅器に与えられる振幅成分が０のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できる。

上記第１から４の発明の送信機においては、高周波電力増幅器の前段に周波数変換手段を有していてもよい。

この構成によれば、以下のような作用効果を有する。位相振幅分離手段の帯域はせいぜい数百ＭＨｚであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合、これを処理することができないが、周波数変換手段である例えば直交変調器などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできる。

以上、詳細に説明したように本発明によれば、高周波電力増幅器を飽和型として動作させることができるＥＥＲ法において広帯域でかつ高効率な動作を可能とする。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態１について説明する。本実施の形態では、広帯域変調信号を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムを例にあげて説明する。

図１はＥＥＲ法を実現する本発明の実施の形態１による送信機の回路図を示している。この送信機は、図１に示すように、ＯＦＤＭ信号生成手段１００と、位相振幅分離手段１０１と、振幅スライス手段１０２と、スイッチングレギュレータ群１０３と、スイッチ群１０９と、スイッチドライバ１１６と、直交変調器１１７と、エミッタフォロワ１１８と、オペアンプ１１９、抵抗値Ｒ１を有する抵抗１２０と、抵抗値Ｒ２を有する抵抗１２１と、−２Ｖの負電圧を有する負電源１２２と、３．３Ｖの正電圧を有する正電源１２３と、飽和型の高周波電力増幅器１２４とで構成されている。

上記のＯＦＤＭ信号生成手段１００は、ＯＦＤＭ信号を生成するもので、変調信号を発生する変調信号発生手段に相当する。

位相振幅分離手段１０１は、ＯＦＤＭ信号生成手段１００により生成されたＯＦＤＭ信号を位相成分と振幅成分とに分離する。

振幅スライス手段１０２は、位相振幅分離手段１０１で分離された振幅成分を段階的に異なる適当な複数の電圧レベルでスライスする。この電圧レベルとしては、本実施例においては、エミッタフォロワ１１８のエミッタ端子出力換算で例えば、１．０Ｖ、１．５Ｖ、３Ｖと設定する。図１には、振幅スライス手段１０２へ入力される振幅成分、つまり源信号と、振幅スライス手段１０２の出力信号、つまりスライス信号とが示されている。

ここで、図１に示されている源信号とスライス信号との関係について説明する。振幅スライス手段１０２は、図１のように振幅成分のレベルを検出し、そのレベルに対してあらかじめ設定された電圧レベルとの比較を行い、図１のように振幅成分をスライスする。

振幅スライスの方法は、例えば振幅成分が０Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖならば１Ｖに丸め込み、１Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖなら１．５Ｖに丸め込むなど、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。図１では、計３つのレベルが存在するため、これを２ビットのデータ０１、１０、１１に割り当てる。その結果、２ビットのスライスデータがスイッチドライバ１１６に出力される。

スイッチングレギュレータ群１０３は、例えば３．３Ｖの正電源１２３の電源電圧を入力とする複数、例えば５個のスイッチングレギュレータ、つまり５個のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８からなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０６はオペアンプ１１９に電圧を供給し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８はエミッタフォロワ１１８のコレクタに電圧を供給する。これらのＤＣ−ＤＣコンバータ群１０３により電源電圧は段階的に値の異なる複数の電圧に変換される。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８は、それぞれ３．３Ｖの正電圧を４．７Ｖ、３．２Ｖ、２．７Ｖ、１．８Ｖ、１．３Ｖの各電圧に変換する。

スイッチ群１０９は、振幅スライス手段１０２によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチドライバ１１６から出力される駆動信号に基づいて、導通遮断が制御される。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ群１０３のエミッタフォロワ１１８、オペアンプ１１９につながるそれぞれひとつのパスが選択的に導通する。同時に導通させるスイッチ１１０〜１１５の組み合わせは、スイッチ１１０とスイッチ１１２、スイッチ１１１とスイッチ１１４、スイッチ１１３とスイッチ１１５である。

直交変調器１１７は、位相振幅分離手段１０１から出力される位相成分（直交成分（Quadrature）および同相成分(In-phase) ）を高周波信号に変換するもので、周波数変換手段に相当する。

エミッタフォロワ１１８は、ＯＦＤＭ信号の振幅成分を電源電圧として高周波電力増幅器１２４に与える際、直流電流をドライブするために必要で、スイッチ群１０９により選択された３．３Ｖの正電源１２３の電圧もしくはスイッチングレギュレータ１０７，１０８の何れかの出力電圧を電源電圧としてＯＦＤＭ信号の振幅成分を直流変換するもので、リニア直流変換手段に相当する。

オペアンプ１１９はＯＦＤＭ信号の振幅成分を高周波電力増幅器１１８の電源電圧として、所定の振幅まで増幅するとともに、エミッタフォロワ１１８のエミッタ出力を負帰還することにより、エミッタフォロワの温度特性、並びに歪特性などの影響を排除する。このとき、オペアンプ１１９には振幅成分の最小値を保証するために、例えば−２Ｖの負電源１２２から負電圧を与え、正電源にはスイッチ群１０９により選択された４．７Ｖ、３．２Ｖ，２．７Ｖの何れかのスイッチングレギュレータ１０４〜１０６の出力を入力する。なお、オペアンプ１１９は振幅増幅手段に相当する。

高周波電力増幅器（ＰＡ）１２４は、飽和型であって、直交変調器１１７から入力される高周波信号（位相成分を周波数変換したもの）を高周波入力端子に入力し、エミッタフォロワ１１８によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として位相および振幅がともに変調された、つまり振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する。

以下動作について説明する、本実施の形態では、電源電圧３．３Ｖのシステムを仮定している。

ＯＦＤＭ信号生成手段１００によって作成されたＯＦＤＭ信号は、位相振幅分離手段１０１によって振幅成分と位相成分とに分離されて、振幅成分はオペアンプ１１９に出力される。オペアンプ１１９で設定される利得倍の振幅成分がエミッタフォロワ１１８のエミッタに出力されるが、この時オペアンプ１１９の出力にはエミッタフォロワ１１８のエミッタ電圧より、Ｖｂｅ＝０．７Ｖだけ正にシフトした電圧が現れる。オペアンプ１１９の出力ダイナミックレンジは電源電圧より１Ｖ小さいとすると、高周波電力増幅器１２４を０〜３Ｖで変調する場合、オペアンプ１１９に供給されるべき電源電圧は高周波電力増幅器１２４に与える電圧＋０．７Ｖ（＝Ｖｂｅ）＋１Ｖとなる。

したがって、本実施の形態では高周波電力増幅器１２４の電圧を、３Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖと設定したため、オペアンプ１１９にはＤＣ−ＤＣコンバータ１０４で４．７Ｖを、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０５で３．２Ｖを、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０６で２．７Ｖをそれぞれ与える。なお、本実施の形態ではオペアンプ１１９を正転アンプとしているため、その利得は１＋Ｒ１／Ｒ２で決定される。

エミッタフォロワ１１８のエミッタに出力される振幅成分を基に、振幅スライス手段１０２は、スイッチ群１０９の各スイッチ１１０〜１１５のオン／オフをドライブするためのドライブ情報を生成する。ドライブ情報を以下スライスデータと呼ぶ。

振幅スライスの方法は、例えば振幅成分が
０Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖ
ならば１．０Ｖに丸め込み、
１．０Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖ
ならば１．５Ｖに丸め込み、
１．５Ｖ＜振幅成分≦３．０Ｖ
ならば３．０Ｖに丸め込むというように、振幅成分が包含されるしきい値範囲を検出し、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。

丸め込みは、次のようにして行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８は丸め込まれる電圧レベルにエミッタフォロワ１１８のコレクタエミッタ間の飽和電圧Ｖｃｅｓａｔ＝０．３Ｖを加えた電圧（１．３Ｖ、１．８Ｖ）が出力されるよう用意される。３．０Ｖ＋０．３Ｖについては正電源１２３の電圧に等しいのでＤＣ−ＤＣコンバータは必要ない。オペアンプ１１９に出力される電圧は丸め込まれる電圧の＋１．７V（２．７Ｖ、３．２V、４．７Ｖ）となる。

振幅成分のレベルに従い、振幅スライス手段１０２がスイッチドライバ１１６にどのＤＣ−ＤＣコンバータ（１０４〜１０８）あるいは正電源１２３の出力をアクティブにするかの情報を与える。与えられた情報に従い、スイッチドライバ１１６はＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８、正電源１２３の出力段に設けられたスイッチ１１０〜１１５を選択的にオン／オフし、丸め込まれた電圧に対応する電圧を出力する。ここで、スイッチ１１０とスイッチ１１２、スイッチ１１１とスイッチ１１４、スイッチ１１３とスイッチ１１５は同じドライブ信号で駆動される。

具体例を説明すると、エミッタフォロワ１１８のエミッタ出力が１．２ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ１０７とＤＣ−ＤＣコンバータ１０５のパスがオンとなり、１．８Ｖの電圧がエミッタフォロワ１１８のコレクタに与えられ、３．２Ｖの電圧がオペアンプ１１９の正電源端子に与えられる。同様に、振幅成分が１．６Ｖのときは３．３Ｖの正電源１２３とＤＣ−ＤＣコンバータ１０４のパスがオンとなり、３．３Ｖの電圧がエミッタフォロワ１１８のコレクタに与えられ、４．７Ｖの電圧がオペアンプ１１９の正電源端子に与えられる。

位相振幅分離手段１０１から出力された振幅成分は、オペアンプ１１９の非反転（＋）入力端子に入力され、抵抗値Ｒ１の抵抗１２０と抵抗値Ｒ２の抵抗１２１とで決定される利得１＋Ｒ１／Ｒ２だけ増幅されてエミッタフォロワ１１８のエミッタから高周波電力増幅器１２４のドレイン／コレクタ電源端子へ出力される。

また、振幅成分は、スライスデータと同期がとられた形で出力されることが望ましい。

このとき、振幅成分とスライスデータとの同期がとれていないと、不必要に大きな電圧ドロップが現れ、電源損失が悪化してしまう。

このような動作を実現することで、エミッタフォロワ１１８は電圧ドロップ（エミッタフォロワのコレクタ端子とエミッタフォロワのエミッタ端子との電位差）が小さな値に保持されエミッタフォロワ１１８の電源損失が小さく抑えられるとともに、またオペアンプ１１９にはダイナミックレンジの範囲で最低の正の電源電圧を与えることで、オペアンプ１１９の出力段での捨て電力を小さく抑え、オペアンプ１１９での電源損失を小さく抑えることができ、その結果、送信機全体の高効率化が実現される。

また、位相成分は、変調波に周波数変換する必要があるため、Ｉ（同相）信号およびＱ（直交）信号として直交変調器１１７に入力され、搬送波と掛け合わされる。

高周波電力増幅器１２４では、エミッタフォロワ１１８から出力された振幅成分が電源端子に入力され、直交変調器１１７から出力された位相成分（変調波）が、高周波信号入力端子に入力される。その結果、高周波電力増幅器１２４の出力では、位相成分と振幅成分とが掛け合わされた結果が出力され、正しいＯＦＤＭ変調波が得られる。

振幅成分と位相成分とは高周波電力増幅器１２４で掛け合わされるときには、タイミングずれがないことが望ましい。

以上説明したとおりの動作により、期待される効果について以下に述べる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８の電源効率が９６％であり、スイッチ１１０〜１１５の電圧ドロップがないとする。また、飽和型の高周波電力増幅器１２４の効率が８０％であると仮定する。

無線ＬＡＮ ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合、例えば平均出力電力は１３ｄＢｍ（２０ｍＷ）とすると、このときピーク電力は平均電力の＋７ｄＢで２０ｄＢｍ（１００ｍＷ）となる。したがって、高周波電力増幅器１２４としては、ピーク電力２０ｄＢｍを出力する必要がある。高周波電力増幅器１２４の電力効率（ＲＦ出力電力／加えられたＤＣ電力）を８０％とすると、ＡＣ電力ＰＡＣがピーク電力１００ｍＷ（２０ｄＢｍ）のとき、ＤＣ電力ＰＤＣは１２５ｍＷとなる。このとき、電源電圧を３Ｖとすると、ピーク時４１．７ｍＡの電流が必要になる。平均電力時には高周波電力増幅器１２４に必要な電源電圧は１．３Ｖであり、ＰＡＣの平均出力電力２０ｍＷ（１３ｄＢｍ）に対して、ＰＤＣは２５ｍＷとなるため、１９．２ｍＡの電流が必要となる。

以後、平均電力時すなわち出力２０ｍＷの効率について検討する。

電源部の電力損失について検討する。エミッタフォロワ１１８での平均電圧ドロップは平均電圧が１．３Vであるから、１．８VのＤＣ−ＤＣコンバータ１０７が選択されるとして、０．５Ｖと仮定できる。さらにスイッチ群１０９を構成する各スイッチ１１０〜１１５の電圧ドロップがないと仮定したので、スイッチ群１０９とエミッタフォロワ１１８での電源損失は
１９．２ｍＡ×０．５Ｖ＝９．６ｍＷ
と計算される。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８の電源損失は４％であるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８での電源損失は、
２５ｍW×０．０４＝１．０ｍＷ
となる。

さらにオペアンプ１１９の消費電流が負電源１２２で１０ｍＡ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０６で供給される電流が２０ｍＡであるとする。すると、正電源の消費電力は、平均電圧の１．３＋１．７Ｖで３．２ＶのＤＣ−ＤＣコンバータが選択されるから、
３．２Ｖ×２０ｍＡ＝６４ｍＷ
である。一方、負電源は
｜−２Ｖ｜×１０ｍＡ＝２０ｍＷ
であり、オペアンプでの消費電力は合計８４ｍＷとなる。

また、オペアンプ１１９の電源となるＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０６の電源損失は、
６４ｍW×０．０４＝２．６ｍＷ
である。

したがって、スイッチ群１０９とエミッタフォロワ１１８とＤＣ−ＤＣコンバータ群１０３とを合わせた電源損失は
９．６ｍＷ＋１．０ｍＷ＋８４ｍＷ＋２．６ｍＷ＝９７．２ｍＷ
となる。その結果、平均電力時のトータルの効率は
２０ｍＷ／９７．２ｍＷ＝２１％
となる。

通常の線形アンプを用いた場合、高々１０%の効率しか得られなかったのに対して、大幅な効率改善が可能となる。

さらに従来、ＤＣ−ＤＣコンバータ内部のスイッチ用ＭＯＳトランジスタのゲートを変調するなどしていた直流変換部を、定電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８およびエミッタフォロワ１１８という構成にすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ単独では困難であった広帯域化を実現できる。その理由は以下のとおりである。

すなわち、エミッタフォロワ１１８には、帯域を制限するようなローパスフィルタやスイッチング素子が存在しないので、他の要因、例えばエミッタフォロワ１１８のカットオフ周波数あるいは、フィードバックループによる位相遅延などによって決定される帯域で制限されるのみである。

これらの制限要素は、これまでのスイッチングレギュレータで出力できる信号帯域１ＭＨｚを大きく上回るものであり、無線ＬＡＮのＯＦＤＭ信号の４０ＭＨｚに及ぶ振幅成分の帯域を十分に包括できる。

さらに、高周波電力増幅器１２４の出力に帯域制限フィルタがあってもよい。

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８は、出力にローパスフィルタも含んだものを指している。この構成において、エミッタフォロワ１１８の出力と高周波電力増幅器１２４の電源端子の間に変調波帯域外のスプリアスを抑制するローパスフィルタがあっても良い。

なお、振幅成分と振幅スライスデータは同期がとれていることが望ましいとしたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８の出力電圧からエミッタフォロワ１１８の飽和電圧を差し引いた電圧よりエミッタフォロワ１１８の出力電圧が大きくならないように、またＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０６の出力電圧とオペアンプ１１９の出力電圧の差が、オペアンプ１１９で出力電圧が歪まないためにオペアンプ１１９が必要とする電圧差であるように、オペアンプ１１９の出力電圧あるいはＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が調整されていれば問題はない。また、多少のタイミングずれがあっても前述の状態にならないよう、例えばあらかじめスライスデータに時間的余裕をもたせてもよい。

さらに、高周波電力として入力される成分と電源電圧として入力される成分とが高周波電力増幅器１２４に同期がとれた状態で入力されることが望ましいとしたが、タイミングがずれると、送信出力のベクトル誤差量（Error Vector Magnitude）が悪化し、無線規格を満足しなくなる。したがって、次のような方法によって、タイミングをできるだけ合わせることが必要である。

１つ目は、製造時にのみタイミング調整する方法である。この方法は無線回路にフィードバック回路などを設ける必要がなく、簡略化できる。ただし、使用環境によっては同期がとれなくなることもある。

２つ目は、電源オン時にのみタイミング調整をする方法である。この方法によれば電源をオンした環境に対応でき、１つ目の方法よりもより確実に同期がとれる。ただし、校正にかかる時間分だけ通信ができなくなる問題がある。

さらに、３つ目の方法として、例えば無線ＬＡＮのように、ＴＤＤ（時分割多重）の場合、送信と受信を交互に繰り返すが、このような無線通信においては、送受間の切替時間を利用してタイミング調整をする方法がある。これは、環境に逐次適応でき、最も理想的であるが、無線規格で規定される送受切替時間内で校正が終了する必要がある。無線ＬＡＮでは１μｓ以下であるため、このような短時間で終了する工夫が必要となる。

さらに４つ目の方法として、送信時にもレシーバをオンにしておき、アンテナスイッチから受信部に回り込む送信波を受信、復調しそのビットエラー量が最低になるように振幅成分、位相成分のタイミングを補正する方法がある。この方法では、アンテナスイッチのアイソレーションが十分でない場合受信部に大きな電力が入力されるため、受信部の線形性を高くしておく必要がある。

またこれらの組み合わせも考えられる。

なお、本実施の形態では、変調回路としてベースバンドＩＱ信号を直接高周波信号までアップコンバートするダイレクト変調方式を用いたが、他にも局部発振信号源として用いる電圧制御発振器の電圧可変容量部例えばバラクタダイオードや、多数の容量値を有する固定容量をＭＯＳトランジスタスイッチによって組み合わせ可変容量を実現する容量などで、ベースバンド信号を波形整形したもので、直接変調する直接変調方式であってもよい。

直接変調方式では、回路形式が簡単になり、低消費電流化が図れるが、変調精度が厳しい場合などは適さない。さらに、ＩＱ信号を直接高周波信号にアップコンバートするのではなく、中間周波数を介して高周波信号にアップコンバートする方式もある。この方式では、局部発振信号源と送信波の周波数が異なるため、局部発振信号源が送信波によって振られる問題が回避できる。ただし、消費電流やスプリアスの点で不利である。

以上説明したように、この実施の形態によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４〜１０８を設け、振幅成分のレベルに応じていずれかのＤＣ−ＤＣコンバータを選択し、選択されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を電源電圧としてエミッタフォロワ１１８並びにオペアンプ１１９が動作する構成を採用している。そのため、直流変換を行うときのエミッタフォロワ１１８による電圧ドロップを少なく抑えエミッタフォロワ１１８の低消費電力化が図れる上、さらにオペアンプ１１９の消費電力を少なく抑えることができる。また、直流変換にエミッタフォロワ１１８を用いることで広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。

また、オペアンプ１１９への負帰還により、エミッタフォロワ１１８の温度特性や歪をキャンセルすることができる。

また、位相振幅分離手段１０１の位相成分の出力端と高周波電力増幅器１２４の入力端との間に周波数変換手段である直交変調器１１７を設けたので、以下のような効果が得られる。位相振幅分離手段１０１の帯域は内部のＤＡ変換機の帯域によって決定され、せいぜい数百ＭＨｚであるため、例えば８０２．１１ａの規格周波数である５．１５〜５．３５ＧＨｚの周波数とはかけ離れたものとなる。直交変調器１１７で、搬送波へ周波数変換することによって、容易に規格周波数を実現することができる。

本実施の形態では、リニア直流変換手段をエミッタフォロワとしたが、ＰＮＰトランジスタを用いてエミッタ接地の増幅器としても良い。エミッタフォロワをエミッタ接地の増幅器とすることによって、オペアンプの利得を小さくすることができオペアンプのＧＢ（利得帯域幅）積要求を緩和できる。

さらに、リニア変換手段にバイポーラトランジスタではなくＭＯＳトランジスタを用いてもよい。バイポーラトランジスタでは、コレクタ−エミッタ間が飽和電圧以下になるとベース−エミッタ間にダイオード電流が流れ、オペアンプの負荷が突然重たくなり、異常発振を誘発するが、ＭＯＳトランジスタでは、ドレインーソース間が飽和電圧以下になっても、ＭＯＳトランジスタの入力インピーダンスが大きく変化することはなく、オペアンプが安定に動作する。

さらに、ＯＦＤＭ信号生成手段１００は、送信パスの歪を補正する、歪補償手段を有していてもよい。特に高周波増幅器１２４は飽和アンプを用いるため、その位相と振幅は、電源電圧に対して大きな非線形性を有する。したがって、そのままでは変調精度やスペクトラムマスクの要求を満足できない場合がある。非線形特性の逆関数をＯＦＤＭ信号生成手段１００で元のＯＦＤＭ信号に演算することで、高周波電力増幅器１２４の出力で、歪のない変調波が得られる。

（実施の形態２）
図２に本発明の実施の形態２における送信機のブロック図を示している。本実施の形態は、正電源１２３およびＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８からの出力を、それらの出力と同じ数のエミッタフォロワ群２００の各エミッタフォロワ２０１〜２０３のコレクタに直接接続し、このエミッタフォロワ群２００の各エミッタフォロワ２０１〜２０３のベース端子につながるバスをエミッタフォロワ群２００と同数のスイッチ１１２，１１４，１１５で切り替える点で実施の形態１と異なる。実施の形態１と同じ構成のところは同じ符号を付し、説明は省略する。

エミッタフォロワ群２００のうち特定のエミッタフォロワ２０１〜２０３のベース電流をスイッチ１１２，１１４，１１５で選択的に流すことにより、正電源１２３およびＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８のうちどの電流を高周波電力増幅器１２４に供給するかを選んでいる。なお、エミッタフォロワ群２００は、リニア直流変換手段に相当する。なお、スイッチ１１２，１１４，１１５はＮＭＯＳトランジスタで構成されることが望ましい。

実施の形態２で期待される付加的な効果は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８と高周波電力増幅器１２４との間にエミッタフォロワ群２００が入るのみで、スイッチ群１０９は電源経路（電源から高周波電力増幅器１３０への経路）から外しているため、実施の形態１の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。

（実施の形態３）
図３に本発明の実施の形態３における送信機のブロック図を示している。本実施の形態は、ＯＦＤＭ信号生成手段１００の出力を直交変調器１１７に出力し、その分岐を振幅抽出手段３００に入力し、抽出された振幅成分をオペアンプ１１９、振幅スライス手段１０２に出力する点で実施の形態１と異なる。実施の形態１と同じ構成のところは同じ符号を付し、説明は省略する。

実施の形態３で期待される付加的な効果は、位相成分ではなく、変調信号をそのまま直交変調器１１７経由で高周波電力増幅器１２４に与えているため、振幅と位相成分に分離して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（Error Vector Magnitude：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いた場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行うが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的な振幅低下は、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分に比べて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、それ以降の回路の低コスト化に有利である。

また、従来のＥＥＲ法では、ピーク電力が入力されたときでも高周波電力増幅器が十分飽和できるだけの入力レベルを注入していたため、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のときのアイソレーション特性が良くない場合、振幅成分と掛け合わせが正確に行われず、元の変調波を復元できなかった（ＥＶＭ性能の劣化を招いていた）。本構成では、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、正しい変調波が復元できる。

なお、本構成では直交変調器１１７を用いて、変調信号を変調波に変換していたが、ＯＦＤＭ信号生成手段１００が変調波を出力する場合は直交変調器１１７は不要になる。この場合、振幅抽出手段３００は変調波の振幅を検波して、振幅成分を抽出する。

（実施の形態４）
図４に本発明の実施の形態４における送信機のブロック図を示している。本実施の形態は、正電源１２３およびＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８からの出力を出力と同じ数のエミッタフォロワ群２００のコレクタに直接接続し、このエミッタフォロワ群２００のベース端子につながるバスをエミッタフォロワ群２００と同数のスイッチ１１２，１１４，１１５で切り替える点で実施の形態３と異なる。実施の形態１と同じ構成のところは同じ符号を付し、説明は省略する。なお、エミッタフォロワ群２００は、リニア直流変換手段に相当する。なお、スイッチ１１２、１１４、１１５はＮＭＯＳトランジスタで構成されることが望ましい。

実施の形態４で期待される付加的な効果は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７，１０８および正電源１２３と高周波電力増幅器１２４との間にエミッタフォロワ群２００が入るのみで、スイッチ１１２，１１４，１１５は電源経路（電源から高周波電力増幅器１２４への経路）から外しているため、実施の形態３の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。

本発明にかかる送信機は、高周波電力増幅器を飽和型として動作させることができるＥＥＲ法において広帯域でかつ高効率な動作を可能とする効果を有し、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などマルチキャリアを用いる通信方式の送信機等として有用である。

本発明の実施の形態１の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３の送信機の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４の送信機の構成を示すブロック図である。 従来の送信機の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ ＯＦＤＭ信号生成手段
１０１ 位相振幅分離手段
１０２ 振幅スライス手段
１０３ スイッチングレギュレータ群
１０４〜１０８ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０９ スイッチ群
１１０〜１１５ スイッチ
１１６ スイッチドライバ
１１７ 直交変調器
１１８ エミッタフォロワ
１１９ オペアンプ
１２０ 抵抗
１２１ 抵抗
１２２ 負電源
１２３ 正電源
１２４ 高周波電力増幅器
２００ エミッタフォロワ群
２０１〜２０３ エミッタフォロワ
３００ 振幅抽出手段
５０ 変調信号発生手段
５１ 振幅位相分離手段
５２ 直交変調器
５３ 飽和型アンプ
５４ 直流変換器
５５ オペアンプ

Claims (5)

1. 変調信号を発生する変調信号発生手段と、
   前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、
   前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
   電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
   前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、
   前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
   前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、
   前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換するリニア直流変換手段と、
   前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記リニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
2. 変調信号を発生する変調信号発生手段と、
   前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、
   前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
   電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
   前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータのいずれかの出力を選択するために導通する第１のスイッチ群と、
   前記第１のスイッチ群で選択された前記スイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、
   前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を各々の電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換する複数のリニア直流変換手段と、
   前記振幅増幅手段から出力された振幅成分を前記複数のリニア直流変換手段へ伝達する第２のスイッチ群と、
   前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記第１および第２のスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
   前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
3. 変調信号を発生する変調信号発生手段と、
   前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
   前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
   電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
   前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、
   前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
   前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、
   前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換するリニア直流変換手段と、
   前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
4. 変調信号を発生する変調信号発生手段と、
   前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
   前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
   電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
   前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータのいずれかの出力を選択するために導通する第１のスイッチ群と、
   前記第１のスイッチ群で選択された前記スイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を増幅する振幅増幅手段と、
   前記複数のスイッチングレギュレータのいずれかの出力にあって、前記スイッチングレギュレータの出力電圧を各々の電源電圧として前記振幅増幅手段からの出力を直流変換する複数のリニア直流変換手段と、
   前記振幅増幅手段から出力された振幅成分を前記複数のリニア直流変換手段へ伝達する第２のスイッチ群と、
   前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記第１および第２のスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
   前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア直流変換手段によって直流変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。
5. 前記高周波電力増幅器の前段に周波数変換手段を有することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の送信機。

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