KR20100058189A - 무선 통신 시스템에서 신호의 송신 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 송신 장치와 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 이동통신용 시스템에 적용되는 고 효율 송신 장치와 방법에 관한 것이다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치는, 기저 대역 신호의 전력 제어 정보를 수신하고 출력 모드를 결정하여 출력 모드 신호를 제공하는 제어부와, 기저 대역 신호를 수신하여 위상 신호를 출력하고 출력 모드 신호가 제 1 출력 모드를 지시할 시 포락선 신호를 출력하는 신호 변환부와, 위상 신호를 상향 변환하는 위상 변조부와, 제 1 출력 모드시 포락선 신호와 상향 변환된 위상 신호를 결합하여 증폭하는 증폭부를 포함한다.
Figure P1020080116915
폴라(polar), 아웃-페이징(out-phasing), 스위칭 전력 증폭기, IMT-advanced

Description

무선 통신 시스템에서 신호의 송신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING SIGNAL IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 통신 시스템에서 신호의 송신 장치와 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선 통신 시스템에서 신호의 송신 장치와 방법에 관한 것이다.
일반적으로 통신 시스템은 유선 통신 시스템과 무선 통신 시스템으로 구분된다. 유선 통신 시스템은 유선 단말기와 시스템간 연결이 유선 라인으로 연결되므로 유선 단말기와 시스템간 연결되는 유선 라인으로 인한 이동 거리의 제약이 심하게 작용한다. 반면에 무선 통신 시스템은 무선 단말기와 시스템간 연결을 소정 주파수(RF : Radio Frequency)를 이용함으로써 비교적 시스템과 무선 단말기간 거리의 제약이 덜하게 된다. 한편, 유선 통신 시스템은 유선 단말기와 시스템간 주고받는 신호가 유선으로 제공되므로 비교적 고속의 데이터를 안정적으로 제공할 수 있다는 이점이 있다. 반면에 무선 통신 시스템에서는 무선 단말기와 시스템간 신호가 RF 신호를 이용하게 되므로 유선 시스템과 대비하여 비교적 저속의 데이터이며, 안정 적인 전송에 문제가 있다.
이러한 무선 통신 시스템에서 보다 안정적으로 신호를 송신하기 위해서는 시스템의 무선 노드와 이동 단말기간 많은 기법이 사용되고 있으며, 그 중 하나로 무선 노드와 이동 단말기간 송신 전력을 제어함으로써 신호를 안정적으로 전송하도록 하고 있다. 그러면 이하에서 무선 통신 시스템의 무선 노드 및 이동 단말기에서 송신 전력을 제어하기 위한 구성 및 그 동작에 대하여 살펴보기로 한다.
이동 시스템의 송신 장치에는 스위칭 전력 증폭기가 사용된다. 이러한 스위칭 전력 증폭기는 여러 가지가 있는데, 이 중 고주파에서도 고 효율의 특성을 갖는 스위칭 전력 증폭기는 클래스(class)-E, 클래스-F 또는 클래스-D이다. 이러한 전력 증폭기의 클래스는 바이어스 조건과 최적화된 출력 매칭에 의해서 분류되며, 클래스의 알파벳이 나중 순서인 경우 보다 높은 출력을 가지는 증폭기가 된다.
그런데, 이러한 고 효율의 스위칭 전력 증폭기는 신호의 레벨이 일정하지 않은(non-constant) 포락선(envelope) 신호에 대해서는 선형성이 크게 떨어지는 단점이 있다. 따라서 신호 레벨이 일정하지 않은 신호를 송신하는 경우에는 이동 단말기에서 사용하기 어렵다.
스위칭 전력 증폭기를 이용한 일반적인 송신 장치는 극좌표를 이용하여 위상 신호를 스위칭 전력 증폭기에 입력하고, 포락선 신호를 스위칭 전력 증폭기의 바이어스 단자에 인가한다. 이러한 송신 장치는 미국 등록 특허 제 4,176,319 호, 미국 공개 특허 제 6,529,716 호, 미국 등록 특허 제 7,400,865 호에 개시되어 있다. 그리고 스위칭 전력 증폭기의 바이어스 단자에 아날로그 포락선 신호를 인가하는 방 법과 포락선 신호를 임의의 디지털 신호로 변환시켜 인가하는 방법이 있다. 이러한 방법은 대한민국 특허 공개번호 제 10-2006-0038134 호에 개시되어 있다.
도 1 및 도 2는 포락선 신호를 송신하기 위한 송신 장치의 일반적인 구성을 예시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 일반적인 송신 장치는 모뎀(modem)(101), 폴라 변환기(Polar Converter)(102), 아날로그 변환기(103), 위상 변조기(phase modulator)(104), 스위칭 전력 증폭기(105)로 구성된다.
모뎀(101)은 기저 대역 신호를 수신하여 I(t)와 Q(t) 신호를 출력한다. 폴라 변환기(102)는 I(t)와 Q(t) 신호를 수신하여 위상 신호와 포락선 신호를 출력한다. 아날로그 변환기(103)는 포락선 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 위상 변조기(104)는 위상 신호를 RF(radio frequency) 주파수로 상향 변환한다. 아날로그 변환기(103)는 일반적으로 클래스-S 증폭기, 일반적인 클래스-AB 또는 오피-엠프(Op-amp)를 사용할 수 있다. 스위칭 전력 증폭기(105)는 상향 변환된 위상 신호를 증폭한 후 최종 송신 신호를 출력한다. 이러한 송신 장치는 포락선 신호를 스위칭 전력 증폭기(105)의 바이어스 단자에 인가하기 때문에 급격히 변하는 포락선 특성을 갖는 시스템, 예를 들어 OFDM(Orthogonal frequency division multiplexing) 시스템에서는 무릎 전압(Vknee) 보다 작은 포락선 신호는 표현할 수 없는 문제점이 있다. 왜냐하면, 스위칭 전력 증폭기(105)가 "엑티브(Active)" 되기 위한 VDD/VCC 가 무릎 전압(Vknee) 보다 큰 조건(VDD/VCC>Vknee)을 만족해야 하기 때문이다. 특히, OFDM 시스템에서 사용되는 포락선 신호의 특성을 살펴보면, 피크 대 평균 전력 비 율(peak-to-average power ratios) 값이 9 ~ 10dB 정도로 크고, 피크 대 최소 전력 비율(peak-to-minimum power ratios) 값은 60dB 정도로 매우 크다. 따라서 포락선 신호의 최소값이 무릎 전압보다 낮으면, 최소값은 무릎 전압의 제한에 걸려 표현되지 못한다. 그 결과, 입력 신호의 AM-AM(amplitude) 왜곡이 발생하는 문제가 생길 수 있다. 결국, 도 1에 도시된 일반적인 송신 장치는 포락선 신호의 변화가 급격하지 않은 시스템에서만 적용될 수 있다.
이러한 문제를 해결하기 위해, 미국 공개 특허 제 6,529,716 호에서는 다수의 스위칭 전력 증폭기를 두어 전력 레벨에 따라 동작하는 증폭기를 선택하는 방법을 제시하고 있다. 하지만, 이러한 미국 공개 특허에서 제시된 방법은 전력 레벨에 따라 스위칭 전력 증폭기의 스위칭시에 발생하는 위상 불연속성을 제거 하지 못하는 문제점이 있다.
도 2에 도시된 송신 장치를 도 1에 도시된 송신 장치와 비교하여 보면, 입력 신호를 폴라 변환기(202)에서 폴라 변환하여 위상 신호를 상향 변환시키는 점은 동일하다. 하지만, 포락선 신호를 디지털 신호로 변환하는 디지털 변환기(203)를 사용한다는 점에서 차이가 있다. 디지털 변환기(203)를 사용함으로 인하여 포락선 신호는 일정한 비트 시퀀스를 갖는 펄스 형태로 출력된다. 여기서, 디지털 변환기(203)는 델타-시그마 변조기(delta-sigma modulator)로 구현된다. 디지털 변환기(203)에서 출력되는 일정한 펄스 형태의 포락선 신호는 위상 신호와 결합되어 스위칭 전력 증폭기(205)에서 출력된다. 이러한 디지털 변환기(205)를 이용하는 송신 장치는 포락선 신호의 비트 시퀀스 변환으로 인한 양자화 잡음이 반드시 발생기 때 문에, 이를 제거하기 위해서 스위칭 전력 증폭기(205)의 출력에 대역 통과 필터(207)가 구비되어야 한다. 이러한 델타-시그마 변조기를 이용한 송신 장치는 포락선 신호의 오버-샘플링(over-sampling)과 델타-시그마 변조기의 차수에 따라 양자화 잡음의 노이즈 쉐이핑(noise shaping) 형태가 결정된다. 2차의 델타-시그마 변조기를 이용하는 경우에는 시스템의 안정도를 위해서 오버 샘플링 비율을 16 ~ 32 정도로 해야 한다. 오버 샘플링 비율이란, 인-밴드(in-band)와 아웃-밴드(out-band)의 노이즈 양을 필터에 의해 필터링 시킬 수 있는 비율을 말한다. 차세대 이동 통신 시스템은 고속 데이터 전송을 위하여 채널 밴드 폭이 20MHz부터 80MHz까지의 광대역 밴드 폭 특성을 지닌다. 따라서 포락선 신호의 오버 샘플링 비율을 16으로 하면 델타-시그마 변조기는 1.28GHz(=80MHz×16)로 고속 샘플링이 되기 때문에, 하드웨어적으로 구현이 어렵고, 고속 디지털 회로로 인하여 전력 소모도 증가하는 문제점이 있다. 이와 같이, 도 1 및 도 2에 도시된 일반적인 송신 장치는 공통적으로 전력 제어 범위의 제한이라는 문제점을 가지고 있다.
도 3은 일반적인 스위칭 전력 증폭기에 사용되는 트랜지스터의 바이어스 포인트를 도시한 그래프이다. 일반적인 스위칭 전력 증폭기의 전력 제어 범위(=동작 범위)는 Vknee~Vmax 이다. 따라서 스위칭 전력 증폭기의 트랜지스터가 "액티브(active)" 영역에서 동작하기 위해서는 VDS/VCE가 무릎 전압(Vknee)보다 커야 한다. 이동 통신 단말기 시스템에 있어서, Vmax는 주로 3.3V ~ 3.4V 정도이고, 스위칭 전력 증폭기 사용되는 바이폴라 트랜지스터 및 CMOS 트랜지스터의 경우 무릎 전압은 0.3 ~ 0.4V 정도이다. 따라서 도 1 및 도 2에 도시된 송신 장치는 VDD/VCC를 변화시켜 포락선 신호를 표현하기 때문에 작은 포락선 신호(낮은 출력 레벨)를 표현할 때는 동작 범위의 제한을 받을 수 있다. 이동 통신 시스템에서 스위칭 전력 증폭기의 동작 범위는 아래의 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008080853477-PAT00001
<수학식 1>에서 보여주는 바와 같이, 이동 통신 시스템에서 스위칭 전력 증폭기의 동작 범위는 18dB이다. 반면에, 일반적인 이동 통신 단말기의 동작 범위는 40~60dB인 바, 이러한 동작 범위의 차이를 해결하는 구조가 요구되었다. 이러한 문제를 해결하기 위하여 아웃-페이징(out-phasing) 기법과 EER(Envelope Elimination and Restoration) 기법이 결합된 방식(대한민국 특허 공개번호 제 10-2008-0063010 호)이 제시되었다. 이러한 방식은 아웃-페이징 기법과 EER 기법의 단점을 상호 보완하는 방법이다. 이러한 방법은 입력 신호에 대해서 어떠한 일정한 임계값 이상이 신호가 입력되는 경우에는 EER 방식으로 송신 장치가 동작하고 임계값보다 작은 경우에는 아웃-페이징 기법으로 송신 장치가 동작한다. 다만, 이러한 방식은 포락선 신호의 크기 변화율이 그리 크지 않은 CDMA 계열의 시스템에서는 효과가 크지만, OFDM과 같이 포락선 신호의 크기 변화율이 매우 큰 경우에는 시스템의 효율이 저하되는 문제점이 있다. 왜냐하면, 크기 변화율이 큰 OFDM과 같은 시스템의 경우 거의 대부분의 데이터는 아웃-페이징 기법으로 송신되기 때문이다.
따라서 본 발명에서는 일반적인 이동통신 단말기 시스템에서의 전력 제어 문제를 해결할 수 있는 송신 장치 및 방법을 제공한다.
또한, 본 발명에서는 이동통신 단말기 시스템에서 양자화 잡음을 개선시킬 수 있는 송신 장치 및 방법을 제공한다.
또한, 본 발명에서는 전력 제어시 위상 불연속이 발생하지 않는 송신 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명에 따른 송신 장치는, 기저 대역 신호의 전력 제어 정보를 수신하고 출력 모드를 결정하여 출력 모드 신호를 제공하는 제어부와, 기저 대역 신호를 수신하여 위상 신호를 출력하고 출력 모드 신호가 제 1 출력 모드를 지시할 시 포락선 신호를 출력하는 신호 변환부와, 위상 신호를 상향 변환하는 위상 변조부와, 제 1 출력 모드시 포락선 신호와 상향 변환된 위상 신호를 결합하여 증폭하는 증폭부를 포함한다.
또한, 증폭부는, 출력 모드 신호가 제 2 출력 모드를 지시할 시 무릎 전압을 바이어스 전압으로 하여 상향 변환된 위상 신호를 증폭할 수 있다.
또한, 제어부는, 수신된 전력 제어 정보를 미리 설정된 임계값과 비교하여 제 1 출력 모드와 제 2 출력 모드를 식별하는 모드 식별 정보를 출력하는 전력 제 어부와, 모드 식별 정보를 수신하여 출력 모드 신호를 출력하는 모드 선택부를 포함할 수 있다.
또한, 신호 변환부는, 수신된 기저 대역 신호를 이용해서 위상 신호와 포락선 신호를 생성하는 신호 생성부와, 포락선 신호를 펄스 폭 변조하는 포락선 변조부를 포함할 수 있다.
또한, 신호 변환부는, 포락선 신호를 k-비트(bit)로 양자화하는 포락선 변환부를 포함할 수 있다.
또한, 제어부로부터 수신된 전압 제어 신호에 따라 크기가 변하는 직류 전압 값을 출력하는 DC/DC 컨버터와, 포락선 신호에 의해 활성화되어 증폭부의 바이어스 단자에 상기 직류 전압 값이 제공되도록 하는 스위치를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 방법은, 무선 통신 장치에서 신호의 송신 방법으로서, 기저 대역 신호의 전력 제어 정보를 수신하여 출력 모드를 결정하는 제 1 과정과, 기저 대역 신호를 수신하여 위상 신호를 출력하며 출력 모드 신호가 제 1 출력 모드를 지시할 시 포락선 신호를 출력하는 제 2 과정과, 위상 신호를 상향 변환하는 제 3 과정과, 제 1 출력 모드시 포락선 신호와 상향 변환된 위상 신호를 결합하여 증폭하는 제 4 과정을 포함한다.
또한, 출력 모드 신호가 제 2 출력 모드를 지시할 시 무릎 전압을 바이어스 전압으로 하여 상향 변환된 위상 신호를 증폭하는 과정을 더 포함할 수 있다.
또한, 제 1 과정은, 수신된 전력 제어 정보를 미리 설정된 임계값과 비교하여, 제 1 출력 모드와 제 2 출력 모드를 식별하는 모드 식별 정보를 출력하는 과정 과, 모드 식별 정보를 수신하여 출력 모드 신호를 출력하는 과정을 포함할 수 있다.
또한, 제 2 과정은, 수신된 기저 대역 신호를 이용해서 위상 신호와 포락선 신호를 생성하는 과정과, 포락선 신호를 펄스 폭 변조하는 과정을 포함할 수 있다.
또한, 포락선 신호를 k-비트(bit)로 양자화하는 과정을 더 포함할 수 있다.
또한, 전력 제어 정보를 수신하여 전압 제어 신호를 출력하는 제 5 과정과, 전압 제어 신호에 따라 크기가 변하는 직류 전압 값을 출력하는 제 6 과정과, 포락선 신호에 의해 활성화되어 증폭부의 바이어스 단자에 상기 직류 전압 값이 제공되도록 하는 제 7 과정을 더 포함할 수 있다.
본 발명의 송신 장치를 사용하면, 일반적인 이동통신 단말기 시스템에서 전력 제어 문제를 해결할 수 있는 이점이 있다. 또한, 이동통신 단말기 시스템에서 양자화 잡음을 개선시킬 수 있는 이점이 있다. 또한, 전력 제어시 위상의 불연속이 발생하지 않는 이점이 있다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 당업자에게 자명한 부분에 대하여는 본 발명의 요지를 흩뜨리지 않도록 생략하기로 한다. 또한 이하에서 설명되는 각 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해 사용된 것 일 뿐이며, 각 제조 회사 또는 연구 그룹에서 동일한 용도임에도 불구하고 서로 다른 용어로 사용될 수 있음에 유의해야 한다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치의 전체 구조를 도시한 도면이다. 이러한 송신 장치는, 제어부(520)와, 신호 변환부(530)와, 위상 변조부(540)와, 증폭부(550)를 포함한다.
기저 대역 신호 처리부(510)는 RF 신호를 수신하고, 전력 제어 정보를 출력한다. 전력 제어 정보는 아날로그 신호의 형태 또는 디지털 워드(word)의 형태로 출력될 수 있다. 아날로그 신호의 경우, 펄스 밀도 변조(pulse density modulation, PDM) 혹은 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM)된 신호일 수 있다. 이러한 형태들은 기저 대역 신호 처리부(510)의 상용 ASCI 특성에 의해서 좌우된다. 또한, 기대 대역 신호 처리부(510)는 이동 통신 단말기의 위치 및 에어 채널 퀄리티 상태에 따라 이동 통신 단말기의 전력 제어를 수행할 수 있다. 즉, 이동 통신 기지국과 근접하거나 채널 상태가 우수한 상태에서는 저 출력 신호를 송신하며, 기지국이 커버하는 셀(cell) 끝(edge) 부근이나 채널 상태가 나쁜 상태에서는 고 출력 신호를 송신한다. 일반적인 전력 제어 방법으로는 폐 루프(Closed loop) 또는 개 루프(open loop) 형태의 전력 제어 방식이 있지만, 이동 통신 단말기에서는 전력 제어 정보를 기지국에서 피드 백(feed back)을 받는 폐 루프 형태를 주로 이용한다. 이렇게 이동 통신 단말기의 상태에 따라 정해진 전력 제어 정보는 기저 대역 신호 처리부(510)에서 제어부(520)로 공급된다. 또한, 기저 대역 신호 처리부(510)는 수신된 RF 신호를 I(t)와 Q(t) 신호로 변환하여 출력한다.
제어부(520)는 기저 대역 처리부(510)에서 출력된 전력 제어 정보를 수신하고, 출력 모드를 결정하여 출력 모드 신호를 출력한다. 이러한 제어부(520)는 전력 제어부(521)와 모드 선택부(523)를 포함하는 것이 바람직하다. 전력 제어부(521)는 전력 제어 정보를 수신하여 미리 설정된 임계값과 비교한다. 그리고 비교된 결과에 따른 모드 식별 정보를 출력한다. 모드 식별 정보는 1 비트의 제어 신호로 표현할 수 있다. 모드 식별 정보를 보다 많은 비트로 표현할 수도 있으나, 본 발명의 실시 예에서는 제 1 출력 모드와 제 2 출력 모드로 2개의 출력 모드만으로 설명하므로 1 비트로 구현하는 것이 가장 바람직하다. 그러나 보다 많은 모드들에 따른 제어가 필요한 경우 가령, 3개의 모드가 존재하면 2 비트로 표현하는 것이 바람직할 것이다. 이러한 변형 예들은 당업자에게 자명하므로 여기서 더 설명하지 않기로 한다.
이러한 모드 식별 정보는 제 1 출력 모드와 제 2 출력 모드를 식별하는 신호이다. 이하, 제 1 출력 모드는 고 출력 모드를, 제 2 출력 모드는 저 출력 모드를 의미하는 것으로 하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치를 설명한다. 이러한 전력 제어부(521)는 비교기를 이용하여 구현할 수 있고, 룩-업(look-up) 테이블 형태로도 구현할 수 있으며, 기저 대역 신호가 아날로그 신호로 공급되는 경우 A/D 컨버터를 이용하여 구현할 수도 있다. 또한, 전력 제어 정보가 아날로그 신호인 경우에 전력 제어부(521)의 비교기는 아날로그 회로로 구현될 수 있으며, 아날로그 비교기는 단지 오피-앰프(op-amp) 형태로 구현될 수 있다.
또한, 전력 제어부(521)는 출력 모드에 따라 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)에 공급되는 DC 값을 결정할 수 있다. 이를 좀 더 구체적으로 설명하면, 전력 제어부(521)는 전력 제어 정보를 읽어 이에 따른 전압 제어 신호를 출력한다. 이러한 전압 제어 신호는 DC/DC 컨버터(560)에 공급되어 적절한 DC 값이 DC/DC 컨버터(560)에서 출력되도록 한다. DC/DC 컨버터(560)는 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)의 바이어스를 VDD ~ Vknee까지 변화시켜 고 출력 모드에서 전력 제어 역할을 수행한다. 즉, 전력 제어부(521)는 이동 통신 시스템에 맞는 분해도(resolution) 값에 매핑되는 룻-업 테이블(look-up table)의 개수를 메모리에 포함하고 있다가, 공급되는 전력 제어 정보를 읽어 그 값에 맞는 테이블 값을 DC/DC 컨버터(560)에 공급한다. DC/DC 컨버터(560)에 공급되는 신호는 디지털 또는 아날로그 신호일 수 있으며, 시스템의 전력 제어 방법에 따라 결정된다.
DC/DC 컨버터(560)는 배터리(V_battery)로부터 전원을 공급받아 동작하고, 전력 제어부(521)의 전압 제어 신호를 공급받아 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)로 VDD/VCC 값을 출력하는 역할을 수행한다. 이러한 DC/DC 컨버터(560)는 송신 트랜시버(transceiver) 안에 구현될 수도 있고, 이동 통신 단말기의 파워 매니지먼트 블록(power management block)에 구현될 수도 있다. 전력 제어부(521)에서 공급되는 전압 제어 신호가 디지털 신호인 경우 DC/DC 컨버터(560)는 내부에 메모리를 포함한 디코더(Decoder)가 내장될 수 있다.
모드 선택부(523)는 전력 제어부(521)에 출력된 모드 식별 정보를 수신하여 출력 모드를 선택한다. 그리고 출력 모드 신호를 출력한다. 모드 식별 정보의 상태가 "하이(high)" 인 경우에는 고 출력 모드로 동작하기 위하여 신호 변환부(530)로 고 출력 모드 신호를 출력한다. 모드 식별 정보의 상태가 "로우(low)" 인 경우에는 저 출력 모드로 동작하기 위하여 신호 변환부(530)로 저 출력 모드 신호를 출력한다. 이러한 모드 선택부(523)는 1 비트 비교기를 포함하여 구현될 수 있다. 또한, 간단한 스위치 구조 형태의 회로로 구현되어 신호 변환부(530)의 동작을 제어할 수 있다. 또한, 모드 선택부(523)는 고 출력 모드시에 신호 변환부(530)의 포락선 변환부(531)와 펄스 폭 변조부(535)를 동작시킨다. 이와 같이, 전력 제어부(521)와 모드 선택부(523)를 포함하는 제어부(520)에 의해 고 출력 모드와 저 출력 모드가 결정된다.
신호 변환부(530)는 기저 대역 신호를 수신하여 위상 신호를 출력하고, 출력 모드 신호가 고 출력 모드를 지시할 시 포락선 신호를 출력한다. 이러한 신호 변환부(530)는 신호 생성부(531)와, 포락선 변환부(533)와, 펄스 폭 변조부(535)를 포함할 수 있다.
신호 생성부(531)는 기저 대역 신호를 수신하여 아웃-페이징(out-phasing)된 위상 신호를 출력한다. 또한, 신호 생성부(531)는 제어부(520)에서 전력 제어 레벨을 공급받아 A(t)를 전력 제어 레벨에 맞게 정규화(normalize)하여 Φ(t)를 계산한다. 그리고 고 출력 모드를 지시하는 출력 모드 신호를 모드 선택부(523)로부터 공급받으면, 포락선 신호를 출력한다. 일반적인 아웃-페이징 기법은 입력 신호의 크기가 크게 변하는 시스템에 있어서 불필요한 전력 소모로 그 효율이 감소한다. 따라서 본 발명의 일 실시 예에 있어서는 위 방법과 달리 도 4에 도시된 방법을 사용하여 아웃-페이징된 위상 신호를 출력한다. 도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치에 사용되는 아웃-페이징 기법을 설명하기 위한 도면이다. 도 4에 도시된 방법은 출력 범위(boundary)를 결정하는
Figure 112008080853477-PAT00002
값을 포락선 신호의 크기에 따라 변하게 하는 기법을 사용한다. 포락선 신호의 크기가
Figure 112008080853477-PAT00003
인 'a1'은 크기가
Figure 112008080853477-PAT00004
인 두 개의 벡터의 합으로 표현되고, 포락선 크기가 작은
Figure 112008080853477-PAT00005
인 'a2'는
Figure 112008080853477-PAT00006
인 두 개의 벡터의 합으로 표현된다. 이를 수식적으로 표현하면 아래의 <수학식 2>와 같다.
Figure 112008080853477-PAT00007
<수학식 2> 에 있어서,
Figure 112008080853477-PAT00008
는
Figure 112008080853477-PAT00009
부터
Figure 112008080853477-PAT00010
까지 입력되는 포락선 신호의 크기에 따라 변한다. 만약
Figure 112008080853477-PAT00011
이 최소 크기의 신호까지 표현할 수 있으면,
Figure 112008080853477-PAT00012
는 이상적인 포락선 신호의 특징을 지니게 된다. 이러한 방법은 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)의 입력에 아웃-페이징된 크기가 일정한 위상 신호만을 입 력시키기 때문에 그 효율이 우수하다. 하지만, 출력된
Figure 112008080853477-PAT00013
값을 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)에 인가하면 일반적인 송신 장치와 같이 전력 제어가 되지 않기 때문에, 본 발명의 일 실시 예에서는 출력 영역을 두 가지 모드로 나눈다. 먼저, 고 출력 모드인 경우에 아웃-페이징 기법으로 출력되는 포락선 신호의
Figure 112008080853477-PAT00014
를 펄스 폭 변조부(535)를 통과하게 하여 고 효율 특성을 유지하도록 하고, 무릎 전압(
Figure 112008080853477-PAT00015
)까지의 동적 범위를 가지게 한다.
다음으로, 무릎 전압보다 낮은 크기를 갖는 신호를 증폭하는 저 출력 모드에서는 아웃-페이징 기법을 사용한다. 좀 더 구체적으로, 저 출력 모드시에는 증폭부(550)의 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)의 바이어스 단자는 무릎 전압으로 고정된다. 따라서 이를 수식으로 표현하면 아래의 <수학식 3>과 같다.
Figure 112008080853477-PAT00016
<수학식 3>을 참조하면,
Figure 112008080853477-PAT00017
를 이용하여 작은 크기를 갖는 A(t)에 대해 서도
Figure 112008080853477-PAT00018
와
Figure 112008080853477-PAT00019
가 표현된다. 따라서 S(t)는 작은 전력 제어 범위에서도 표현될 수 있다.
한편, 고 출력 모드시에 신호 생성부(531)에서 출력되는 아웃-페이징된 포락선 신호는 원 신호의 포락선 신호이기 때문에, 포락선 신호의 크기 변화가 매우 심하다. 따라서 이를 펄스 폭 변조부(535)에 그대로 입력하면, 펄스 폭 변조부(535)에 구비된 양자화기의 양자화 잡음이 커진다. 이러한 양자화 잡음은 공급되는 포락선 신호의 최대값과 최소값의 차에 의한 함수가 되며, 최대값과 최소값의 차가 작으면 작을수록 양자화 잡음은 작아진다.
포락선 변환부(533)는 포락선 신호를 신호 생성부(531)에서 공급받아 포락선 신호의 최대, 최소 크기를 정하여 포락선 신호를 K-비트로 양자화하는 역할을 수행한다. 이를 좀 더 구체적으로 설명하면, 포락선 신호의 최소값을 임의의 값인 R로 정하여 최대값과 최소값의 차이를 줄인다. 여기서, 포락선 신호의 최소값을 임의의 값으로 올리면 신호의 왜곡이 일어나지만, 아웃-페이징 기법을 이용하여 위상 신호인
Figure 112008080853477-PAT00020
값을
Figure 112008080853477-PAT00021
으로 변환시키면 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)의 출력 신호는 원 신호로 복원될 수 있다. 본 발명에서 제안하는 이러한 기법은 시스템의 효율이 감소되지 않는 범위에서 펄스 폭 변조부(535)에 공급되는 포락선 신호의 최대값과 최소값의 범위를 줄여 양자화 잡음을 줄일 수 있다. 여기서 최소값은 포락선 신호의 특성에 따라 좌우되는데, 이에 앞서 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치가 적용될 수 있는 IMT-advanced 시스템에 대해서 살펴보기로 한다.
도 8은 IMT-advanced 시스템의 상향 링크 송신 신호의 크기에 따른 확률 분포를 보여주는 그래프이다.
도 8에서, 피크 대 평균값은 9~10dB 이며, 피크 대 최소값의 범위는 50~60dB까지 변하는 특성을 보인다. 최소값 R이 피크 값에 가깝게 설정이 되면 펄스 폭 변조부에 공급되는 포락선 신호의 동적 범위가 작아져 양자화 잡음은 준다. 하지만, R보다 작은 포락선 신호에 대해서는 항상 R/2 크기를 스위칭 전력 증폭기가 증폭해야하기 때문에 시스템의 효율이 많이 감소한다. 따라서 시스템의 효율을 감소시키지 않고 양자화 잡음을 최소화 시키는 최적화된 R값을 결정해야 한다. 따라서 피크 신호보다 약 12dB 작고, 평균 신호 크기보다 2 ~ 3dB 정도 레벨에서 R값을 설정하면 시스템 효율이 1% 이내로 감소시키면서 양자화 잡음은 3dB 이상의 개선 효과가 나타날 수 있다. 왜냐하면 포락선 신호의 확률 분포 상 R보다 작은 신호의 실제 데이터 개수가 전체적인 데이터 개수에 비해 현저히 적기 때문이다.
이상에서 IMT-advanced 시스템을 예로 들어 설명하였지만, R값을 정하는 방법은 상술한 IMT-advanced 시스템에 국한되지 않으며 다른 종류의 시스템에 적용되는 경우에도 상기 기술된 것처럼 확률 분포에 따른 RF값의 정의가 그대로 적용될 수 있다. 특히 피크 대 평균값들의 크기가 크지 않은 CDMA, EDGE 등의 시스템에서는 더욱더 우수한 양자화 잡음 감소 효과를 볼 수 있다.
펄스 폭 변조부(535)는 k-비트로 양자화된 포락선 신호를 수신하여, "1" 또는 "0"의 상태를 가진 비트 시퀀스(bit sequence)를 출력한다. 이러한 펄스 폭 변조부(535)는 디지털 하드웨어에 속하여 디지털 회로등과 같이 ASCI로 구현할 수 있 고, 아날로그 방식으로도 구현할 수 있다. 아날로그 회로 형태로 구현한다면 포락선 신호는 디지털 신호에서 아날로그 신호로 컨버팅 되어 펄스 폭 변조부(535)로 입력된다.
한편, 펄스 폭 변조부(535)에서 출력되는 1-bit 신호의 하이 상태(high state)는 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)의 바이어스 레벨인 VDD/VCC에 매핑되고, 로우 상태(low state)는 '0'으로 매핑된다. 따라서 VDD/VCC 값을 출력 레벨에 맞게 감소시킬 수 있다. 펄스 폭 변조부(535)의 기능은 아웃-페이징되고 레벨 폭이 제한이 된 양자화된 포락선 신호를 단지 1-비트로 표현하는 수단이기 때문에 펄스 폭 변조부(535)에 대해서만 그 기능을 국한하지 않는다. 델타-시그마 변조기가 이용될 수 있으며 재정립된 포락선을 1-비트로 표현하는 모든 디지털/아날로그적인 회로 형태를 모두 포함한다.
도 9는 펄스 폭 변조부(535)의 일 예를 도시한 도면이다.
도 9에 도시된 펄스 폭 변조부(535)는, 디지털 AGC 블록(Digital Auto Gain Control block)(910)과, 비교기(920)와, 1-비트 신호 생성기(930)를 포함할 수 있다. 디지털 AGC 블록(910)은 펄스 폭 변조부(535)의 동적 범위에 대한 오차를 줄이는 역할을 수행한다. 또한, 디지털 AGC 블록(910)은 비교기에 입력되는 포락선 신호의 최대 크기와 레퍼런스 톱니 파형의 최대 크기를 같게 만드는 역할을 수행한다. 비교기(920)는 디지털 AGC 블록(910)에서 출력된 신호와 레퍼런스 톱니 신호를 비교한다. 1-비트 신호 생성기(930)는 비교기(920)에서 출력된 신호를 공급받아 1- 비트의 신호를 생성한다. 이러한 펄스 폭 변조부(535)는 포락선 신호(
Figure 112008080853477-PAT00022
)와 레퍼런스 톱니(Reference sawtooth) 신호(또는 랜덤 톱니 파형, 삼각 파형)의 크기를 비교하여 레퍼런스 신호보다 크면 "1"을 출력하고, 작으면 "0"을 출력한다. 이에 대한 결과는 도 10에서 확인할 수 있다.
도 10은 IMT-advanced 실제 신호를 신호 생성부(531)와, 포락선 변환부(533)와, 펄스 폭 변조부(535)를 통과시킨 출력 신호 특성을 나타낸 그래프이다. 도 10의 (a)는 시간 영역에서의 그래프이고, (b)는 주파수 영역에서의 그래프이다.
위상 변조부(540)는 신호 변환부(530)에서 출력된 아웃-페이징된 위상 신호를 수신하여, 위상 신호를 상향 변환한다. 위상 신호를 상향 변환 시키는 방법은 여러 가지가 있을 수 있는데 위상 신호를 DAC 하여 아날로그 신호로 변환하는 경우 상향 변환기를 이용하여 상향 변환 시킬 수 있다. 이 경우, 위상 변조부(540)는 일반적인 쿼드러처 모듈레이터 형태로 구현될 수 있으며, IF 신호의 경우에는 DAC는 업-믹서(up-mixer)로 구현될 수 있다.
한편, 위상 변조부(540)는 위상 변위기(phase shifter)를 사용하여 구현할 수 있다. 변조된 위상 신호는 전압 혹은 디지털 워드 형태로 출력된다. 위상 변조기를 사용하는 경우에는 DAC를 사용하지 않는다는 장점이 있지만, 만약 위상 신호의 밴드 폭이 크면, 즉 위상 신호의 변조가 빠르게 변하는 경우에는 위상 변위기의 시간 지연 특성에 의해서 원하는 위상 신호를 출력하지 못하는 단점을 가질 수 있다. 따라서 낮은 샘플링 속도와 협 대역 밴드 폭을 가지는 시스템, 예를 들면 CDMA, GSM, EDGE, WCDMA 등의 경우에는 위상 변조기를 사용하는 것이 바람직하고, 높은 샘플링 속도와 광 대역 밴드 폭을 가지는 시스템, 예를 들면 IMT-advanced, WiMAX, WiBro, WLAN등의 경우에는 DAC를 이용한 상향 변환기를 사용하는 것이 바람직하다. 본 발명의 일 실시 예에 있어서는 위상 변조기와 DAC가 포함된 상향 변조기의 선택을 어느 하나에 국한 시키지 않고 당사업자의 어플리케이션에 따라 선택되어진다는 사실을 명시한다.
증폭부(550)는 고 출력 모드시 포락선 신호와 상향 변환된 위상 신호를 결합하여 증폭하거나, 저 출력 모드 시 무릎 전압을 바이어스 전압으로 하여 상향 변환된 위상 신호를 증폭한다. 이러한 증폭부(550)는 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)과, RF 컴바이너(555)를 포함할 수 있다. "1" 또는 "0"의 상태를 가진 포락선 신호는 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)에 공급되고, 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)은 위상 신호와 포락선 신호를 결합하여 증폭한 후, RF 컴바이너(555)로 출력한다. RF 컴바이너(555)는 두 경로에서 공급되는 아웃-페이징(out-phasing)된 신호를 결합한다.
한편, 도 5에 도시하진 않았지만, 양자화된 포락선 신호를 증폭부(550)의 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)에 인가하는 방법에 있어서, 위상 신호에 1-비트의 신호가 곱하여진 후, 위상 신호가 상향 변환 되어 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)에 입력되는 방법이 있다. 이와 같은 방법으로 구현하는 경우 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)은 DC/DC 컨버터(560)와 인터페이스 되어 회로가 간단해지는 장점이 있다. 또한, 위상 변조기를 사용하는 경우에는 위상 변조기의 출력 신호에 1-비트 의 포락선 신호를 표현할 수 있는 온/오프(On/Off) 스위치를 두어, 포락선 신호와 위상 신호를 곱한 후, 스위칭 전력 증폭기들(551, 553)에 입력시키는 방법도 있다.
대역 통과 필터(580)는 증폭부(550)에서 출력되는 증폭 신호의 하모닉(harmonic) 성분을 필터링 한다. 그리고 필터링된 출력 신호를 안테나 단으로 전달한다. 이러한 대역 통과 필터(580)의 컷-오프(cut-off) 특성은 펄스 폭 변조부(535)의 레퍼런스 신호의 주기에 따라서 결정된다. 왜냐하면 최종 출력 신호의 하모닉 성분은 펄스 폭 변조부(535)의 레퍼런스 신호의 주기의 고 차배 주파수에서 발생하기 때문이다.
이러한 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치는, 기저 대역 신호의 전력 제어 정보를 통하여 듀얼 모드로 동작하므로, 이상적으로 효율이 100%인 장점이 있다. 또한, 포락선 신호의 피크와 최소값의 크기 차를 제한하여 양자화 잡음을 개선시킬 수 있는 장점이 있다. 또한, 저 출력 모드에서는 종래의 기술이 안고 있는 전력 제어 범위의 제한 문제를 아웃-페이징 기법을 이용하여 해결함으로써, 송신 장치의 동적 범위의 제한을 제거할 수 있다. 또한, 전력 제어 시 위상의 불연속이 발생하지 않기 때문에, 전력 제어 방법이 간단하며 위상 불연속점의 보정을 위한 하드웨어 또는 소프트웨어 적인 추가 구성이 필요 없다는 장점이 있다.
도 6 및 도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치의 듀얼 모드 동작 원리를 간략히 도시한 것이다.
도 6을 참조하면, 고 출력 모드의 경우 변조된 위상 신호
Figure 112008080853477-PAT00023
가 스위칭 전력 증폭기들(651, 653)로 입력되고,
Figure 112008080853477-PAT00024
로 표현되는 아웃-페이징된 포락선 신호가 펄스 폭 변조부(635)의 1-bit 양자화기를 거쳐 스위칭 전력 증폭기들(651, 653)의 바이어스 단자로 입력된다. 스위칭 전력 증폭기들(651, 653)의 출력 신호(s(t))는 벡터의 합을 표현하는 RF 컴바이너(655))를 거쳐 대역 통과 필터(680)로 공급된다. 한편, 도 7을 참조하면, 저 출력 모드의 경우 VDD/VCC가 무릎 전압(Vknee) 이하로 내려가면, 스위칭 전력 증폭기들(751, 753)은 구동하지 못한다. 이때는 스위칭 전력 증폭기들(751, 753)의 바이어스 전압은 무릎 전압으로 고정하고, 일반적인 아웃-페이징 기법을 사용하여 원하는 신호를 출력한다.
도 11은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 송신 방법을 설명하기 위한 순서도이다.
도 11을 참조하면, 기저 대역 신호로부터 전력 제어 정보를 획득한다(1101). 전력 제어 정보는 아날로그 신호의 형태 또는 디지털 워드의 형태로 출력된다. 이러한 형태들은 ASCI 특성에 의해서 좌우된다.
획득된 전력 제어 정보를 미리 설정된 임계값과 비교(1102)한다. 비교 방법은 일반적인 비교기를 이용하여 비교할 수 있고, 룩-업(look-up) 테이블을 이용하여 비교할 수 있으며, 기저 대역 신호가 아날로그 신호로 공급되는 경우에는 A/D 컨버터를 이용하여 비교할 수도 있다. 또한, 전력 제어 정보가 아날로그 신호인 경우에는 아날로그 회로를 이용하여 비교할 수 있다. 비교된 결과에 의하여 출력 모 드가 결정된다. 먼저, 전력 제어 정보가 임계값보다 크면 고 출력 모드로 동작한다. 고 출력 모드의 경우, 기저 대역 신호에서 아웃-페이징된 위상 신호와 포락선 신호를 생성(1111)한다. 아웃-페이징된 위상 신호를 출력하는 방법은, 앞서 도 4와 수학식 2의 설명으로 대체한다. 위상 신호는 위상 변조기 또는 DAC를 포함하는 상향 변환기를 이용하여 상향 변환(1112)한다. 그리고 포락선 신호는 k-비트로 양자화 한 후(1113), 펄스 폭 변조한다(1114). 다음으로, 상향 변조된 위상 신호와 펄스 폭 변조된 포락선 신호를 결합하여 증폭한다(1115).
한편, 전력 제어 정보가 임계값보다 작은 경우에는 저 출력 모드로 동작한다. 저 출력 모드는 입력 신호가 무릎 전압보다 낮은 크기를 갖는 경우를 말한다. 신호를 증폭하는 저 출력 모드에서는 일반적인 아웃-페이징 기법을 사용한다. 저 출력 모드 시 증폭부의 바이어스 단자를 무릎 전압으로 고정한다(1121). 따라서 출력되는 신호는 상기 수학식 3과 같이 표현된다. 다음으로, 기저 대역 신호로부터 아웃-페이징된 위상 신호를 생성하고(1122), 생성된 위상 신호를 상향 변환한다(1123). 그리고 상향 변환된 위상 신호를 증폭한다(1124).
고 출력 모드 또는 저 출력 모드 시에 출력된 신호(S(t))의 하모닉 성분을 필터링을 통해 제거하고(1131), 필터링된 출력 신호를 안테나로 송신한다(1141).
도 1 및 도 2는 포락선 신호를 송신하기 위한 송신 장치의 일반적인 구성을 예시한 도면이다.
도 3은 일반적인 스위칭 전력 증폭기에 사용되는 트랜지스터의 바이어스 포인트를 도시한 그래프이다.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치에 사용되는 아웃-페이징 기법을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치의 전체 구조를 도시한 도면이다.
도 6 및 도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치의 듀얼 모드 동작 원리를 간략히 도시한 것이다.
도 8은 IMT-advanced 시스템의 상향 링크 송신 신호의 크기에 따른 확률 분포를 보여주는 그래프이다.
도 9는 펄스 폭 변조부의 일 예를 도시한 도면이다.
도 10은 IMT-advanced 실제 신호를 본 발명의 일 실시 예에 따른 송신 장치에 통과시켰을 때 출력된 신호의 특성을 나타낸 그래프이다.
도 11은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 송신 방법을 설명하기 위한 순서도이다.

Claims (12)

  1. 기저 대역 신호의 전력 제어 정보를 수신하고 출력 모드를 결정하여 출력 모드 신호를 제공하는 제어부와,
    상기 기저 대역 신호를 수신하여 위상 신호를 출력하고, 상기 출력 모드 신호가 제 1 출력 모드를 지시할 시 포락선 신호를 출력하는 신호 변환부와,
    상기 위상 신호를 상향 변환하는 위상 변조부와,
    상기 제 1 출력 모드시 상기 포락선 신호와 상기 상향 변환된 위상 신호를 결합하여 증폭하는 증폭부를 포함하는, 송신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 증폭부는,
    상기 출력 모드 신호가 제 2 출력 모드를 지시할 시 무릎 전압을 바이어스 전압으로 하여 상향 변환된 상기 위상 신호를 증폭하는, 송신 장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 수신된 전력 제어 정보를 미리 설정된 임계값과 비교하여 상기 제 1 출력 모드와 제 2 출력 모드를 식별하는 모드 식별 정보를 출력하는 전력 제어부와,
    상기 모드 식별 정보를 수신하여 상기 출력 모드 신호를 출력하는 모드 선택 부를 포함하는, 송신 장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 신호 변환부는,
    상기 수신된 기저 대역 신호를 이용해서 상기 위상 신호와 상기 포락선 신호를 생성하는 신호 생성부와,
    상기 포락선 신호를 펄스 폭 변조하는 포락선 변조부를 포함하는, 송신 장치.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 신호 변환부는,
    상기 포락선 신호를 k-비트(bit)로 양자화하는 포락선 변환부를 포함하는, 송신 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어부로부터 수신된 전압 제어 신호에 따라 크기가 변하는 직류 전압 값을 출력하는 DC/DC 컨버터와,
    상기 포락선 신호에 의해 활성화되어 상기 증폭부의 바이어스 단자에 상기 직류 전압 값이 제공되도록 하는 스위치를 더 포함하는, 송신 장치.
  7. 무선 통신 장치에서 신호의 송신 방법에 있어서,
    기저 대역 신호의 전력 제어 정보를 수신하여 출력 모드를 결정하는 제 1 과정과,
    상기 기저 대역 신호를 수신하여 위상 신호를 출력하며, 상기 출력 모드 신호가 제 1 출력 모드를 지시할 시 포락선 신호를 출력하는 제 2 과정과,
    상기 위상 신호를 상향 변환하는 제 3 과정과,
    상기 제 1 출력 모드시 상기 포락선 신호와 상기 상향 변환된 위상 신호를 결합하여 증폭하는 제 4 과정을 포함하는, 송신 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 출력 모드 신호가 제 2 출력 모드를 지시할 시 무릎 전압을 바이어스 전압으로 하여 상향 변환된 상기 위상 신호를 증폭하는 과정을 더 포함하는, 송신 방법.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 제 1 과정은,
    상기 수신된 전력 제어 정보를 미리 설정된 임계값과 비교하여, 상기 제 1 출력 모드와 제 2 출력 모드를 식별하는 모드 식별 정보를 출력하는 과정과,
    상기 모드 식별 정보를 수신하여 상기 출력 모드 신호를 출력하는 과정을 포함하는, 송신 방법.
  10. 제 7 항에 있어서, 상기 제 2 과정은,
    상기 수신된 기저 대역 신호를 이용해서 상기 위상 신호와 상기 포락선 신호를 생성하는 과정과,
    상기 포락선 신호를 펄스 폭 변조하는 과정을 포함하는, 송신 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 포락선 신호를 k-비트(bit)로 양자화하는 과정을 더 포함하는, 송신 방법.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 전력 제어 정보를 수신하여 전압 제어 신호를 출력하는 제 5 과정과,
    상기 전압 제어 신호에 따라 크기가 변하는 직류 전압 값을 출력하는 제 6 과정과,
    상기 포락선 신호에 의해 활성화되어 증폭부의 바이어스 단자에 상기 직류 전압 값이 제공되도록 하는 제 7 과정을 더 포함하는, 송신 방법.
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