JP4669513B2 - 送信回路及び通信機器 - Google Patents

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Description

本発明は、携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器に用いられる送信回路に関し、より特定的には、高効率かつ低歪みで動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器に関する。
携帯電話や無線ＬＡＮ等の通信機器は、広いパワー増幅の範囲で送信信号の線形性を確保しつつ、かつ低消費電力で動作することが求められている。そして、このような通信機器には、高効率かつ低歪みで動作する送信回路が用いられる。以下に、従来の送信回路について説明する。
従来の送信回路としては、変調信号の包絡線の大きさに応じて、増幅部に供給する電圧を制御する送信回路が開示されている（例えば、非特許文献１参照）。図２９は、従来の送信回路９００の構成の一例を示すブロック図である。従来の送信回路９００おいて、信号生成部９０１は、直交信号であるＩ、Ｑ信号を生成する。Ｉ、Ｑ信号は、ベクトル変調部９０２に入力される。ベクトル変調部９０２は、Ｉ、Ｑ信号をベクトル変調して変調信号として出力する。ベクトル変調部９０２としては、典型的には、直交変調器が用いられる。ベクトル変調部９０２から出力された変調信号は、分配器９０３を介して、検波部９０４及び増幅部９０６に入力される。
検波部９０４は、変調信号の包絡線の大きさを検波してレギュレータ９０５に出力する。レギュレータ９０５には、電源端子９０７から直流電圧が供給されている。レギュレータ９０５は、検波部９０４で検波された変調信号の包絡線の大きさに応じた電圧を増幅部９０６に供給する。増幅部９０６は、変調信号をレギュレータ９０５から供給された電圧に応じて増幅する。増幅部９０６で増幅された変調信号は、送信信号として出力端子９０８から出力される。このように、従来の送信回路９００は、変調信号の包絡線の大きさに応じて増幅部９０６に供給する電圧を制御することで、特にベクトル変調部９０２から出力される変調信号の包絡線が大きい場合に増幅部９０６での歪み特性が劣化することを防いでいた。
また、従来の送信回路としては、基地局との交信に必要な送信電力をＷ−ＣＤＭＡ方式に従ってスロット時間毎に制御する送信回路が開示されている（例えば、特許文献１参照）。図３０は、従来の送信回路９１０の構成の一例を示すブロック図である。従来の送信回路９１０において、テーブル参照部９１３には、送信電力の大きさに対応して、増幅部９１６が常に最大効率で動作するような電源電圧の情報が格納されている。レギュレータ９１４には、入力端子９１１及びテーブル参照部９１３を介して、スロット時間毎に送信電力が平均化された平均電力に対応した電圧が入力される。また、レギュレータ９１４には、電源端子９１５から直流電圧が供給されている。
レギュレータ９１４は、入力された平均電力に対応した電源電圧の情報をテーブル参照部９１３から読み出して、増幅部９１６に供給する電圧を制御する。増幅部９１６は、入力端子９１２を介して入力された変調信号をレギュレータ９１４から供給された電圧に応じて増幅する。増幅部９１６で増幅された変調信号は、送信信号として出力端子９１７から出力される。このように、従来の送信回路９１０は、送信電力のスロット時間毎の平均電力に基づいて、増幅部９１６に供給する電圧を制御することで高効率かつ低歪みな動作を実現していた。
また、従来の送信回路としては、例えば、直交変調等の変調方式を利用して、送信信号を生成する送信回路（以下、直交変調回路と記す）があった。なお、直交変調回路については、広く知られているため説明を省略する。また、直交変調回路よりも高効率に線形性の高い送信信号を出力する従来の送信回路としては、非特許文献２に開示されている送信回路があった。図３１は、非特許文献２に開示されている従来の送信回路９２０の構成の一例を示すブロック図である。図３１において、従来の送信回路９２０は、信号生成部９２１、角度変調部９２２、電源端子９２３、レギュレータ９２４、振幅変調部９２５、及び出力端子９２６を備える。
信号生成部９２１は、振幅信号及び位相信号を生成する。振幅信号は、レギュレータ９２４に入力される。レギュレータ９２４には、電源端子９２３から直流電圧Ｖｂが供給されている。レギュレータ９２４は、入力された振幅信号に応じて制御された電圧Ｖｃを振幅変調部９２５に供給する。また、位相信号は、角度変調部９２２に入力される。角度変調部９２２は、入力された位相信号を角度変調して角度変調信号を出力する。角度変調信号は、振幅変調部９２５に入力される。振幅変調部９２５は、角度変調信号をレギュレータ９２４から供給された電圧Ｖｃで振幅変調して、角度変調及び振幅変調された変調信号として出力する。この変調信号が、送信信号として出力端子９２６から出力される。なお、このような送信回路９２０をポーラ変調回路という。
特開平１１−２５１９３４号公報 米国特許第６６３６１１２号明細書 ピー．ビー．ケニングトン（Ｐ．Ｂ．Ｋｅｎｉｎｇｔｏｎ）、「ハイ リニアリティ アールエフ アムプリファイア デザイン（Ｈｉｇｈ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ Ｒｆ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ）」、アーチ ハウス マイクロウェーブ ライブラリ（Ａｒｔｃｈ Ｈｏｕｓｅ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｌｉｂｒａｒｙ）、米国、２０００年１月、ｐ４２６−５１２ エフ・エッチ・ラーブ（Ｆ．Ｈ．Ｒａａｂ）他、「ハイ−エフィシェンシー エル−バンド カーン−テクニック トランスミッター（Ｈｉｇｈ−ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｌ−ｂａｎｄ Ｋａｈｎ−ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ）」、１９９８年 アイトリプルイー・エムティティ−エス イント・マイクロウェーブ・シンポ・ディグ（１９９８ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｉｎｔ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐ．Ｄｉｇ．）
しかしながら、従来の送信回路９００（図２９参照）には、ベクトル変調部９０２でベクトル変調された信号の包絡線によって増幅部９０６に供給される電圧が連続的に変化するため、増幅部９０６が線形領域だけでなく非線形領域（飽和領域）においても動作する可能性があった。例えば、増幅部９０６は、送信信号の線形性を保つためには一定以上の電圧が常に供給される必要があるため、仮に一定以上の電圧が供給されなかった場合には出力信号の線形性を保つことができなかった。あるいは、従来の送信回路９００は、一時的にベクトル変調された信号の包絡線が増幅部９０６の線形領域を超えて大きくなったときも、出力信号の線形性を保つことができなかった。
また、従来の送信回路９１０（図３０参照）は、スロット時間毎の平均電力を用いて増幅部９１６に供給する電圧を制御しているので、急な送信信号の電力変化には対応できずに、必ずしも高効率かつ低歪みな動作を実現できない可能性があった。例えば、従来の送信回路９１０は、スロット時間における平均電力は高いがそれよりも短い時間においては平均電力が低いような場合も、スロット時間で平均化された平均電力に対応した電圧を増幅部９１６に供給する可能性があった。このため増幅部９１６において無駄な電力が発生し、必ずしも高効率な動作を行なうことができなかった。逆に、スロット時間の平均電力は低いがそれより短い時間においては平均電力が高いような場合は、増幅部９１６に供給される電圧が不足し、送信信号が歪む可能性があった。
また、従来の送信回路９２０（図３１参照）においては、レギュレータ９２４が出力する電圧Ｖｃを振幅信号で制御していたため、振幅信号が小さいときには、レギュレータ９２４での損失が大きくなり、送信回路としての効率が低下していた。図３２は、従来の送信回路９２０の問題点を説明する図である。図３２を参照して、電源端子９２３がレギュレータ９２４に供給する電圧Ｖｂと、レギュレータ９２４が振幅変調部９２５に供給する電圧Ｖｃとの差がレギュレータ９２４での損失である。そして、振幅信号が小さいときに、このＶｂとＶｃとの差が大きくなり、送信回路としての効率が低下していた。
このような損失を低減するために、特許文献２には、レギュレータをシリーズレギュレータとスイッチングレギュレータとで構成する従来の送信回路９３０が開示されている。図３３は、特許文献２に開示されている従来の送信回路９３０の構成の一例を示すブロック図である。図３３において、従来の送信回路９３０は、レギュレータ９３１と、振幅変調部９３２とを備える。レギュレータ９３１は、スイッチングレギュレータ９３３と、シリーズレギュレータ９３４とで構成されている。図３４は、従来の送信回路９３０におけるレギュレータ９３１の動作を説明する図である。図３４を参照して、スイッチングレギュレータ９３３には、出力すべき送信信号の電力の大きさを示す電力情報が入力される。
スイッチングレギュレータ９３３は、電力情報によって制御された電圧Ｖｓをシリーズレギュレータ９３４に供給する。スイッチングレギュレータ９３３は、電力情報の周波数が振幅信号と比べて低いため、高効率に動作することができる。シリーズレギュレータ９３４は、振幅信号の大きさによって制御された電圧Ｖｃを振幅変調部９３２に供給する。このように、従来の送信回路９３０によれば、スイッチングレギュレータ９３３が電力情報によって制御された電圧Ｖｓをシリーズレギュレータ９３４に供給することで、レギュレータ９３１での損失を低減していた。
しかしながら、従来の送信回路９３０（図３３参照）においては、電力情報の周波数が振幅信号と比べて低いため、スイッチングレギュレータ９３３の動作が振幅信号の変化に追随できずに、シリーズレギュレータ９３４の損失を十分には低減することができなかった。図３５は、従来の送信回路９３０の問題点を説明する図である。図３５に示すように、従来の送信回路９３０は、スイッチングレギュレータ９３３がシリーズレギュレータ９３４に供給する電圧Ｖｓと、シリーズレギュレータ９３４が振幅変調部９３２に供給する電圧Ｖｃとの差が依然として存在していた。このため、従来の送信回路９３０は、シリーズレギュレータ９３４での損失を十分には低減することができずに、送信回路としての効率が低下していた。
それ故に、本発明の目的は、上記課題を解決し、広い出力電力の範囲に渡って、高効率かつ低歪みに動作する送信回路、及びそれを用いた通信機器を提供することである。
本発明は、入力データに基づいて送信信号を生成して出力する送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の送信回路は、入力データに基づいて、Ｉ，Ｑ信号から構成されるベクトル信号と、ベクトル信号の大きさを示す振幅信号とを生成する信号生成部と、ベクトル信号をベクトル変調するベクトル変調部と、ベクトル変調部でベクトル変調された信号を増幅する増幅部と、振幅信号に所定の信号処理を施して出力する信号処理部と、信号処理部から出力された信号の大きさに基づいて、増幅部に供給する電圧を制御するレギュレータとを備える。信号処理部は、少なくとも１つ以上のしきい値と、当該しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持し、所定の時間毎に振幅信号がしきい値を超えるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を出力する。
好ましくは、所定の時間は、送信回路の平均出力電力を制御する時間よりも短い。
好ましくは、信号処理部は、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持し、所定の時間毎に振幅信号がしきい値を超えるか否かを判定し、判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、選択した離散値を有する信号を出力する判定量子化部とを含む。
判定量子化部は、所定の時間毎に振幅信号の最大値を検出する最大振幅検出部と、所定の時間毎に振幅信号の最大値がしきい値を超えるか否かを判定し、判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、選択した離散値を有する信号を出力する量子化部とを有する。
また、信号生成部は、送信信号の送信電力の大きさを示す電力情報をさらに出力してもよい。このような場合、送信回路は、ベクトル変調部でベクトル変調された信号を電力情報に応じた利得で増幅する可変利得増幅部をさらに備える。信号処理部は、電力情報と振幅信号とを掛け算することで、電力情報に応じて大きさが制御された振幅信号を判定量子化部に出力する掛け算部をさらに備える。あるいは、信号処理部は、電力情報に基づいて、しきい値及び離散値の大きさを変更してもよい。
好ましくは、信号処理部は、送信電力の大きさの２乗根に反比例するように、しきい値及び離散値の大きさを変更する。あるいは、信号処理部は、しきい値及び離散値が送信電力の大きさに対応して最適に設定されたテーブル情報を参照して、しきい値及び離散値の大きさを変更してもよい。また、送信回路は、信号生成部によって生成されたベクトル信号を、増幅部で発生する歪みが抑圧されるように補償する歪み補償部をさらに備えてもよい。レギュレータは、シリーズレギュレータあるいはスイッチングレギュレータである。
好ましくは、レギュレータは、信号処理部が出力した信号の大きさに応じて制御された電圧を増幅部に供給するシリーズレギュレータと、信号処理部が出力した信号に所定の演算処理を施して出力する演算部と、演算部が出力した信号の大きさに応じて制御された電圧をシリーズレギュレータに供給するスイッチングレギュレータとを含む。演算部は、スイッチングレギュレータが出力する電圧が、シリーズレギュレータが出力する電圧よりも大きくなるように、信号処理部から出力された信号に演算処理を施こす。
また、送信回路は、以下の構成を備えていてもよい。送信回路は、入力データに基づいて、Ｉ，Ｑ信号から構成されるベクトル信号を生成する信号生成部と、ベクトル信号をベクトル変調するベクトル変調部と、ベクトル変調部でベクトル変調された信号を分波する分波部と、分波部で分波された一方の信号を増幅する増幅部と、分波部で分波された他方の信号の包絡線の大きさを検波して振幅信号として出力する検波部と、振幅信号に所定の信号処理を施して出力する信号処理部と、信号処理部から出力された信号の大きさに基づいて、増幅部に供給する電圧を制御するレギュレータとを備える。信号処理部は、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持し、所定の時間毎に振幅信号がしきい値を超えるか否かを判定し、判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、選択した離散値を有する信号を出力する。
また、本発明は、上述した送信回路を備える通信機器にも向けられている。通信機器は、送信信号を生成する送信回路と、送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備える。また、通信機器は、アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、送信回路で生成された送信信号をアンテナに出力し、アンテナから受信した受信信号を受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えてもよい。
以上のように本発明においては、増幅部に入力される変調信号の包絡線が大きい場合には、増幅部に供給するコレクタ電圧、またはドレイン電圧を高くすることで増幅部の非線形性を改善することができる。また、必要な時間のみコレクタ電圧を高くするので、高い効率を実現することができる。さらに、増幅部に入力される変調信号の包絡線が小さい場合にもコレクタ電圧を一定に保つことで増幅部の非線形性を改善することができる。このため増幅部で増幅される信号は、変調信号の包絡線の大きさにかかわらず低歪みとなる。上述したように、送信回路は、増幅部に供給する電圧を最適なレベルに制御することで、高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
また、本発明の送信回路によれば、基地局との交信に必要な送信電力の大きさを示す電力情報に基づいて、可変利得増幅部の利得を変更してベクトル変調部が出力する変調信号を増幅し、かつ信号処理部が出力する信号の大きさを制御してレギュレータが増幅部に供給する電圧を増幅部にとって最適なレベルに調整する。これによって、送信回路は、さらに高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
また、本発明の送信回路は、増幅部で発生する歪みを補償するための歪み補償部をさらに備えることで、より低歪みな動作を実現することができる。さらに、通信機器は、上述した送信回路を用いることで、広いパワー増幅の範囲で送信信号の線形性を確保しつつ、かつ消費電力を低減することができる。
また、本発明の送信回路は、信号生成部が出力する振幅信号が大きい場合には、レギュレータから、振幅変調部に供給するコレクタ電圧、またはドレイン電圧を高くすることで、振幅変調部の非線形性を改善することができる。また、必要な時間のみ振幅変調部に供給する電圧を高くするので、高い効率を実現することができる。さらに、振幅信号が小さい場合にも振幅変調部に供給する電圧を一定に保つことで、振幅変調部の非線形性を改善することができる。このため振幅変調部が出力する変調信号は、振幅信号の大きさにかかわらず低歪みとなる。このように、送信回路は、振幅変調部に供給する電圧を最適なレベルに制御することで、高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
また、本発明の送信回路によれば、基地局との交信に必要な送信電力の大きさを示す電力情報に基づいて、振幅信号の大きさを変更して、レギュレータが振幅変調部に供給する電圧を振幅変調部にとって最適なレベルに調整する。これによって、送信回路は、さらに高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
また、本発明の送信回路は、信号処理部の後段に、タイミング制御部を備えることで、スイッチングレギュレータの立ち上がりの不安定さを解消し、さらに低歪みな動作を実現することができる。
また、本発明の送信回路は、振幅変調部で発生する歪みを補償するための歪み補償部をさらに備えることで、より低歪みな動作を実現することができる。さらに、通信機器は、上述した送信回路を用いることで、広いパワー増幅の範囲で送信信号の線形性を確保しつつ、かつ消費電力を低減することができる。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図である。図１において、送信回路１は、信号生成部１１、信号処理部１２、ベクトル変調部１３、レギュレータ１４、増幅部１５、電源端子１６、及び出力端子１７を備える。信号生成部１１は、入力データの所定の信号処理を施して、Ｉ，Ｑ信号から構成されるベクトル信号と、ベクトル信号の大きさ（すなわち、Ｉ，Ｑ信号の大きさ）を示す振幅信号Ｍ（ｔ）とを生成し出力する。振幅信号Ｍ（ｔ）は、（Ｉ2＋Ｑ2）1/2で表される。ベクトル信号は、ベクトル変調部１３に入力される。ベクトル変調部１３は、ベクトル信号をベクトル変調して変調信号として出力する。ベクトル変調部１３には、例えば、直交変調器が用いられる。ベクトル変調部１３から出力された変調信号は、増幅部１５に入力される。
一方、振幅信号Ｍ（ｔ）は、信号処理部１２に入力される。信号処理部１２は、振幅信号Ｍ（ｔ）に所定の信号処理を施して出力する。レギュレータ１４には、電源端子１６から直流電圧が供給されている。レギュレータ１４は、信号処理部１２で信号処理が施された信号の大きさに応じて制御された電圧を増幅部１５に供給する。典型的には、レギュレータ１４は、信号処理部１２で信号処理が施された信号の大きさに比例した電圧を増幅部１５に供給する。増幅部１５は、ベクトル変調部１３から出力された変調信号をレギュレータ１４から供給された電圧に応じて増幅する。増幅部１５で増幅された信号は、出力端子１７から送信信号として出力される。
図２は、信号処理部１２の構成の一例を示すブロック図である。図２において、信号処理部１２は、判定量子化部１２ａ及びＤＡコンバータ１２３を含む。判定量子化部１２ａには、信号生成部１１から振幅信号Ｍ（ｔ）が入力される。判定量子化部１２ａは、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持している。判定量子化部１２ａは、所定の時間毎に振幅信号Ｍ（ｔ）の最大値がしきい値を超えるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、選択した離散値を有する信号を出力する。
なお、判定量子化部１２ａは、所定の時間毎に振幅信号Ｍ（ｔ）の最大値がしきい値を超えるか否かを判定すると説明したが、必ずしも振幅信号Ｍ（ｔ）の最大値がしきい値を超えるか否かを判定する必要はない。すなわち、判定量子化部１２ａは、所定の時間毎に振幅信号Ｍ（ｔ）に含まれるいずれかの値がしきい値を超えるか否かを判定し、その判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、選択した離散値を有する信号を出力してもよい。
例えば、判定量子化部１２ａは、最大振幅検出部１２１と量子化部１２２とを有する構成であってもよい。このような場合、最大振幅検出部１２１には、信号生成部１１から振幅信号Ｍ（ｔ）が入力される。最大振幅検出部１２１は、所定の検出時間Ｔ毎に、振幅信号Ｍ（ｔ）の最大値を検出する。図３Ａは、最大振幅検出部１２１に入力される振幅信号Ｍ（ｔ）の波形の一例を示す図である。図３Ａを参照して、検出時間Ｔは、振幅信号Ｍ（ｔ）の波形の変動する時間（すなわち、シンボル時間）よりも長く、かつ送信回路１の平均出力電力を制御する時間（以下、スロット時間と記す）よりも短い時間に設定される。例えば、検出時間Ｔをシンボル時間の１６倍とし、サンプリング時間をシンボル時間の８倍とすると、検出時間Ｔにおいては、１０２４のサンプリング点が存在することになる。最大振幅検出部１２１は、検出時間Ｔ毎にサンプリング点の最大値を検出する。
量子化部１２２は、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持している。量子化部１２２は、サンプリング点の最大値がしきい値以上であるかどうかを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択する。これによって、量子化部１２２は、振幅信号Ｍ（ｔ）を２つ以上の離散値によって離散化された信号に変換し出力する。図３Ｂは、量子化部１２２が出力する信号の波形の一例を示す図である。図３Ｂに示すように、量子化部１２２は、サンプリング点の最大値の大きさが、しきい値Ａ以上のときは離散値Ｂ１を、それ以外のときは離散値Ｂ２を出力する。ここで、Ｂ１＞Ｂ２である。量子化部１２２が出力した信号は、ＤＡコンバータ１２３でアナログ信号に変換され、離散値Ｖ（ｔ）として出力される。
なお、上述した説明では、量子化部１２２が１つのしきい値Ａを設定して、２つの離散値Ｂ１，Ｂ２を出力する場合を示したが、量子化部１２２は、２つのしきい値を設定して３つの離散値を出力してもよいし、更に多くのしきい値を設定して多くの離散値を出力してもよい。
また、信号処理部１２は、ＤＡコンバータ１２３を含まない構成であってもよい。このような場合、信号処理部１２は、判定量子化部１２ａが出力した信号をデジタル信号のまま出力し、デジタル信号でレギュレータ１４を制御する。
図４は、振幅信号Ｍ（ｔ）と離散値Ｖ（ｔ）との関係を示す図である。図４に示すように、信号処理部１２は、振幅信号Ｍ（ｔ）に上述した信号処理を施して、検出時間Ｔ毎に、振幅信号Ｍ（ｔ）の大きさに応じて制御された離散値Ｖ（ｔ）を出力する。また、点線は、検出時間Ｔの代わりに、スロット時間を用いた場合に出力される離散値を表している。
図４に示すように、信号処理部１２は、検出時間Ｔをスロット時間よりも短い時間に設定することで、スロット時間よりも短い時間毎に、振幅信号Ｍ（ｔ）の大きさに応じて制御された離散値Ｖ（ｔ）を出力することができる。これによって、送信回路１は、スロット時間よりも短い時間毎に送信信号の電力を制御することができ、スロット時間毎に送信信号の電力を制御する場合よりも、消費電力を低減することができる。
ここで、第１の実施形態に係る送信回路１において、検出時間Ｔを決定する方法についてもう少し詳しく説明する。上述したように、検出時間Ｔは、振幅信号Ｍ（ｔ）の波形のシンボル時間よりも長く、かつスロット時間よりも短い時間に設定される。なお、Ｗ−ＣＤＭＡシステムの場合、シンボル時間は、０．２６μｓ（１／３．８４ＭＨｚ）に、スロット時間は６６６μｓに設定される。
送信回路１は、検出時間Ｔを、振幅信号Ｍ（ｔ）の波形のシンボル時間よりも長く、かつスロット時間よりも短い時間を満たす範囲において、長めに設定したとき、レギュレータ１４に求められる速度が低速となるため、レギュレータ１４の効率が高くなるという利点が生じる。ただし、検出時間Ｔを長めに設定することで、振幅信号Ｍ（ｔ）が小さくても、レギュレータ１４の出力電圧が高いままの区間が大きくなるので、送信回路１としての損失は増すことになる。
一方、送信回路１は、検出時間Ｔを、振幅信号Ｍ（ｔ）の波形のシンボル時間よりも長く、かつスロット時間よりも短い時間を満たす範囲において、短めに設定したとき、レギュレータ１４の出力電圧が、振幅信号Ｍ（ｔ）の大きさに応じて細かく制御されるので、送信回路１としての損失は低減される。ただし、検出時間Ｔを短めに設定することで、レギュレータ１４に求められる速度が大きくなり、レギュレータ１４の効率が低下することになる。すなわち、検出時間Ｔは、これらトレードオフの関係を考慮して、送信回路１が最も効率良く動作するように設定される。
次に、レギュレータ１４の詳細について説明する。レギュレータ１４には、増幅部１５に安定した電圧を供給するため、シリーズレギュレータ、あるいはスイッチングレギュレータが用いられる。図５Ａは、シリーズレギュレータ１４ａの構成の一例を示すブロック図である。図５Ａにおいて、シリーズレギュレータ１４ａは、入力端子１４１ａ、比較器１４２、電源端子１４３ａ、トランジスタ１４４、及び出力端子１４５ａを含む。ここでは、トランジスタ１４４を電界効果トランジスタとする。入力端子１４１ａには、信号処理部１２から離散値Ｖ（ｔ）が入力される。離散値Ｖ（ｔ）は、比較器１４２を介してトランジスタ１４４のゲート端子に入力される。トランジスタ１４４のドレイン端子には、電源端子１４３ａから直流電圧が供給されている。
トランジスタ１４４は、入力された離散値Ｖ（ｔ）の大きさに比例した電圧をソース端子から出力する。トランジスタ１４４のソース端子から出力された電圧は、比較器１４２にフィードバックされる。比較器１４２は、フィードバックされた電圧に基づいて、トランジスタ１４４のゲート端子に入力される離散値Ｖ（ｔ）の大きさを調整する。このようにして、シリーズレギュレータ１４ａは、離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧を出力端子１４５ａから安定して供給することができる。なお、トランジスタ１４４は、バイポーラトランジスタであっても同様の効果が得られる。
図５Ｂは、スイッチングレギュレータ１４ｂの構成の一例を示すブロック図である。図５Ｂにおいて、スイッチングレギュレータ１４ｂは、入力端子１４１ｂ、信号変換部１４６、電源端子１４３ｂ、増幅器１４７、ローパスフィルタ１４８、及び出力端子１４５ｂを含む。入力端子１４１ｂには、信号処理部１２から離散値Ｖ（ｔ）が入力される。離散値Ｖ（ｔ）は、信号変換部１４６に入力される。信号変換部１４６は、入力された離散値Ｖ（ｔ）をＰＷＭやデルタシグマ変調された信号に変換する。信号変換部１４６で変換された信号は、増幅器１４７に入力される。増幅器１４７は、入力された信号を増幅して出力する。なお、増幅器１４７には、電源端子１４３ｂから直流電圧が供給されている。増幅器１４７には、Ｄ級アンプなどの高効率スイッチングアンプが用いられる。
増幅器１４７が出力した信号は、ローパスフィルタ１４８に入力される。ローパスフィルタ１４８は、増幅器１４７が出力した信号から量子化雑音やスイッチング雑音などのスプリアス成分を除去する。ローパスフィルタ１４８でスプリアス成分が除去された信号は、離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧として、出力端子１４５ｂから出力される。なお、スイッチングレギュレータ１４ｂは、出力する電圧を安定化させるために、ローパスフィルタ１４８から出力される信号を、信号変換部１４６にフィードバックしてもよい。
なお、レギュレータ１４には、電流駆動型のレギュレータが用いられてもよい。図５Ｃは、電流駆動型のレギュレータ１４ｃの構成の一例を示すブロック図である。図５Ｃにおいて、電流駆動型のレギュレータ１４ｃは、入力端子１４１ｃ、電源端子１４３ｃ、可変電流源１４９、トランジスタ１４４ｘ、トランジスタ１４４ｙ、及び出力端子１４５ｃを含む。入力端子１４１ｃには、信号処理部１２を介して離散値Ｖ（ｔ）が入力される。電源端子１４３ｃには、直流電圧が供給されている。入力端子１４１ｃから入力された離散値Ｖ（ｔ）は、可変電流源１４９、トランジスタ１４４ｘ、及びトランジスタ１４４ｙを介して、離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電流として、出力端子１４５ｃから出力される。このような電流駆動型のレギュレータ１４ｃは、増幅部１５がバイポーラトランジスタで構成されているときに有用である。なお、トランジスタ１４４ｘ、及びトランジスタ１４４ｙは、電界効果トランジスタであっても、バイポーラトランジスタであっても同様の効果が得られる。
図６Ａは、増幅部１５ａの構成の一例を示すブロック図である。図６Ａにおいて、増幅部１５ａは、入力端子１５１、整合回路１５２、バイアス回路１５３、電源端子１５４、電源端子１５５、バイアス回路１５６、トランジスタ１５７、整合回路１５８、及び出力端子１５９を含む。ここでは、トランジスタ１５７をバイポーラトランジスタとする。入力端子１５１には、ベクトル変調部１３から変調信号が入力される。変調信号は、整合回路１５２を介して、トランジスタ１５７のベース端子に入力される。
また、電源端子１５４には、直流電圧が印加されている。すなわち、トランジスタ１５７のベース端子には、電源端子１５４、及びバイアス回路１５３を介して、バイアス電圧が供給される。電源端子１５５には、レギュレータ１４から離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧が供給される。離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧は、バイアス回路１５６を介して、トランジスタ１５７のコレクタ端子に供給される。トランジスタ１５７は、変調信号を離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧で増幅して出力する。
トランジスタ１５７から出力された変調信号は、整合回路１５８を介して、出力端子１５９から送信信号として出力される。なお、トランジスタ１５７は、電界効果トランジスタであっても同様の効果が得られる。また、増幅部１５ａは、電源端子１５４と、電源端子１５５とに入力される電圧を入替えてもよく、この場合も、同様の効果を得ることができる。また、レギュレータ１４が電流駆動型のレギュレータ１４ｃである場合、電源端子１５５には、電流駆動型のレギュレータ１４ｃから離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電流が入力される。
なお、増幅部１５は、上述した増幅部１５ａとは異なる構成であってもよい。図６Ｂは、増幅部１５ｂの構成の一例を示すブロック図である。図６Ｂにおいて、増幅部１５ｂは、基本的には、上述した増幅部１５ａを直列に２つ接続した構成である。ここでは、トランジスタ１５７、及びトランジスタ１６１をバイポーラトランジスタとする。トランジスタ１５７のベース端子には、バイアス回路１５３を介して、電源端子１５４からバイアス電圧が供給される。トランジスタ１６１のベース端子には、バイアス回路１６５を介して、電源端子１６０からバイアス電圧が供給される。
トランジスタ１５７のコレクタ端子には、電源端子１６４、及びバイアス回路１５６を介して、レギュレータ１４から離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧が供給される。また、トランジスタ１６１のコレクタ端子には、電源端子１６４、及びバイアス回路１６２を介して、レギュレータ１４から離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧が供給される。このような構成によって、増幅部１５ｂは、図６Ａに示した増幅部１５ａと比較して、より大きなダイナミックレンジを有する変調信号を出力することができる。なお、トランジスタ１５７、及びトランジスタ１６１を電界効果トランジスタとしても同様の効果が得られる。また、レギュレータ１４が電流駆動型のレギュレータ１４ｃである場合、電源端子１５５及び電源端子１６４には、電流動型のレギュレータ１４ｃから離散値Ｖ（ｔ）の大きさに応じて制御された電流が入力される。
なお、送信回路としては、上述した構成（すなわち、図１の構成）を変形することもできる。図７は、変形した送信回路１ａの構成の一例を示すブロック図である。図７において、送信回路１ａは、信号生成部１１ａ、ベクトル変調部１３、分配器１８ａ、検波部１８ｂ、信号処理部１２、レギュレータ１４、増幅部１５、電源端子１６、及び出力端子１７を備える。信号生成部１１ａは、Ｉ，Ｑ信号を生成して出力する。分配器１８ａは、ベクトル変調部１３でベクトル変調された変調信号を増幅部１５及び検波部１８ｂに出力する。検波部１８ｂは、変調信号の包絡線を検波して検波した信号（すなわち、変調信号の振幅成分）を信号処理部１２に出力する。以降の動作（すなわち、信号処理部１２、レギュレータ１４及び増幅部１５の動作）は、上述した動作と同一である。
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る送信回路１によれば、増幅部１５に入力される変調信号の包絡線が大きい場合には、増幅部１５に供給するコレクタ電圧、またはドレイン電圧を高くすることで増幅部１５の非線形性を改善することができる。また、必要な時間のみ増幅部１５に供給する電圧を高くするので、高い効率を実現することができる。さらに、増幅部１５に入力される変調信号の包絡線が小さい場合にも増幅部１５に供給する電圧を一定に保つことで、増幅部１５の非線形性を改善することができる。このため増幅部１５で増幅される信号は、変調信号の包絡線の大きさにかかわらず低歪みとなる。このように、送信回路１は、増幅部１５に供給する電圧を最適なレベルに制御することで、高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
（第２の実施形態）
図８は、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図である。図８において、送信回路２は、信号生成部２１、信号処理部２２、ベクトル変調部１３、可変利得増幅部２８、レギュレータ１４、増幅部１５、電源端子１６、及び出力端子１７を備える。なお、第２の実施形態においては、第１の実施形態と同一の構成については、同一の参照符号を付して説明を省略する。
信号生成部２１は、ベクトル信号であるＩ，Ｑ信号と、振幅信号Ｍ（ｔ）と、基地局との交信に必要な送信電力の大きさを示す電力情報Ｐとを出力する。Ｉ，Ｑ信号は、ベクトル変調部１３に入力される。ベクトル変調部１３は、Ｉ，Ｑ信号をベクトル変調して変調信号として出力する。ベクトル変調部１３から出力された変調信号は、可変利得増幅部２８に入力される。可変利得増幅部２８は、所定の利得を用いて変調信号を増幅する。可変利得増幅部２８で増幅された変調信号は、増幅部１５に入力される。
一方、振幅信号Ｍ（ｔ）は、信号処理部２２に入力される。振幅信号Ｍ（ｔ）は、信号処理部２２で所定の信号処理が施された後、レギュレータ１４に入力される。レギュレータ１４には、電源端子１６から直流電圧が供給されている。レギュレータ１４は、信号処理部２２で信号処理が施された信号の大きさに応じた電圧を増幅部１５に供給する。典型的には、レギュレータ１４は、信号処理部２２で信号処理が施された信号の大きさに比例した電圧を増幅部１５に供給する。レギュレータ１４から出力された電圧は、増幅部１５に供給される。増幅部１５で増幅された信号は、出力端子１７から出力される。
また、信号生成部２１から出力された電力情報Ｐは、信号処理部２２及び可変利得増幅部２８に入力される。可変利得増幅部２８は、入力された電力情報Ｐに応じた利得を用いて、変調信号を増幅する。例えば、可変利得増幅部２８は、送信回路２が出力すべき電力の大きさが１ｄＢ大きくなったときに利得を１ｄＢ大きくする。ここで、可変利得増幅部２８が出力する変調信号は、Ｇ（Ｉ・ｃｏｓωｔ―Ｑ・ｓｉｎωｔ）と記述できる。ただし、Ｇは電力情報Ｐによって制御されるパラメータである。つまり、振幅信号Ｍ（ｔ）の大きさが同じであっても、パラメータＧが異なると増幅部１５に入力される変調信号の大きさは異なることになる。このため、信号処理部２２は、出力する離散値Ｖ（ｔ）の大きさを電力情報Ｐによって制御して、レギュレータ１４が増幅部１５に供給する電圧を最適なレベルに調整する必要がある。
このような信号処理部２２の構成としては、例えば、以下に示す信号処理部２２ａが考えられる。図９は、信号処理部２２ａの構成の一例を示すブロック図である。図９において、信号処理部２２ａは、入力端子２２１、入力端子２２２、出力端子２２３、掛け算部２２４、判定量子化部１２ａ、及びＤＡコンバータ１２３を含む。なお、判定量子化部１２ａは、第１の実施形態で説明した最大振幅検出部１２１と量子化部１２２とを有する構成である。また、信号処理部２２ａは、ＤＡコンバータ１２３を含まない構成であってもよい。このような場合、信号処理部２２ａは、判定量子化部１２ａが出力した信号をデジタル信号のまま出力し、デジタル信号でレギュレータ１４を制御する。
以下、図１０に示す（ａ）〜（ｃ）を用いて、信号処理部２２ａでの信号処理について説明する。図１０（ａ）は、信号生成部２１から出力された電力情報Ｐの波形の一例を示す図である。図１０（ｂ）は、掛け算部２２４が出力する振幅信号Ｍｐ（ｔ）の波形の一例を示す図である。図１０（ｃ）は、信号処理部２２ａが出力する離散値Ｖｐ（ｔ）の波形の一例を示す図である。
掛け算部２２４には、入力端子２２２を介して電力情報Ｐ（図１０（ａ）参照）と、入力端子２２１を介して振幅信号Ｍ（ｔ）とが入力される。掛け算部２２４は、振幅信号Ｍ（ｔ）と電力情報Ｐとを掛け算して、電力情報Ｐに応じて大きさが制御された振幅信号Ｍｐ（ｔ）を出力する（図１０（ｂ）参照）。掛け算部２２４から出力された振幅信号Ｍｐ（ｔ）は、判定量子化部１２ａに入力される。
判定量子化部１２ａにおいて、最大振幅検出部１２１は、第１の実施形態と同様の処理を行なって、所定の検出時間Ｔ毎に、振幅信号Ｍｐ（ｔ）の最大値を検出する。量子化部１２２は、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持している。図１０（ｃ）を参照して、量子化部１２２は、第１の実施形態と同様の処理を行なって、振幅信号Ｍｐ（ｔ）の最大値が所定のしきい値以上であるかどうかを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択する。量子化部１２２が出力した信号は、ＤＡコンバータ１２３でアナログ信号に変換され、離散値Ｖｐ（ｔ）として出力される。
このように、信号処理部２２ａは、出力する離散値Ｖｐ（ｔ）の大きさを電力情報Ｐによって制御し、レギュレータ１４が増幅部１５に供給する電圧を最適なレベルに調整する。なお、この例では、信号処理部２２ａは、３つのしきい値と、４つの離散値とを保持しているものとする。また、掛け算部２２４は、必ずしも信号処理部２２に含まれていなくてもよい。このような場合は、送信回路２は、掛け算部２２４を、信号生成部２１と信号処理部２２との間に備えていてもよい。
また、信号処理部２２の構成しては、例えば、以下に示す信号処理部２２ｂが考えられる。図１１は、信号処理部２２ｂの構成の一例を示すブロック図である。図１１において、信号処理部２２ｂは、入力端子２２１、入力端子２２２、出力端子２２３、判定量子化部１２ｂ、ＤＡコンバータ１２３、及び乗算型ＤＡコンバータ２２６を含む。判定量子化部１２ｂは、最大振幅検出部１２１及び量子化部１２２ｂを有する。
以下、図１２に示す（ａ）〜（ｄ）を用いて、信号処理部２２ｂでの信号処理について説明する。図１２（ａ）は、信号生成部２１から出力された電力情報Ｐの波形の一例を示す図である。図１２（ｂ）は、判定量子化部１２ｂに入力される振幅信号Ｍ（ｔ）の波形の一例を示す図である。図１２（ｃ）は、量子化部１２２ｂが出力する出力信号の波形の一例を示す図である。図１２（ｄ）は、乗算型ＤＡコンバータ２２６の出力信号の波形の一例を示す図である。
判定量子化部１２ｂには、入力端子２２２を介して電力情報Ｐ（図１２（ａ）参照）と、入力端子２２１を介して振幅信号Ｍ（ｔ）（図１２（ｂ）参照）とが入力される。判定量子化部１２ｂにおいて、最大振幅検出部１２１は、第１の実施形態と同様の処理を行なって、所定の検出時間Ｔ毎に、振幅信号Ｍ（ｔ）の最大値を検出する。量子化部１２２ｂは、少なくとも１つ以上のしきい値と、しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持している。量子化部１２２ｂは、入力される電力情報Ｐの大きさに応じて、しきい値及び離散値の大きさを変更する。
具体的には、量子化部１２２ｂは、電力情報Ｐの２乗根の大きさに反比例するようにしきい値及び離散値の大きさを変更する。図１３は、量子化部１２２ｂが変更するしきい値と、離散値との関係を示す図である。図１３を参照して、例えば、量子化部１２２ｂは、電力情報Ｐの大きさが４倍になったとき、しきい値及び離散値を１／２の大きさに変更する。なお、量子化部１２２ｂは、しきい値及び離散値の大きさを上述したように電力情報Ｐの２乗根の大きさに反比例するような関係からではなく、予め最適な関係が設定されたテーブル情報を用いて変更してもよい。
図１２（ｂ）を参照して、量子化部１２２ｂは、入力される電力情報Ｐが大きい場合にしきい値を小さくし、電力情報Ｐが小さい場合にしきい値を大きくする。図１２（ｃ）を参照して、量子化部１２２ｂは、振幅信号Ｍ（ｔ）の最大値がしきい値以上であるかどうかを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択する。判定量子化部１２ｂから出力された信号は、ＤＡコンバータ１２３にてアナログ信号に変換され、乗算型ＤＡコンバータ２２６に入力される。また、乗算型ＤＡコンバータ２２６には、入力端子２２２を介して電力情報Ｐが入力される。図１２（ｄ）を参照して、乗算型ＤＡコンバータ２２６は、電力情報Ｐに応じて出力信号の大きさを調整する。乗算型ＤＡコンバータ２２６が出力した信号は、離散値Ｖｐ（ｔ）として出力端子２２３から出力される。このように、信号処理部２２ｂは、出力する離散値Ｖｐ（ｔ）の大きさを電力情報Ｐによって制御して、レギュレータ１４が増幅部１５に供給する電圧を最適なレベルに調整する。
さらに、第２の実施形態に係る送信回路２は、消費電力を低減するために、図１４に示す構成の信号処理部２２ｃ及びレギュレータ１４ｄを備えてもよい。図１４は、信号処理部２２ｃ及びレギュレータ１４ｄの構成の一例を示すブロック図である。図１４において、信号処理部２２ｃは、最大振幅検出部１２１及び量子化部１２２を含む。レギュレータ１４ｄは、演算部１４ｄ１、ＤＡコンバータ１４ｄ２、ＤＡコンバータ１４ｄ３、スイッチングレギュレータ１４ｄ４、及びシリーズレギュレータ１４ｄ５を含む。なお、スイッチングレギュレータ１４ｄ４は、図５Ｂに示すスイッチングレギュレータ１４ｂと同様の構成である。また、シリーズレギュレータ４４ｄ５は、図５Ａに示すシリーズレギュレータ１４ａと同様の構成である。
信号処理部２２ｃにおいて、最大振幅検出部１２１及び量子化部１２２は、第１の実施形態と同様の処理を行なう。量子化部１２２の出力信号は、演算部１４ｄ１及びＤＡコンバータ１４ｄ３に入力される。このとき、量子化部１２２の出力信号がＢ１、Ｂ２の２値に量子化されており、この２値に対応する出力端子２２３からの出力電圧の大きさがＶ１、Ｖ２だったとする。ただし、Ｖ１＞Ｖ２で、かつＢ１対Ｂ２の比と、Ｖ１対Ｖ２の比とは等しいものとする。図１５は、スイッチングレギュレータ１４ｄ４及びシリーズレギュレータ１４ｄ５の出力電圧を示す図である。ただし、破線がスイッチングレギュレータ１４ｄ４、実線がシリーズレギュレータ１４ｄ５の出力電圧を示している。
このような場合、スイッチングレギュレータ１４ｄ４の出力電圧は、Ｖ１より少し高い電圧Ｖ３であればよい。もしもＶ１より非常に大きな電圧をシリーズレギュレータ１４ｄ５に供給した場合、シリーズレギュレータ１４ｄ５での熱損失が大きくなってしまう。演算部１４ｄ１は、スイッチングレギュレータ１４ｄ４がシリーズレギュレータ１４ｄ５にＶ１より少し高い電圧Ｖ３を供給するように、量子化部１２２から入力される信号を演算処理する。
すなわち、スイッチングレギュレータ１４ｄ４からの出力電圧は、送信回路２の出力電力が変化するときのみ変化するので、振幅信号Ｍ（ｔ）の変化と比べると変化の速度が遅く、スイッチング周波数あるいはクロック周波数を低くすることができる。このため、スイッチングレギュレータ１４ｄ４は、高効率に動作する。また、シリーズレギュレータ１４ｄ５における熱損失も小さくなるので、レギュレータ１４ｄの消費電力が小さくなり、その結果、送信回路２全体の消費電力を低減することができる。なお、ＤＡコンバータ１４ｄ２、１４ｄ３としては、乗算型ＤＡコンバータを用いてもよい。この場合、ＤＡコンバータ１４ｄ２、１４ｄ３には、入力端子２２２から電力情報Ｐが入力される。
また、第２の実施形態に係る送信回路２は、図１６に示す信号処理部２２及びレギュレータ１４ｅを備えていてもよい。図１６は、信号処理部２２及びレギュレータ１４ｅの構成の一例を示すブロック図である。図１６において、信号処理部２２は、最大振幅検出部１２１、量子化部１２２、及びＤＡコンバータ１２３を含む。レギュレータ１４ｅは、演算部１４ｄ１、スイッチングレギュレータ１４ｄ４、及びシリーズレギュレータ１４ｄ５を含む。演算部１４ｄ１は、所定の時間毎に入力信号の最大値に所定の値をオフセットした信号を出力する。なお、信号処理部２２及びレギュレータ１４ｅにおいて、上述した構成と同一の構成については、同一の参照符号を付して説明を省略する。
以上のように、本発明の第２の実施形態に係る送信回路２によれば、基地局との交信に必要な送信電力の大きさを示す電力情報Ｐに基づいて、可変利得増幅部２８の利得を制御して変調信号を増幅し、かつ信号処理部２２が出力する信号の大きさを制御してレギュレータ１４が増幅部１５に供給する電圧を増幅部１５にとって最適なレベルに調整する。これによって、送信回路２は、第１の実施形態と比較して、さらに高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
（第３の実施形態）
図１７は、本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図である。図１７において、第３の実施形態に係る送信回路３は、第１の実施形態に係る送信回路１と比較して、歪み補償部１９をさらに備えている。歪み補償部１９は、増幅部１５で発生する歪みを補償するために、ベクトル変調部１３に入力するＩ，Ｑ信号をあらかじめ歪ませる。歪み補償部１９には、振幅信号Ｍ（ｔ）に対して、Ｉ，Ｑ信号の大きさ及び位相をどの程度歪ませるかを決定するためのテーブルが格納されている。歪み補償部１９は、Ｉ，Ｑ信号を歪ませてＩ２，Ｑ２信号を出力する。Ｉ２，Ｑ２信号は、（式２）を用いて表すことができる。ただし、ａ（Ｍ）及びθ（Ｍ）は、テーブルに格納されている振幅信号Ｍに対する補正値である。
Ｉ２＋ｊＱ２＝ａ（Ｍ）（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ（ｊθ（Ｍ））・・・（式２）
さらに、第２の実施形態に係る送信回路（図８参照）にも歪み補償部を適用することができる。図１８は、第２の実施形態に係る送信回路に歪み補償部を適用した場合の送信回路３ａの構成を示すブロック図である。図１８において、送信回路３ａは、第２の実施形態に係る送信回路２と比較して、歪み補償部１９ａをさらに備えている。歪み補償部１９ａは、電力情報Ｐに基づいて、増幅部１５で発生する歪みを補償するために、ベクトル変調部１３に入力するＩ，Ｑ信号をあらかじめ歪ませる。歪み補償部１９ａは、Ｉ，Ｑ信号を歪ませてＩ２，Ｑ２信号を出力する。Ｉ２，Ｑ２信号は、（式３）を用いて表すことができる。
Ｉ２＋ｊＱ２＝ａ（Ｍ、Ｐ）（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ（ｊθ（Ｍ、Ｐ））・・・（式３）
このように第３の実施形態に係る送信回路は、第１及び第２の実施形態に係る送信回路と比較して、増幅部１５で発生する歪みを補償するための歪み補償部をさらに備える。これによって、送信回路は、第１及び第２の実施形態に係る送信回路よりも、低歪みな動作を実現することができる。
（第４の実施形態）
図１９は、本発明の第４の実施形態に係る送信回路４の構成の一例を示すブロック図である。図１９において、送信回路４は、信号生成部４１、信号処理部４２、角度変調部４３、レギュレータ４４、振幅変調部４５、電源端子４６、及び出力端子４７を備える。レギュレータ４４は、シリーズレギュレータ４４ａと、スイッチングレギュレータ４４ｂとを含む。
信号生成部４１は、入力データに所定の信号処理を施して、振幅信号Ｍ（ｔ）と、位相信号とを生成する。振幅信号Ｍ（ｔ）は、信号処理部４２及びシリーズレギュレータ４４ａに入力される。信号処理部４２は、第１の実施形態と同様の処理を行なって、所定の時間毎に、振幅信号Ｍ（ｔ）の最大値に応じた離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を離散値Ｖ（ｔ）として出力する。離散値Ｖ（ｔ）は、スイッチングレギュレータ４４ｂに入力される。スイッチングレギュレータ４４ｂには、電源端子４６から直流電圧が供給されている。スイッチングレギュレータ４４ｂは、入力された離散値Ｖ（ｔ）に応じて制御された電圧をシリーズレギュレータ４４ａに供給する。
シリーズレギュレータ４４ａは、入力された振幅信号Ｍ（ｔ）をスイッチングレギュレータ４４ｂから供給された電圧で増幅することで、振幅信号Ｍ（ｔ）の大きさに応じて制御された電圧を振幅変調部４５に供給する。シリーズレギュレータ４４ａは、スイッチングレギュレータ４４ｂから供給される電圧が離散値Ｖ（ｔ）によって制御されているため、高効率に動作することができる。
一方、位相信号は、角度変調部４３に入力される。角度変調部４３は、位相信号を角度変調して、角度変調信号を出力する。角度変調信号は、振幅変調部４５に入力される。振幅変調部４５は、角度変調信号をシリーズレギュレータ４４ａから供給された電圧で振幅変調して、角度変調及び振幅変調された変調信号として出力する。この変調信号が、送信信号として出力端子４７から出力される。
スイッチングレギュレータ４４ｂは、図５Ｂに示すスイッチングレギュレータ１４ｂと同様の構成である。シリーズレギュレータ４４ａは、図５Ａに示すシリーズレギュレータ１４ａと同様の構成である。また、振幅変調部４５は、図６Ａに示す増幅部１５ａ、または図６Ｂに示す増幅部１５ｂと同様の構成である。
なお、送信回路４は、図１９とは異なる構成であってもよい。図２０Ａは、本発明の第４の実施形態に係る送信回路４ｘの構成の一例を示すブロック図である。図２０Ａにおいて、送信回路４ｘは、信号生成部４１ｘ、信号処理部４２、レギュレータ４４、振幅変調部４５、電源端子４６、及び出力端子４７を備える。なお、送信回路４ｘにおいて、送信回路４と同一の構成については、同一の参照符号を付して説明を省略する。
図２０Ａにおいて、信号生成部４１ｘは、振幅信号Ｍ（ｔ）と、角度変調信号とを出力する。図２０Ｂは、信号生成部４１ｘの構成の一例を示すブロック図である。図２０Ｂにおいて、信号生成部４１ｘは、直交信号生成部４１３、ベクトル変調部４１４、包絡線検波部４１５、及びリミッタ４１６を含む。直交信号生成部４１３は、入力データを信号処理して、直交信号であるＩ，Ｑ信号を生成する。Ｉ，Ｑ信号は、ベクトル変調部４１４に入力される。
ベクトル変調部４１４は、Ｉ，Ｑ信号をベクトル変調する。ベクトル変調部４１４には、例えば、直交変調器が用いられる。ベクトル変調部４１４から出力された信号は、包絡線検波部４１５及びリミッタ４１６に入力される。包絡線検波部４１５は、ベクトル変調部４１４から出力された信号の包絡線成分を検波し、検波した包絡線成分を振幅信号Ｍ（ｔ）として出力する。リミッタ４１６は、ベクトル変調部４１４から出力された信号の包絡線成分を一定の大きさに制限し、大きさを制限した信号を角度変調信号として出力する。
以上のように、本発明の第４の実施形態に係る送信回路４によれば、信号生成部４１が出力する振幅信号Ｍ（ｔ）が大きい場合には、レギュレータ４４から、振幅変調部４５に供給するコレクタ電圧、またはドレイン電圧を高くすることで、振幅変調部４５の非線形性を改善することができる。また、必要な時間のみ振幅変調部４５に供給する電圧を高くするので、高い効率を実現することができる。さらに、振幅信号Ｍ（ｔ）が小さい場合にも振幅変調部４５に供給する電圧を一定に保つことで、振幅変調部４５の非線形性を改善することができる。このため振幅変調部４５が出力する変調信号は、振幅信号Ｍ（ｔ）の大きさにかかわらず低歪みとなる。このように、送信回路４は、振幅変調部４５に供給する電圧を最適なレベルに制御することで、高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
（第５の実施形態）
図２１は、本発明の第５の実施形態に係る送信回路５の構成の一例を示すブロック図である。図２１において、第５の実施形態に係る送信回路５は、第４の実施形態に係る送信回路４と比較して、信号生成部４１の後段に掛け算部４８を備える。以下、図２２（ａ）〜（ｃ）を用いて、送信回路５の動作について説明する。図２２（ａ）は、掛け算部４８に入力される電力情報Ｐの波形の一例を示す図である。図２２（ｂ）は、掛け算部４８が出力する振幅信号Ｍｐ（ｔ）の波形の一例を示す図である。図２２（ｃ）は、信号処理部４２が出力する離散値Ｖｐ（ｔ）の波形の一例を示す図である。
掛け算部４８には、基地局との交信に必要な送信電力の大きさを示す電力情報Ｐが入力される（図２２（ａ）参照）。電力情報Ｐは、例えば、Ｗ−ＣＤＭＡシステムの場合、基地局によって制御され、基地局との間の送信電力制御はスロット時間毎に行なわれる。なお、送信回路５は、基地局からの情報に基づいて、信号生成部４１が電力情報Ｐを出力する構成であっても構わない。
掛け算部４８は、電力情報Ｐと振幅信号Ｍ（ｔ）とを掛け算し、振幅信号Ｍｐ（ｔ）として出力する（図２２（ｂ）参照）。信号処理部４２は、第１の実施形態と同様の処理を行なって、所定の時間毎に、振幅信号Ｍｐ（ｔ）の最大値に応じた離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を離散値Ｖｐ（ｔ）として出力する（図２２（ｃ）参照）。なお、信号処理部４２は、この例では、３つのしきい値と、４つの離散値とを持っているものとする。送信回路５の以降の動作は、第４の実施形態と同様であるので省略する。
また、第５の実施形態に係る送信回路５は、図２３に示すような構成であってもよい。図２３は、本発明の第５の実施形態に係る送信回路５ｂの構成の一例を示すブロック図である。図２３において、送信回路５ｂは、第４の実施形態に係る送信回路４と比較して、スイッチングレギュレータ４４ｂ及びシリーズレギュレータ４４ａの前段に、掛け算部４９及び掛け算部５０をさらに備える。掛け算部４９は、離散値Ｖ（ｔ）と電力情報Ｐとを掛け算し、離散値Ｖｐ（ｔ）として出力する。掛け算部５０は、振幅信号Ｍ（ｔ）と電力情報Ｐとを掛け算し、振幅信号Ｍｐ（ｔ）として出力する。以降の動作は、第４の実施形態と同様である。
以上のように、本発明の第５の実施形態に係る送信回路５によれば、基地局との交信に必要な送信電力の大きさを示す電力情報Ｐに基づいて、振幅信号Ｍ（ｔ）の大きさを変更して、レギュレータ４４が振幅変調部４５に供給する電圧を振幅変調部４５にとって最適なレベルに調整する。これによって、送信回路５は、さらに高効率かつ低歪みな動作を実現することができる。
（第６の実施形態）
図２４は、本発明の第６の実施形態に係る送信回路６の構成の一例を示すブロック図である。図２４において、第６の実施形態に係る送信回路６は、第４及び第５の実施形態に係る送信回路と比較して、信号処理部４２の後段にタイミング制御部５１をさらに備える。タイミング制御部５１は、信号処理部４２が出力した離散値Ｖ（ｔ）をスイッチングレギュレータ４４ｂに入力するタイミングを変更する。
図２５は、送信回路６が扱う信号のタイミングチャートの一例を示す図である。以下、第６の実施形態に係る送信回路６について、図２５を参照しながら説明する。信号処理部４２には、信号生成部４１から振幅信号Ｍ（ｔ）が入力される（図２５（ａ）参照）。信号処理部４２は、第１の実施形態と同様の処理を行なって、離散値Ｖ（ｔ）を出力する（図２５（ｂ）参照）。離散値Ｖ（ｔ）は、タイミング制御部５１に入力される。
タイミング制御部５１は、スイッチングレギュレータ４４ｂの立ち上がりを補償するために、離散値Ｖ（ｔ）を出力するタイミングをΔｔｘだけ進めて、離散値Ｖｘ（ｔ）として出力する（図２５（ｃ）参照）。なお、タイミング制御部５１が、離散値Ｖ（ｔ）を出力するタイミングをΔｔｘだけ進める代わりに、信号生成部４１がシリーズレギュレータ４４ａに入力する振幅信号Ｍ（ｔ）と、角度変調部４３に入力する位相信号とをΔｔｘだけ遅らせてもよい。
離散値Ｖｘ（ｔ）は、スイッチングレギュレータ４４ｂへ入力される。スイッチングレギュレータ４４ｂは、離散値Ｖｘ（ｔ）によって制御された電圧Ｖｙ（ｔ）を出力する（図２５（ｄ）参照）。スイッチングレギュレータ４４ｂが出力した電圧Ｖｙ（ｔ）は、シリーズレギュレータ４４ａに供給される。シリーズレギュレータ４４ａは、スイッチングレギュレータ４４ｂから供給された電圧Ｖｙ（ｔ）に基づいて、振幅信号Ｍ（ｔ）に応じて制御された電圧Ｖｚ（ｔ）を出力する（図２５（ｅ）参照）。シリーズレギュレータ４４ａが出力した電圧Ｖｚ（ｔ）は、振幅変調部４５に供給される。
以上にように、本発明の第６の実施形態に係る送信回路６によれば、信号処理部４２の後段に、タイミング制御部５１を備えることで、スイッチングレギュレータ４４ｂの立ち上がりの不安定さを解消し、さらに低歪みな動作を実現することができる。
なお、上述した第４〜６の実施形態に係る送信回路において、信号処理部４２は、送信回路の消費電力をより低減させるために、送信信号の変調モードによって、所定時間Ｔの長さを変化させてもよい。図２６は、所定時間Ｔの長さを変化させた場合の消費電力の低減効果を説明する図である。図２６（ａ）に示すように、送信信号の包絡線の変動が少ない場合、信号処理部４２は、所定時間Ｔを短くしても消費電力の低減効果は少ない。このため、信号処理部４２は、所定時間Ｔを長めに変化させる。一方、図２６（ｂ）に示すように、送信信号の包絡線の変動が大きい場合、信号処理部４２は、所定時間Ｔを短くすることによって、消費電力の低減効果を大きくすることができる。例えば、信号処理部４２は、ＱＰＳＫ変調モードよりも、１６ＱＡＭ変調モードの方が包絡線の変動が大きいので、１６ＱＡＭ変調モードのときに所定時間Ｔを短くする。これによって、信号処理部４２は、送信回路の消費電力をより低減させることができる。
また、上述した第４〜６の実施形態に係る送信回路は、角度変調部４３、レギュレータ４４、及び振幅変調部４５の少なくともいずれかの非線形性を補償するために、信号生成部４１の出力に、振幅信号および／または位相信号の歪みを補償する歪み補償部５２をさらに備えてもよい。図２７は、歪み補償部５２を備える送信回路４ｂの構成の一例を示すブロック図である。図２７において、歪み補償部５２は、信号生成部４１で生成された振幅信号、および／または位相信号を、角度変調部４３、レギュレータ４４、及び振幅変調部４５の少なくともいずれかで発生する歪みが抑圧されるように補償する。これによって、送信回路４ｂは、上述した第４〜６の実施形態に係る送信回路よりも、送信信号の線形性を高めることができる。
（第７の実施形態）
図２８は、本発明の第７の実施形態に係る通信機器の構成の一例を示すブロック図である。図２８を参照して、第７の実施形態に係る通信機器２００は、送信回路２１０、受信回路２２０、アンテナ共用部２３０、及びアンテナ２４０を備える。送信回路２１０は、上述した第１〜６のいずれかに記載の送信回路である。アンテナ共用部２３０は、送信回路２１０から出力された送信信号をアンテナ２４０に伝達し、受信回路２２０に送信信号が漏れるのを防ぐ。また、アンテナ共用部２３０は、アンテナ２４０から入力された受信信号を受信回路２２０に伝達し、受信信号が送信回路２１０に漏れるのを防ぐ。
従って、送信信号は、送信回路２１０から出力され、アンテナ共用部２３０を介してアンテナ２４０から空間に放出される。受信信号は、アンテナ２４０で受信され、アンテナ共用部２３０を介して受信回路２２０で受信される。第７の実施形態に係る通信機器２００は、第１〜６の実施形態に係る送信回路を用いることで、送信信号の線形性を確保しつつ、かつ無線装置としての低歪みを実現することができる。また、送信回路２１０の出力に方向性結合器などの分岐がないため、送信回路２１０からアンテナ２４０までの損失を低減することが可能であり、送信時の消費電力を低減することができ、無線通信機器として、長時間の使用が可能となる。なお、通信機器２００は、送信回路２１０とアンテナ２４０とのみを備えた構成であってもよい。
本発明に係る送信回路は、携帯電話や無線ＬＡＮなどの通信機器等に適用することができる。
本発明の第１の実施形態に係る送信回路１の構成の一例を示すブロック図 信号処理部１２の詳細な構成の一例を示すブロック図 最大振幅検出部１２１に入力される振幅信号Ｍ（ｔ）の波形の一例を示す図 量子化部１２２が出力する信号の波形の一例を示す図 振幅信号Ｍ（ｔ）と離散値Ｖ（ｔ）との関係を示す図 シリーズレギュレータ１４ａの構成の一例を示すブロック図 スイッチングレギュレータ１４ｂの構成の一例を示すブロック図 電流駆動型のレギュレータ１４ｃの構成の一例を示すブロック図 増幅部１５ａの構成の一例を示すブロック図 増幅部１５ｂの構成の一例を示すブロック図 変形した送信回路１ａの構成の一例を示すブロック図 本発明の第２の実施形態に係る送信回路２の構成の一例を示すブロック図 信号処理部２２ａの構成の一例を示すブロック図 信号処理部２２ａでの信号処理について説明する図 信号処理部２２ｂの構成の一例を示すブロック図 信号処理部２２ｂでの信号処理について説明する図 量子化部１２２ｂが変更するしきい値と離散値との関係を示す図 信号処理部２２ｃ及びレギュレータ１４ｄの構成の一例を示すブロック図 スイッチングレギュレータ１４ｄ４及びシリーズレギュレータ１４ｄ５の出力電圧を示す図 信号処理部２２及びレギュレータ１４ｅの構成の一例を示すブロック図 本発明の第３の実施形態に係る送信回路３の構成の一例を示すブロック図 第２の実施形態に係る送信回路に歪み補償部を適用した場合の送信回路３ａの構成を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係る送信回路４の構成の一例を示すブロック図 本発明の第４の実施形態に係る送信回路４ｘの構成の一例を示すブロック図 信号生成部４１ｘの構成の一例を示すブロック図 本発明の第５の実施形態に係る送信回路５の構成の一例を示すブロック図 本発明の第５の実施形態に係る送信回路５の動作を説明する図 本発明の第５の実施形態に係る送信回路５ｂの構成の一例を示すブロック図 本発明の第６の実施形態に係る送信回路６の構成の一例を示すブロック図 送信回路６が扱う信号のタイミングチャートの一例を示す図 所定時間Ｔの長さを変化させた場合の消費電力の低減効果を説明する図 歪み補償部５２を備える送信回路４ｂの構成の一例を示すブロック図 本発明の第７の実施形態に係る通信機器の構成の一例を示すブロック図 従来の送信回路９００の構成の一例を示すブロック図 従来の送信回路９１０の構成の一例を示すブロック図 従来の送信回路９２０の構成の一例を示すブロック図 従来の送信回路９２０の問題点を説明する図 従来の送信回路９３０の構成の一例を示すブロック図 従来の送信回路９３０におけるレギュレータ９３１の動作を説明する図 従来の送信回路９３０の問題点を説明する図
符号の説明
１〜６、９００〜９３０ 送信回路
１１、２１、４１、９０１ 信号生成部
１２、２２、４２ 信号処理部
１３、９０２ ベクトル変調部
１４、４４、９０５ レギュレータ
１４ａ、１４ｄ５、４４ａ シリーズレギュレータ
１４ｂ、１４ｄ４、４４ｂ スイッチングレギュレータ
１４ｃ 電流駆動型レギュレータ
１５ 増幅部
１４１、１５１、２２１、２２２ 入力端子
１６、４６、１４３、１５４、１５５、１６４ 電源端子
１７、４７、１４５、１５９、２２３ 出力端子
１８ａ 分配器
１８ｂ 検波部
１９、１９ａ、５２ 歪み補償部
２８ 可変利得増幅部
４１３ 直交信号生成部
４１４ ベクトル変調部
４１５ 包絡線検波部
４１６ リミッタ
４３ 角度変調部
４５ 振幅変調部
４８、４９、５０、２２４ 掛け算部
５１ タイミング制御部
１２１ 最大振幅検出部
１２２ 量子化部
１２３、１４ｄ２、１４ｄ３ ＤＡコンバータ
１４２ 比較器
１４４、１５７、１６１ トランジスタ
１４６ 信号変換部
１４７ 増幅部
１４８ ローパスフィルタ
１４ｄ１ 演算部
１５２、１５８、１６３ 整合回路
１５３、１５６、１６２、１６５ バイアス回路
１２ａ、１２ｂ 判定量子化部
２２６ 乗算型ＤＡコンバータ
２１０ 送信回路
２２０ 受信回路
２３０ アンテナ共用部
２４０ アンテナ

Claims (18)

  1. 入力データに基づいて送信信号を生成して出力する送信回路であって、
    前記入力データに基づいて、Ｉ，Ｑ信号から構成されるベクトル信号と、前記ベクトル信号の大きさを示す振幅信号とを生成する信号生成部と、
    前記ベクトル信号をベクトル変調するベクトル変調部と、
    前記ベクトル変調部でベクトル変調された信号を増幅する増幅部と、
    前記振幅信号に所定の信号処理を施して出力する信号処理部と、
    前記信号処理部から出力された信号の大きさに基づいて、前記増幅部に供給する電圧を制御するレギュレータとを備え、
    前記信号処理部は、
    少なくとも１つ以上のしきい値と、当該しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持し、
    所定の時間毎に前記振幅信号が前記しきい値を超えるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を出力し、
    前記所定の時間は、前記送信信号の変調モードによって長さが変更されることを特徴とする、送信回路。
  2. 前記所定の時間は、送信回路の平均出力電力を制御する時間よりも短いことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  3. 前記信号処理部は、少なくとも１つ以上のしきい値と、当該しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持し、前記所定の時間毎に前記振幅信号が当該しきい値を超えるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を出力する判定量子化部とを含むことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  4. 前記判定量子化部は、
    前記所定の時間毎に前記振幅信号の最大値を検出する最大振幅検出部と、
    前記所定の時間毎に前記振幅信号の最大値が前記しきい値を超えるか否かを判定し、
    当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を出力する量子化部とを有することを特徴とする、請求項３に記載の送信回路。
  5. 前記信号生成部は、前記送信信号の送信電力の大きさを示す電力情報をさらに出力し、
    前記ベクトル変調部でベクトル変調された信号を前記電力情報に応じた利得で増幅する可変利得増幅部をさらに備え、
    前記信号処理部は、前記電力情報と前記振幅信号とを掛け算することで、前記電力情報に応じて大きさが制御された振幅信号を前記判定量子化部に出力する掛け算部をさらに備えることを特徴とする、請求項３に記載の送信回路。
  6. 前記信号生成部は、前記送信信号の送信電力の大きさを示す電力情報をさらに出力し、
    前記ベクトル変調部でベクトル変調された信号を前記電力情報に応じた利得で増幅する可変利得増幅部をさらに備え、
    前記信号処理部は、前記電力情報に基づいて、前記しきい値及び前記離散値の大きさを変更することを特徴とする、請求項３に記載の送信回路。
  7. 前記信号処理部は、前記送信電力の大きさの２乗根に反比例するように、前記しきい値及び前記離散値の大きさを変更することを特徴とする、請求項６に記載の送信回路。
  8. 前記信号処理部は、前記しきい値及び前記離散値が前記送信電力の大きさに対応するように予め設定されたテーブル情報を参照して、前記しきい値及び前記離散値の大きさを変更することを特徴とする、請求項６に記載の送信回路。
  9. 前記信号生成部によって生成された前記ベクトル信号を、前記増幅部で発生する歪みが抑圧されるように補償する歪み補償部をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  10. 前記レギュレータは、シリーズレギュレータであることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  11. 前記レギュレータは、スイッチングレギュレータであることを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  12. 前記レギュレータは、
    前記信号処理部が出力した信号の大きさに応じて制御された電圧を前記増幅部に供給するシリーズレギュレータと、
    前記信号処理部が出力した信号に所定の演算処理を施して出力する演算部と、
    前記演算部が出力した信号の大きさに応じて制御された電圧を前記シリーズレギュレータに供給するスイッチングレギュレータとを含み、
    前記演算部は、前記スイッチングレギュレータが出力する電圧が、前記シリーズレギュレータが出力する電圧よりも大きくなるように、前記信号処理部から出力された信号に演算処理を施こすことを特徴とする、請求項１に記載の送信回路。
  13. 入力データに基づいて送信信号を生成して出力する送信回路であって、
    前記入力データに基づいて、Ｉ，Ｑ信号から構成されるベクトル信号を生成する信号生成部と、
    前記ベクトル信号をベクトル変調するベクトル変調部と、
    前記ベクトル変調部でベクトル変調された信号を分波する分波部と、
    前記分波部で分波された一方の信号を増幅する増幅部と、
    前記分波部で分波された他方の信号の包絡線の大きさを検波して振幅信号として出力する検波部と、
    前記振幅信号に所定の信号処理を施して出力する信号処理部と、
    前記信号処理部から出力された信号の大きさに基づいて、前記増幅部に供給する電圧を制御するレギュレータとを備え、
    前記信号処理部は、
    少なくとも１つ以上のしきい値と、当該しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持し、
    所定の時間毎に前記振幅信号が前記しきい値を超えるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を出力し、
    前記所定の時間は、前記送信信号の変調モードによって長さが変更されることを特徴とする、送信回路。
  14. 入力データに基づいて送信信号を生成して出力する送信回路であって、
    前記入力データに基づいて、位相信号と振幅信号とを生成する信号生成部と、
    前記位相信号を角度変調する角度変調部と、
    前記角度変調部で角度変調された信号を振幅変調する振幅変調部と、
    前記振幅信号に所定の信号処理を施して出力する信号処理部と、
    前記信号処理部から出力された信号の大きさに基づいて、前記振幅変調部に供給する電圧を制御するレギュレータとを備え、
    前記信号処理部は、
    少なくとも１つ以上のしきい値と、当該しきい値に対応した２つ以上の離散値とを保持し、
    所定の時間毎に前記振幅信号が前記しきい値を超えるか否かを判定し、当該判定結果に基づいて出力する離散値を選択し、当該選択した離散値を有する信号を出力し、
    前記所定の時間は、前記送信信号の変調モードによって長さが変更されることを特徴とする、送信回路。
  15. 前記所定の時間は、前記送信信号の包絡線の変動が大きい場合は、前記送信信号の包絡線の変動が小さい場合に比べて短くなるよう変更される、請求項１、１３、または１４に記載の送信回路。
  16. ＱＰＳＫ変調モードと１６ＱＡＭ変調モードを有する送信回路であって、
    前記１６ＱＡＭ変調モード時は、前記ＱＰＳＫ変調モード時よりも、前記所定の時間を短くする、請求項１５に記載の送信回路。
  17. 通信機器であって、
    送信信号を生成する送信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を出力するアンテナとを備え、
    前記送信回路は、請求項１、１３、または１４に記載の送信回路であることを特徴とする、通信機器。
  18. 前記アンテナから受信した受信信号を処理する受信回路と、
    前記送信回路で生成された送信信号を前記アンテナに出力し、前記アンテナから受信した受信信号を前記受信回路に出力するアンテナ共用部とをさらに備えることを特徴とする、請求項１７に記載の通信機器。
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