JP2003506941A - 高周波変調ｒｆ増幅器 - Google Patents

高周波変調ｒｆ増幅器

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Abstract

(57)【要約】 本発明は、高効率（例えば、ハード・リミティングまたはスイッチモード）電力増幅器の高効率電力制御技術を提供する。所望変調の最大周波数とスイッチモードＤＣ−ＤＣ変換器の作動周波数との間の拡大は、スイッチモード変換器に能動線形調整器を設けることにより低減される。線形調整器は、充分な帯域幅をもつ電力増幅器の作動電圧を制御して所望の振幅変調波形を再生する。線形調整器は、加えられた制御信号に応答して出力電圧が変化する場合でも、その入力電圧の変化を除去する。スイッチモードＤＣ−ＤＣ変換器がその出力電圧を変えることができるようにすることにより高い効率が増強され、線形調整器の前後の電圧降下が、小さくかつ比較的一定レベルに維持される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、ＲＦ増幅器および信号変調技術に関する。
【０００２】
【従来技術】
セルラー電話、ポケットベル（登録商標）、無線モデム等の無線通信デバイス では、電池寿命が大きな関心事であり、特に無線周波数（ＲＦ）送信はかなりの 電力を消費する。このような電力消費への寄与ファクタとして、電力増幅作動が 不充分なことがある。無線通信用の一般的なＲＦ電力増幅器は、約１０％の効率 で作動するに過ぎない。増幅効率を大幅に高めるための低コスト技術が、強い要 望を満たすものであることは明らかである。
【０００３】 また、最新デジタル無線通信デバイスはパケットベースで作動する。すなわち
、送信された情報は１つ以上の一連の短いバーストで送出され、この場合、送信
機はバースト時間中のみ活性化され、他の全ての時間では活性化されない。従っ
て、バースト活性化および不活性化の制御は、電池寿命の延長に一層寄与するエ
ネルギ効率に優れた態様で制御されることが望まれている。
【０００４】 電力増幅器は、種々のグループ、すなわちクラスＡ、クラスＢ、クラスＡＢ等
に類別されている。電力増幅器の異なるクラスは、通常、異なるバイアス状態を
意味している。ＲＦ電力増幅器の設計において、通常、線形性と効率との間には
、同時には達成できない均衡（兼合い）がある。異なるクラスの増幅器を作動さ
せることは、設計者に、これらの２つのパラメータを均衡させる方法を提示する
。
【０００５】 概していえば、電力増幅器は、２つの異なるカテゴリ、すなわち線形と非線形
とに分けられる。線形増幅器（例えば、クラスＡ増幅器およびクラスＢプシュプ
ル増幅器）は高い線形性を維持し、出力信号は入力信号に対して線形的に比例す
るので、増幅器の出力での入力信号の忠実再生が得られる。非線形増幅器（例え
ば、シングルエンド形クラスＢおよびクラスＣの増幅器）では、出力信号が入力
信号に対して正比例しない。得られる出力信号の振幅歪みは、これらの増幅器を
、いかなる振幅変調も行なわない、定包絡線信号（constant-envelope signals
）として知られている信号に最適なものとする。
【０００６】 増幅器の出力効率は、ＲＦ出力電力と入力（ＤＣ）電力との比として定められ
る。電力増幅器の非効率性の主要原因は、トランジスタ内での電力消散にある。
クラスＡ増幅器は、デバイスを通って電流が連続的に流れるので非効率的である
。慣用的に、効率は、高められた効率に対する均衡のとれた線形性により改善さ
れる。例えばクラスＢ増幅器では、第２トランジスタ（プシュプル）により半サ
イクルが与えられなければ、出力信号が他の半サイクル中に遮断されるようにバ
イアス条件が選択される。この結果、波形の線形性が失われる。この出力波形は
、より高い周波数成分およびより低い周波数成分を濾過するためのタンク回路ま
たは他のフィルタを用いて正弦波状にすることもできる。
【０００７】 クラスＣ増幅器は、効率を更に高めるため、１サイクルの５０％以下の間作動
する。すなわち、出力電流導電角度が１８０°より小さい場合には、増幅器はク
ラスＣと呼ばれる。この作動モードはクラスＡまたはクラスＢより高い効率を有
するが、一般に、クラスＡ増幅器またはクラスＢ増幅器より大きい歪みを発生す
る。クラスＣ増幅器の場合には、入力振幅が変化すると、出力振幅に幾分かの変
化が生じる。これは、クラスＣ増幅器が、スイッチとしてではなく、定電流源（
たとえ瞬間的なものに過ぎなくても）として作動することによる。
【０００８】 他のクラスの増幅器は、単なるスイッチとしてトランジスタを使用し、トラン
ジスタ内の電力消散の問題に強く対処する。このような増幅器の基礎をなす原理
は、スイッチの前後の電圧またはスイッチを通る電流がゼロであるならば、スイ
ッチが理想的には電力を全く消散することがないというものである。従って、ス
イッチのＶ・Ｉ積は常にゼロであるので、このデバイスには消散は生じない。ク
ラスＥの電流増幅器は、２つのトランジスタを使用するクラスＤの電流増幅器と
は異なり、単一のトランジスタを使用している。
【０００９】 しかしながら、実際の寿命では、スイッチは理想的なものではない（スイッチ
は、ターンオン／オフ時間およびオン抵抗を有している）。これに付随する消散
が効率を低下させる。従って、従来技術は、スイッチングの瞬間に関する非ゼロ
時間についてスイッチ電圧がゼロとなり、これにより電力消散が低減されるよう
に、いわゆる「スイッチ−モード」増幅器（この増幅器では、トランジスタは、
該トランジスタに電流が流れている間に消散される電力を最小にする作動周波数
で作動するように駆動される）を改良する方法を探求してきた。クラスＥの増幅
器はリアクティブ出力ネットワーク（reactive output network）を使用してお
り、該ネットワークは、スイッチターンオン時のゼロ値およびゼロスロープの両
方を有するスイッチ電圧を形成するのに充分な自由度を与え、かくしてスイッチ
ング損失を低減させる。スイッチモード増幅器の更に別のクラスとして、クラス
Ｆ増幅器がある。クラスＦ増幅器は、通常の正弦波よりも方形波に近い出力を発
生する。出力波形のこの「方形化」は、出力ネットワークにおいて奇数調波（す
なわち、×３、×５、×７等）の発生を促進しかつ偶数調波（すなわち、×２、
×４等）を抑制することにより達成される。
【００１０】 図１には、セルラー電話に使用する既知の電力増幅器の一例が示されている。
例えばＧＳＭセルラー電話は、３０ｄＢｍの範囲に亘って出力電力をプログラミ
ングできなくてはならない。また、スプリアスエミッションを防止するには、送
信機のターンオンおよびターンオフプロファイルは正確に制御されなくてはなら
ない。電力は、ＤＡＣ（digital to analog converter：デジタル／アナログ変
換器）を介してセルラー電話のＤＳＰ（digital signal processor：デジタル信
号プロセッサ）により直接制御される。図１の回路において、信号ＧＴＣＬは、
電力増幅器に対するＲＦレベルを制御する外部ＡＧＣ増幅器のゲートを駆動する
。出力の一部は、方向性結合器を介してフィードバックされ、閉ループ作動を行
なう。図１の増幅器は、スイッチモード増幅器ではない。それどころか、この増
幅器は最高でも、飽和状態に駆動されるクラスＡＢ増幅器であり、従って比較的
低い効率を呈する。
【００１１】 図２は、米国特許第３，９１９，６５６号に開示されている既知のクラスＥの
電力増幅器の一例を示すものである。ＲＦ入力信号はリード線１を介してドライ
バ段２に接続され、該ドライバ段２は、リード線３を介して接続された信号を介
して能動デバイス５を制御する。能動デバイス５は、ドライバ２により適当に駆
動されるときに、実質的にスイッチとして機能する。従って能動デバイスの出力
ポートは、単極単投スイッチ６として表されている。スイッチ６には、ＤＣ電源
７および負荷ネットワーク９の入力ポートが直列に接続されている。負荷ネット
ワーク９の出力ポートは負荷１１に接続されている。スイッチ６が所望のＡＣ出
力周波数で周期的に作動されるとき、電源７からのＤＣエネルギが、スイッチン
グ周波数（およびその調波）でＡＣエネルギに変換される。
【００１２】 Sokal等の米国特許第３，９００，８２３号には、クラスＥ電力増幅器のフィ
ードバック制御が開示されている。フィードバック制御の必要性は、デバイス挙
動の完全な特徴付けが不可能であることを示唆しており、このことは、真のスイ
ッチとしてのデバイスの作動から実質的に逸脱していることをも示唆している。
この米国特許には更に、ネガティブ・フィードバック技術を適用してＲＦ入力駆
動の大きさを制御して１つ以上の先行段のＤＣ電源を制御することにより、低電
力レベルでのフィードスルー電力制御の問題の解決法が開示されている。フィー
ドバック制御を必要とすることは、システムでのフィードバックループダイナミ
ックスを拘束する。
【００１３】 図２に示すクラスＣ増幅器の構成は、理論的に高い変換効率を達成できるもの
であるが、リンギングのため、能動デバイスの出力に大きい電圧変動が生じると
いう欠点を有する。この大きな電圧変動（この電圧変動は、一般に、供給電圧の
３倍を超える）のため、低破壊電圧を有する或る能動デバイスを備えたクラスＥ
の回路の使用を妨げる。
【００１４】 ＲＦ電力増幅器をスイッチモードで作動させるためには、出力トランジスタ（
単一または複数）を、カットオフ−フル・オン−カットオフの間で、反復態様で
迅速に駆動する必要がある。この高速スイッチングの達成に要求される手段はス
イッチとして使用すべく選択されるトランジスタの種類に基いて定められ、電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）については、制御パラメータがゲートソース電圧で
あること、およびバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ、ＨＢＴ）については制御パ
ラメータがベース−エミッタ電流であることである。
【００１５】 しかしながら、図２のＲＦ増幅器の駆動回路は、一般に、同調（共振）回路か
らなるマッチングネットワークを有している。図３に示すように、このような構
成では、ＲＦ入力信号が、一般にクラスＡの作動を行なうドライバ増幅器に接続
される。ドライバ増幅器の出力信号は、マッチングネットワークを介して、スイ
ッチングトランジスタ（図３にＦＥＴとして示されている）の制御ターミナルに
接続されている。図２の負荷ネットワークの設計と同様に、このマッチングネッ
トワークの適正設計も容易ではない。
【００１６】 基本クラスＥの増幅器の種々の態様に基いて改善すべく、種々の設計が試みら
れている。このような設計の１つが、Choi等の論文”A physically Based Analy
tic Model of FET Class-E Power Amplifiers?Designing for Maximum PAE”（I
EEE Transactions on Microwave Theory and Techniques、Vol. 47、No. 9、１
９９９年９月）に開示されている。この論文はＦＥＴスイッチの種々の非理念性
をモデル化し、かつこのようなモデルから、優れたクラスＥ増幅器の設計につい
ての結論を得ている。選択されたトポロジーについては、１／２ワット以下の電
力レベルで約５５％の最大電力付加形効率（maximum power-added efficiency：
ＰＡＥ）が生じる。より高い電力では、ＰＡＥは劇的に低下し、例えば２Ｗで３
０％以下になる。
【００１７】 電力増幅器のＰＡＥは、最終出力電力の達成に必要な少なくとも２６ｄＢの利
得を実現するのに要するＤＣ供給電力量により設定される（この利得レベルでは
、駆動信号を介しての増幅器への電力入力−これは容易には測定できない−は無
視できるものとなる）。現在のところ、無線周波数で１Ｗ以上の出力電力を発生
できかつ少なくとも２６ｄＢの電力利得が得られる増幅デバイスは知られていな
い。従って、最終段の前に１つ以上の増幅器を設けなくてはならず、かつこのよ
うな増幅器により消費されるＤＣ電力は全体的ＰＡＥの決定に含めるべきもので
ある。
【００１８】 慣用の設計プラクティスでは、増幅器設計者は、ドライバ出力インピーダンス
と最終スイッチングトランジスタの入力インピーダンスとをインピーダンスマッ
チングさせることが要求されている。従って、ドライバ段から要求される実出力
電力は、スイッチング要素の（通常は低い）有効入力インピーダンスに作用する
必要電圧（電流）により定められる。スイッチングトランジスタの入力に対する
特定インピーダンスは定めることができない。なぜならば、インピーダンスの概
念は線形作動を必要としかつスイッチは殆ど線形性をもたないものだからである
。 図４には、上記アプローチによるＲＦ増幅器回路の一例が示されている。イン
ダクタＬ１、分路キャパシタおよびインダクタＬ２からなる段間「Ｔセクション
」は、ドライバ段と仮想５０オーム負荷（すなわち、最終段）とをマッチングさ
せるのに使用される。
【００１９】 この慣用プラクティスは、線形ネットワークではない、ドライバ段と最終段と
の間の段間を線形ネットワークとして処理する。また、慣用プラクティスは、ド
ライバ段と最終段との間の電力伝送（インピーダンスマッチングの意図成果）を
最大化する。かくして、例えばスイッチングトランジスタとしてのＦＥＴに必要
駆動電圧を発生させるためには、ドライバは、同相電流を発生してインピーダン
スマッチングされた電力を得る必要がある。
【００２０】 図５には、慣用ＲＦ電力増幅器回路の他の例が示されている。この回路は、ド
ライバ段と最終段とが結合キャパシタＣｃｐｌを用いて結合されている「共振段
間マッチング（resonant interstage matching）」を使用している。 上記のように、慣用の設計プラクティスでは、高出力電力（例えば２Ｗ。セル
ラー電話の作動中に一般的に見られる電力レベル）での高ＰＡＥを達成すること
はできない。 従前特許の調査
【００２１】 増幅器からの出力電力の制御はフィードバック構造を必要とすることが、前掲
のSokal等の米国特許および下記米国特許第４，３９２，２４５号、第４，９９
２，７５３号、第５，０９５，５４２号、第５，１９３，２２３号、第５，３６
９，７８９号、第５，４１０，２７２号、第５，６９７，０７２号および第５，
６９７，０７４号に一貫して開示されている。米国特許第５，２７６，９１２号
等の他の参考文献には、増幅器負荷回路を変更することによる増幅器出力電力の
制御が開示されている。
【００２２】 関連する問題として、例えば振幅変調（ＡＭ）信号、横軸振幅変調（quadratu
re amplitude modulated：ＱＡＭ）信号等の変調信号の発生がある。図６には、
既知のＩＱ変調構造が示されている。データ信号が、Ｉ信号およびＱ信号を発生
する横軸振幅変調信号に加えられる。同調信号が加えられる搬送波発生ブロック
により、搬送波信号が発生される。
【００２３】 次に、横軸変調器の出力信号が、電力制御信号に従って制御される可変減衰器
に加えられる。他の場合には、増幅器の利得を変えることにより電力制御が実行
される。これは、線形増幅器内のトランジスタへのバイアスを調節することによ
り達成され、加えられたバイアス条件に従ってトランジスタの相互コンダクタン
スが変化するという利点が得られる。増幅器の利得はトランジスタの相互コンダ
クタンスに強く関連しているので、相互コンダクタンスを変化させると増幅器の
利得が有効に変化する。得られた信号は、次に、線形電力増幅器により増幅され
かつアンテナに供給される。 ＡＭ信号では、信号の振幅は、音声のような情報信号の大きさに実質的に比例
する。音声のような情報信号は性質が一定ではないので、得られるＡＭ信号は出
力電力において連続的に変化する。
【００２４】 「陽極変調（plate modulation）」と呼ばれるクラスＣの非線形増幅器を使用
して正確な振幅変調信号を発生する方法は、例えばTermanの著書”Radio Engine
ers Handbook”（McGraw-Hill、１９４３年）に開示されているように、７０年
も前から知られている。一般的な陽極変調技術では、変調増幅器からの出力電流
が増幅要素（真空管またはトランジスタ）への電力供給電流に線形的に加えられ
、電力供給電流が、振幅変調に従ってその平均値から増減される。この変化電流
により、増幅要素への見掛け電力供給電圧が、増幅要素の抵抗（またはコンダク
タンス）特性に従って変化される。
【００２５】 出力電力のこの直接制御を用いることにより、変化する作動電圧の帯域幅が充
分なものである限り、ＡＭが行なわれる。すなわち、これらの非線形増幅器は、
増幅器の作動電圧に対して事実上線形増幅器として機能する。非線形電力増幅器
を駆動する間にこの作動電圧が時間とともに変化すると、出力信号は線形的に振
幅変調される。
【００２６】 振幅変調を達成する他の方法として、下記米国特許第４，５８０，１１１号、
第４，８０４，９３１号、第５，２６８，６５８号および第５，６５２，５４６
号に開示されているように多数の定振幅信号を組み合せる方法がある。下記米国
特許第４，８９６，３７２号、第３，５０６，９２０号、第３，５８８，７４４
号および第３，４１３、５７０号には、パルス幅変調を用いた振幅変調により電
力増幅器の電力供給を変える方法が開示されている。しかしながら、上記特許は
、スイッチモードＤＣ−ＤＣ変換器の作動周波数は、最大変調周波数よりかなり
高くなくてはならないことを教示している。
【００２７】 Nakanishi等の米国特許第５，１２６，６８８号は、電力増幅器の作動効率を
改善するため、電力増幅器の作動電圧の周期的調節と組み合せて実増幅器出力電
力を設定する、フィードバック制御を用いた線形増幅器の制御を扱っている。こ
の技術の主な欠点は、要求される出力電力を検出し、効率を改善するのに電力増
幅器の作動電圧を変えるべきか否かを決定し、かつこの決定をした場合に何らか
の変化を行なわせる付加制御回路を必要とすることにある。この付加制御回路は
、増幅器の複雑さを増大させかつ増幅器自体の電力を超える付加電力を引き出す
ため、全体的効率を直接低下させてしまう。
【００２８】 所望の変調特性をもつ高電力ＲＦ信号を発生させるための他の挑戦がなされて
いる。この目的は、固定出力電力を供給する多数の高効率増幅器を用いることに
より、Swansonの米国特許第４，５８０，１１１号の教示に従って達成され、こ
れは、所望の全結合出力電力がこの固定された多くの個々の増幅器電力となるよ
うにして順次可能になる。この構成では、全出力電力の最小変化は、本質的に、
多くの高効率増幅器の各々の電力に本質的に等しい。細かく級別された出力電力
の分割（resolution）が必要な場合には、潜在的に、非常に多くの個々の高効率
増幅器が必要になる。これにより、増幅器の複雑さが全体的に増大することは明
白である。
【００２９】 米国特許第５，３２１，７９９号に開示の技術は極変調を行なうものであるが
、完全応答データ信号に限定され、高電力、高効率増幅器には有効でない。この
米国特許は、変調された信号の振幅変化は、位相変調段および信号発生段に続く
デジタルマルチプライヤを介して加えられることを教示している。次に、デジタ
ル／アナログ変換器を用いて、最終アナログ信号が発生される。前述のように、
振幅変化で既に実行された情報をもつ信号は、信号の振幅変化の大きい歪みが生
じ得るため、高効率、非線形電力増幅器との相容性はない。
【００３０】 上記参考文献の教示があるにもかかわらず、変調周波数に比べて高い周波数ス
イッチモード作動を必要とすることなく、スイッチモード変換器を用いた作動電
圧の変化によりＲＦ信号の高周波数振幅変調を達成すること、変調制御により電
力レベル制御とバースト制御とを統一すること、任意の所望の特性（振幅および
／または位相）をもつ高周波数変調を可能にすること、および電力効率を犠牲に
することなくして高電力作動（例えば、ベースステーション）を可能にすること
等の解決すべき多くの問題が残存している。
【００３１】
【発明の概要】
概略的にいえば、本発明は、所望の制御すなわち変調を達成できる態様で、高
効率（例えば、ハード・リミティングまたはスイッチモード）電力増幅器の高効
率電力制御を行なう。従来技術とは異なり、フィードバックは不要である。すな
わち、増幅器は、連続的または頻繁のフィードバック調節を行なうことなく制御
される。一実施形態では、スイッチモード変換器の後に能動線形調整器を続ける
ことにより、所望変調の最大周波数とスイッチモードＤＣ−ＤＣ変換器の作動周
波数との間の拡大が縮小される。線形調整器は、所望振幅の変調波形を忠実に再
生すべく、電力増幅器の作動電圧を充分な帯域幅で制御するように設計される。
線形調整器は更に、加えられる制御信号に応答して出力電圧が変化されている間
でも、線形調整器の入力電圧の変化を除去するように設計されている。この除去
は、入力電圧の変化が、制御された出力変化の周波数に適合（commensurate）し
ている場合でも、または制御された出力変化の周波数より低い場合でも生じる。
振幅変調は、電力増幅器の作動電圧を直接または有効に変化させることにより達
成でき、同時に、１次ＤＣ電圧の、振幅変調された出力信号への高効率変換を達
成できる。この高い効率は、スイッチモードＤＣ−ＤＣ変換器がその出力電圧を
変化させて、線形調整器の前後の電圧降下が低くかつ比較的一定したレベルに維
持されるようにすることによっても増強される。時分割多重アクセス（ＴＭＤＡ
）バースチング能力は、効率的振幅変調と組み合わせることができる。また、通
信システムからの指令に従った平均出力電力レベルの変化は、同じ構造内で組み
合わせることもできる。
【００３２】 高効率振幅変調構造は、任意変調に拡大できる。変調は、極形態すなわち無横
軸（quadrature-free）態様で行なわれる。 単一の高効率段を一体に組み合わせて、高電力、高効率変調構造を形成するこ
とができる。
【００３３】
【好ましい実施例の詳細な説明】
本発明は、添付図面に関連して述べる以下の説明から一層良く理解されよう。 図７を参照すると、ここには、上記多くの欠点を解消できる電力増幅器のブロ
ック図が示されている。スイッチモード（すなわち飽和形）非線形増幅器には、
電力制御段で発生された電圧が印加される。例示の一実施形態では、非線形増幅
器に印加される電圧Ｖは、実質的に次式に従って制御される。 Ｖ＝√（ＰＲ）（＝（ＰＲ）１／２） ここで、Ｐは増幅器の所望の電圧出力レベル、Ｒは増幅器の抵抗である。スイッ
チモードすなわち飽和形増幅器では、抵抗Ｒは一定であるとみなすことができる
。電力制御段は、例えば電池からＤＣ入力電圧および電力レベルの制御信号を受
け、かつ前式に従って電圧を出力する。
【００３４】 図８は、飽和形クラスＡＢ電力増幅器の出力と数学的モデルＶ＝√（ＰＲ）（
＝（ＰＲ）１／２）をもつ作動電力とを比較してプロットしたものであり、単に
作動電圧を変えるだけで広範囲のダイナミックレンジに亘って非線形増幅器の出
力電力を直接制御することの効果が示されている。
【００３５】 再び図７を参照すると、一例示実施形態による電力制御回路は、直列に接続さ
れたスイッチモード（ＳＭ）変換器段および線形調整器段を有している。スイッ
チモード変換器は、例えばクラスＤのデバイスまたはスイッチモード電源（ＳＭ
ＰＳ）で構成できる。スイッチモード変換器は、電圧を、所望の電力増幅器作動
電圧レベルより幾分高いがほぼこのレベルに等しい電圧に効率的にステップダウ
ンさせる。すなわち、スイッチモード変換器は、効率的な総電力レベル制御を遂
行する。スイッチモード変換器は、所望の電力包絡線（power envelope）の立上
り（ramp）部分を形成するのに充分な微細制御を行なうものであるか否かは問わ
ない。
【００３６】 線形調整器は、スイッチモード変換器の出力に濾過機能を遂行する。すなわち
、線形調整器は、例えばＴＤＭＡバースト中に、正確な電力包絡線変調を制御す
る。線形調整器は、スイッチモード変換器のようなレベル制御能力を有するもの
であるか否かは問わない。 スイッチモード変換器および線形調整器の速度に基いて、電力制御および／ま
たは振幅変調の遂行に電力制御回路を使用できることに留意すべきである。制御
信号ＰＬ／バースト／ＭＯＤが一制御ブロックに入力され、該ブロックは、スイ
ッチモード変換器および／または線形調整器に適当なアナログまたはデジタル制
御信号を出力する。この制御ブロックは、ＲＯＭ（読出し専用メモリ）および／
またはＤＡＣ（デジタル／アナログ変換器）として実現できる。
【００３７】 図９には、本発明の一実施形態の作動を示す波形図が示されている。波形Ａ、
Ｂは、それぞれ、スイッチモード変換器および線形調整器に加えられるアナログ
制御信号を示す。波形Ｖ１、Ｖ２は、それぞれ、スイッチモード変換器の出力電
圧および線形調整器への出力電圧を示す。スイッチモード変換器は比較的大きい
時定数を有すること、すなわち比較的立上りが緩慢であると考えられる。制御信
号Ａが第１非ゼロ電力レベルに設定されると、電圧Ｖ１は適合電圧（commensura
te voltage）に向って立上り始める。変換器のスイッチモードの性質から、電圧
Ｖ１は、かなりの量のリップルを有する。所望電圧に到達するのに必要な時間の
長さは、ウェークアップ時間を定める。この電圧に到達すると、制御信号Ｂが上
昇および下降され、一連の伝送バーストを形成する。制御信号Ｂが上昇されると
電圧Ｖ２は適合電圧まで迅速に立上り、制御信号Ｂが下降されると電圧Ｖ２が迅
速に低下される。この例では一連のバーストの後、次のバーストのＲＦ電力レベ
ルを高めるため、制御信号Ａが上昇される。待機時間中、制御信号Ｂは低く維持
される。電圧Ｖ１が特定レベルに到達すると、制御信号Ｂは上昇および下降され
て他の一連の伝送バーストを形成する。
【００３８】 電圧Ｖ２は、電圧Ｖ１に重畳された破線で示されている。電圧Ｖ２は電圧Ｖ１ より僅かに低く、かつ電圧Ｖ１の負のピークリップルより高いことに留意すべき
である。線形調整器の入力電圧Ｖ１と線形調整器の出力電圧Ｖ２との差が小さい
ことが、全体的な高効率作動を可能にする。
【００３９】 図１０に示すように、本発明の他の実施形態によれば、スイッチモード変換器
は、比較的短い時定数を有すること、すなわち、比較的迅速に立上がると考えら
れる。従って、制御信号Ａが上昇されると電圧Ｖ１は適合電圧へと迅速に立上る
。制御信号Ａが制御信号Ｂ上に上昇される間の時間差はウェークアップ時間を定
める。このウェークアップ時間は非常に短く、従ってスリープ時間を最大化して
、電力を節約する。次に、伝送バーストの終時に制御信号Ｂが下降され、その後
に制御信号Ａが下降される。図９の例に続き、図１０において制御信号Ａが次に
上昇されると、制御信号Ａはより高い電力レベルを形成する。電圧Ｖ２が再び破
線で電圧Ｖ１上に重畳される。
【００４０】 同じ構造を使用して、電力制御およびバースト制御に加えて、振幅変調を行な
うことができる。図１１には、バースト形ＡＭ作動を示す波形図が示されている
。スイッチモード変換器の出力信号が実線で示されている。バーストが開始する
と、スイッチモード変換器の出力信号が立上がる。任意であるが、破線で示すよ
うに、線形調整器が出力信号に全ての振幅変調を行なって、スイッチモード変換
器が固定レベルまで立上がることができる。より好ましくは、効率の見地から、
スイッチモード変換器は振幅変調を行なって、所望の出力信号より上方の小さい
固定オフセットΔＶ（ノイズは無視）である出力信号を発生する。線形調整器は
、スイッチモード変換器の出力信号からノイズを除去して、信号を量ΔＶだけ有
効に下げる。線形調整器の出力信号は図１１において破線で示されている。バー
ストの終時に、信号は立ち下がる。
【００４１】 出力信号の電力レベル（信号の平均電力）の完全制御が保持される。図１２に
示すように、例えば高い電力レベルで連続バーストが生じることがある。図１１
と比較して、図１２では、より高い平均電力の出力を実現すべく、全ての信号が
適宜調整される。 位相変調信号に振幅変調を導入することは、これにより信号発生方法が複雑化
されることがあっても、ときには好ましいこともある。なぜならば、このような
信号は、しばしば、純粋な位相変調信号よりも小さい帯域幅を占めるからである
。図１３は、前述の形式の高効率増幅器を用いた極変調構造を示すブロック図で
ある。この極変調構造は、任意の所望変調を行なうことができる。データ信号は
、振幅信号および位相信号を発生する変調符号器に加えられる。位相信号は、位
相変調が可能な搬送波発生ブロック（このブロックには同調信号も加えられる）
に加えられる。得られた信号は、次に、前述の形式の非線形電力増幅器により増
幅される。この間に、振幅信号は振幅ドライバ（magnitude driver）に加えられ
る。振幅ドライバはまた、電力制御信号を受ける。これに応答して、振幅ドライ
バは非線形増幅器に加えられる作動電圧を発生する。振幅ドライバおよび非線形
増幅器は、図１３に破線で示すように、前述の図７と同じ態様で実現される。
【００４２】 上記変調構造は、数ある用途の中で、特にセルラー電話のハンドセット（送受
話器）に使用するのに適している。次の構造は、高電力、高効率ＲＦ信号の発生
の達成に使用できる。 図１４に示すように、高電力、高効率の第１振幅変調ＲＦ増幅器は、多数のス
イッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）ブロックを有し、各ブロックは例えば図７
に示したように実現される。増幅すべきＲＦ信号は、全てのＳＭＰＡブロックに
共通して入力される。各ＳＭＰＡブロックについての別々の制御信号は、振幅入
力信号に応答して振幅ドライバにより発生される。ＳＭＰＡブロックの出力信号
は、合計されて単一の合成出力信号を形成する。
【００４３】 図１４の増幅器の作動方法は、図１５を参照することにより理解されよう。図
１５の左側には振幅ドライバに加えられる全体的振幅信号が示され、右側には、
振幅ドライバによりそれぞれのＳＭＰＡに加えられるＳＭＰＡ駆動信号が示され
ている。個々の駆動信号の合計により全体的振幅信号が得られることに留意され
たい。 図１６には、高電力増幅器の他の実施形態が示されている。この実施形態では
、それぞれのＳＭＰＡについての個々の駆動信号を発生させる代わりに、共通の
駆動信号が発生されかつ全てのＳＭＰＡに共通に加えられる。所与の時点で、共
通駆動信号には、振幅ドライバに加えられた全体的振幅信号の１／Ｎの値が与え
られる（ここで、ＮはＳＭＰＡの数である）。この結果が図１７に示されている
。ここでも、個々の駆動信号の合計により全体的振幅信号が得られることに留意
されたい。
【００４４】 ここで図１８を参照すると、本発明の他の実施形態によるＲＦスイッチモード
増幅器のブロック図が示されている。ＲＦ入力信号が非リアクティブ駆動回路に
加えられる。駆動回路は、能動デバイススイッチを駆動する能動デバイスに接続
されている。能動デバイススイッチは、負荷例えばアンテナに供給されるＲＦ出
力信号を発生する負荷ネットワークに接続される。好ましくは、電力は、迅速可
変時間電源（rapid time variable power supply）を介して能動デバイススイッ
チに供給される。迅速可変時間電源は、能動デバイススイッチの作動電圧を変え
られるようにするスイッチモード電源と線形調整器との直列接続により実現され
る。作動電圧を制御された態様で変えることにより、電力制御、バースト制御お
よび変調が、前述のようにして行なわれる。
【００４５】 能動デバイススイッチは、バイポーラトランジスタまたはＦＥＴトランジスタ
で構成できる。図１９は、能動デバイススイッチがコレクタ、エミッタおよびベ
ースのターミナルを備えたバイポーラトランジスタである、ＲＦスイッチモード
増幅器の一部を示す概略図である。バイポーラトランジスタＮ１のコレクタは、
ＲＦチョークＬを介して作動電圧ＶＰＡに接続されかつ出力マッチングネットワ
ークにも接続されている。バイポーラトランジスタＮ１のエミッタは、交流（Ａ
Ｃ）グラウンドに接続されている。
【００４６】 バイポーラトランジスタＮ１のベースは、ダーリントン（Darlington）態様で
、他のバイポーラトランジスタＮ２（ドライバトランジスタ）のエミッタに接続
されている。ドライバトランジスタＮ２のコレクタは、作動電圧ＶＤＲＩＶＥＲ に接続されかつバイパスキャパシタにも接続されている。ドライバトランジスタ
Ｎ２は、バイアスネットワーク（例示の実施形態では３つの抵抗器Ｒ１、Ｒ２お
よび、Ｒ３を含んでいる）に関連している。１つの抵抗器Ｒ１は、ドライバトラ
ンジスタのエミッタから回路のアースに接続されている。他の抵抗器Ｒ２は、ド
ライバトランジスタのベースから接地されている。最後の抵抗器Ｒ３は、ドライ
バトランジスタＮ２のベースからＶＤＲＩＶＥＲに接続されている。ＲＦ入力信
号は、ＤＣ絶縁キャパシタＣｉｎを介してドライバトランジスタのベースに入力
される。 図２０に示すように、出力ネットワークは、インピーダンスマッチング伝送ラ
インＴＬおよびキャパシタＣｏｕｔの形態に構成できる。
【００４７】 図２１に示すように、ＲＦ入力電圧信号は正弦波である。入力電圧は、ドライ
バトランジスタＮ２のベースに波形２で示す電圧を発生させるため、上方にレベ
ルシフトされる。波形３で示す、ドライバトランジスタＮ２のエミッタ電圧は、
１Ｖｂｅだけ降下しておりかつスイッチングトランジスタＮ１のベースに印加さ
れる。正の半サイクルの開始時に、ドライバトランジスタＮ２はエミッタフォロ
ワとして作動し、エミッタの出力電圧はスイッチングトランジスタＮ１のターン
オン電圧より充分に低いため、スイッチングトランジスタＮ１が遮断される。信
号が増大すると、ドライバトランジスタＮ２はスイッチングトランジスタＮ１を
ターンオンし、かつ図２２に示すようにスイッチングトランジスタＮ１を飽和状
態に駆動する。キャパシタＣｏｕｔが図２３に示すように放電されると、ＲＦチ
ョークＬおよびスイッチングトランジスタＮ１を通って電流が流れかつ出力電圧
が低下する。正の半サイクルの終時に近付くと、ドライバトランジスタＮ２の出
力電圧が、スイッチングトランジスタＮ１のターンオン電圧以下に低下し、スイ
ッチングトランジスタをターンオフすることができる。抵抗器Ｒ１の値は、スイ
ッチングトランジスタＮ１を迅速に遮断できるように選択される。電流は、ＲＦ
チョークＬを通って流れ続け、キャパシタＣｏｕｔを充電しかつ出力電圧を増大
させる。
【００４８】 図２４には、能動デバイススイッチが、ドレーンターミナル、ソースターミナ
ルおよびゲートターミナルを備えたＦＥＴトランジスタ（ＭＥＳ−ＦＥＴ、ＪＦ
ＥＴ、ＰＨＥＭＴ等）であるＲＦスイッチモード増幅器の一部が示されている。
ＦＥＴトランジスタＭ１のドレーンは、ＲＦチョークＬ１を介して作動電圧ＶＰ Ａ に接続されており、更に出力ネットワークにも接続されている。ＦＥＴトラン
ジスタのソースは、回路（ＡＣ）グラウンドに接続されている。
【００４９】 ＦＥＴトランジスタのゲートは、大きい値の抵抗器Ｒ１を介して供給電圧−Ｖ Ｂ からバイアスされており、かつＤＣ絶縁キャパシタＣ１を介して、プシュプル
構造に接続された１対のバイポーラトランジスタ（ドライバトランジスタ）に更
に接続されている。ドライバトランジスタは、ＮＰＮトランジスタおよびＰＮＰ
トランジスタを有している。ＮＰＮドライバトランジスタＮ１のコレクタは作動
電圧ＶＣＣに接続されかつバイパスキャパシタにも接続されている。ＰＮＰドラ
イバトランジスタＰ１のコレクタは、負の基準電圧−ＶＢに接続されかつバイパ
スキャパシタにも接続されている。ドライバトランジスタのベースは共通に接続
されている。大きい値の抵抗器Ｒ２、Ｒ３は、共通ノードをそれぞれの電源レー
ルに接続している。
【００５０】 他のＮＰＮバイポーラトランジスタＮ２が、共通ベース形態で接続されている
。このバイポーラトランジスタのエミッタは、抵抗器Ｒ４を介して電圧−ＶＢに
接続されかつキャパシタＣ３を介してＲＦ入力信号に接続されている。このバイ
ポーラトランジスタのコレクタは、インダクタＬ２を介して作動電圧ＶＣＣに接
続されかつバイパスキャパシタにも接続されている。
【００５１】 図２５には、図２４の回路の入力電圧波形１〜４が示されている。入力電圧１
は、１Ｖｂｅだけ下方にレベルシフトされ（電圧２を形成する）かつバイポーラ
トランジスタN２のエミッタに印加される。バイポーラトランジスタN２のコレク
タには、インダクタＬ２の作用により、大きな電圧変動３が引き起こされる。こ
の電圧変動は、下方にレベルシフトされ、ノードＮでドライバトランジスタのベ
ースに印加される電圧４を形成する。作動に際し、正の半サイクル中は、最初に
、他のバイポーラトランジスタＮ２がターンオフされる。電流は、インダクタＬ
２を通って、対をなすトランジスタのベースに接続されたキャパシタＣ２へと流
れ、ＮＰＮトランジスタＮ１をターンオフさせかつＰＮＰトランジスタＰ１をタ
ーンオンさせる（図２６）。ＤＣ絶縁キャパシタＣ１は供給電圧ＶＣＣから充電
され、ＦＥＴ Ｍ１のゲート電位を上昇させかつＦＥＴをターンオンさせる（図
２７）。負の半サイクル中に、他のバイポーラトランジスタＮ２がターンオンさ
れる。電流は、インダクタＬ２および他のトランジスタＮ２を通って、−ＶＢレ
ールへと流れる。また、電流はＰＮＰトランジスタＰ１のベースから流出して、
該ＰＮＰトランジスタをターンオンする。ＤＣ絶縁キャパシタＣ１は放電して、
ＦＥＴ Ｍ１のゲート電位を低下させ、かつ該ＦＥＴをターンオフする。出力ネ
ットワークは、前述と同様に作動する。
【００５２】 図２８は、上記ドライバ回路が使用されている多段ＲＦ電力増幅器回路を示す
概略図である。回路の入力インピーダンスを設定するのに、結合キャパシタＣ１ 、キャパシタＣ２およびインダクタＬ１を有する入力マッチング回路が使用され
ている。ドライバ段Ｍ１および最終段Ｍ２はＦＥＴとして示されているが、他の
実施形態ではバイポーラトランジスタを使用できる。ＦＥＴ Ｍ１のドレーン電
極は、ＲＦチョークＬ３およびキャパシタＣ５を有するドレーンバイアスネット
ワークを介して供給電圧Ｖｄ１に接続されている。同様に、ＦＥＴ Ｍ２は、Ｒ
ＦチョークＬ７およびキャパシタＣ１０を有するドレーンバイアスネットワーク
を介して供給電圧Ｖｄ２に接続されている。
【００５３】 段Ｍ１、Ｍ２には、それぞれのゲートバイアスネットワークが設けられている
。段Ｍ１の場合には、ゲートバイアスネットワークは、共通ノードで電圧Ｖｇ１ に接続されたインダクタＬ２、キャパシタＣ３およびキャパシタＣ４を有してい
る。段Ｍ２の場合には、ゲートバイアスネットワークは、共通ノードで電圧Ｖｇ ２ に接続されたインダクタＬ６、キャパシタＣ８およびキャパシタＣ９を有して
いる。
【００５４】 ドライバ段および最終段は、段間ネットワークにより結合されている。この段
間ネットワークは、ここでは、インダクタＬ４およびキャパシタＣ６からなる直
列ＬＣ結合として示されており、これらの値は、最終段Ｍ２の入力キャパシタン
スと共振するように選択される。最終段Ｍ２は、慣用の負荷ネットワークに接続
されている。この負荷ネットワークは、この例では、キャパシタＣ１１、インダ
クタＬ８およびキャパシタＣ１２からなるＣＬＣ Ｐｉネットワークとして示さ
れており、これらの値は最終段Ｍ２の特性に従って決定される。
【００５５】 例示の実施形態では、構成部品の値は下記表に示す通りであり、キャパシタン
スはピコファラッド（ｐｆ）で、インダクタンスはナノヘンリー（ｎｈ）で測定
されている。
【表１】
【００５６】 図２８の例では、ドライバ段（段Ｍ１）はスイッチモードで作動される。図２
９は、ノードＡでの段Ｍ２への入力電圧、ノードＢでの段Ｍ１のドレーン電圧、
ノードＣでの段Ｍ２のドレーン電圧、ノードＤでの段Ｍ１のドレーン電圧および
ノードＥでの段Ｍ２のドレーン電圧を示す波形図である。最終段（段Ｍ２）のゲ
ート電圧のピーク値（波形Ａ）は、慣用設計でのピーク値よりかなり大きいこと
に留意すべきである。この構成では、スイッチの入力ドライバ電圧が充分に高く
、このためドライバ段の作動電圧は低くできる。この電圧低下により、ドライバ
へのＤＣ供給電力が一層低減され、ＰＡＥが増強される。
【００５７】 図示の形式の回路を使用して、２Ｗの出力電力で、７２％のＰＡＥが測定され
た。 以上、フィードバックの必要なくしてかつ高い電力付加効率で所望のＲＦ波形
を正確に発生できる、駆動回路および多段増幅器回路を備えた電力増幅器回路構
造を説明した。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、電力供給電圧を変えることにより出力電力が制御される既
知の電力増幅器を示すブロック図である。
【図２】 図２は、既知のシングルエンド形スイッチモードＲＦ増幅器を示す
簡単化したブロック図である。
【図３】 図３は、既知のＲＦ増幅器の一部を示す概略図である。
【図４】 図４は、慣用ＲＦ電力増幅器回路を示す概略図である。
【図５】 図５は、他の慣用ＲＦ電力増幅器回路を示す概略図である。
【図６】 図６は、既知のＩＱ変調構造を示すブロック図である。
【図７】 図７は、本発明の例示実施形態による電力増幅器を示すブロック図
である。
【図８】 図８は、飽和形クラスＡＢ電力増幅器の出力電力と数学的モデルＶ
＝√（ＰＲ）をもつ作動電圧との関係を比較してプロットした図面である。
【図９】 図９は、本発明の一実施形態の作動を示す波形図である。
【図１０】 図１０は、本発明の他の実施形態の作動を示す波形図である。
【図１１】 図１１は、バースト形ＡＭ作動を示す波形図である。
【図１２】 図１２は、電力レベル制御によるバースト形ＡＭ作動を示す波形
図である。
【図１３】 図１３は、高効率増幅器を用いた極変調構造を示すブロック図で
ある。
【図１４】 図１４は、第１高電力、高効率振幅変調ＲＦ増幅器を示すブロッ
ク図である。
【図１５】 図１５は、図１４の増幅器の作動を示す波形図である。
【図１６】 図１６は、第２高電力、高効率振幅変調ＲＦ増幅器を示すブロッ
ク図である。
【図１７】 図１７は、図１６の増幅器の作動を示す波形図である。
【図１８】 図１８は、本発明の一実施形態によるＲＦスイッチモード増幅器
を示すブロック図である。
【図１９】 図１９は、本発明の一実施形態によるＲＦスイッチモード増幅器
の一部を示すブロック図である。
【図２０】 図２０は、図１９のＲＦスイッチモード増幅器に使用するのに適
した負荷ネットワークを示す概略図である。
【図２１】 図２１は、図１９のＲＦスイッチモード増幅器の入力電圧および
関連波形を示す波形図である。
【図２２】 図２２は、図１９のスイッチングトランジスタのベース電流波形
およびコレクタ電流波形を示す波形図である。
【図２３】 図２３は、図１９のＲＦスイッチモード増幅器の出力電圧を示す
波形図である。
【図２４】 図２４は、本発明の他の実施形態によるＲＦスイッチモード増幅
器の一部を示す概略図である。
【図２５】 図２５は、図２４のＲＦスイッチモード増幅器の入力電圧および
関連波形を示す波形図である。
【図２６】 図２６は、図２４のドライブトランジスタのコレクタ電流波形を
示す波形図である。
【図２７】 図２７は、図２４のスイッチングトランジスタのゲート電圧波形
を示す波形図である。
【図２８】 図２８は、本発明の他の実施形態によるＲＦ電力増幅器回路を示
す概略図である。
【図２９】 図２９は、図２８の増幅器回路の選択されたノードに生じる波形
を示す波形図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，Ｃ Ａ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ， ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，Ｋ Ｅ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ， ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 マッキューン・アール・ダブリュー・ジュ ニア アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95050 サンタ・クララ サッター・アベ ニュー 2252 (72)発明者 メック・ロナルド・エイ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 95073 ソクォール オールド・サン・ノ ゼ・ロード 3630 Ｆターム(参考） 5J069 AA04 AA41 AA62 AA63 AA65 CA36 FA00 HA02 HA08 HA09 HA18 HA25 HA29 HA32 HA33 HA39 KA00 KA23 KA29 KA34 KA53 KA68 KC06 MA06 MA22 SA14 TA01 TA06 5J092 AA04 AA41 AA62 AA63 AA65 CA36 FA00 GR01 HA02 HA08 HA09 HA18 HA25 HA29 HA32 HA33 HA39 KA00 KA23 KA29 KA34 KA53 KA68 MA06 MA22 SA14 TA01 TA02 TA06

Claims (21)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 レベル制御、バースト制御および変調の少なくとも１つを遂行
    する制御信号に従って、一定の電圧範囲内の特定電圧を発生させる電圧調整器手
    段と、 最終増幅段を備えた電力増幅器とを有し、最終増幅段は供給電圧としての特定
    電圧および駆動信号を備え、該駆動信号は、増幅器をそれほど長時間に亘って線
    形作動領域で作動させることなく、最終増幅段を、２つの状態すなわち活性状態
    と不活性状態との間で反復駆動し、 前記増幅器は、連続的にまたは頻繁にフィードバック調節することなく制御さ
    れることを特徴とする可変出力ＲＦ電力増幅器。
  2. 【請求項２】 前記電圧調整器手段は、第１スイッチモード変換器段と第２線
    形調整器段とを有することを特徴とする請求項２に記載の可変出力ＲＦ電力増幅
    器。
  3. 【請求項３】 前記スイッチモード変換器段は粗いレベル制御を行ない、線形
    調整器段は微細な立上り制御を行なうことを特徴とする請求項２に記載の可変出
    力ＲＦ電力増幅器。
  4. 【請求項４】 前記電力増幅器はハード・リミティング作動することを特徴と
    する請求項３に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  5. 【請求項５】 前記電力増幅器は、クラスＡ増幅器、クラスＡＢ増幅器および
    クラスＣ増幅器の群から選択された飽和形増幅器であることを特徴とする請求項
    ４に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  6. 【請求項６】 前記電力増幅器はスイッチモード増幅器であることを特徴とす
    る請求項３に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  7. 【請求項７】 前記電力増幅器はクラスＣ増幅器であることを特徴とする請求
    項３に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  8. 【請求項８】 前記スイッチモード変換器段は、レベル制御および立上り制御
    を行なうことを特徴とする請求項２に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  9. 【請求項９】 前記線形調整器段は、立上り制御およびレベル制御を行なうこ
    とを特徴とする請求項２に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  10. 【請求項１０】 前記制御信号を受け、かつ該制御信号に応答して、スイッチ
    モード変換器段のための第１制御信号および線形調整器段のための第２制御信号
    を発生する手段を更に有することを特徴とする請求項２に記載の可変出力ＲＦ電
    力増幅器。
  11. 【請求項１１】 変調信号に応答して、前記スイッチモード変換器段のための
    第１制御信号および線形調整器段のための第２制御信号を発生する振幅ドライバ
    を更に有することを特徴とする請求項２に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  12. 【請求項１２】 位相制御信号に応答して、位相変調特性をもつ搬送信号を発
    生する手段を更に有することを特徴とする請求項２に記載の可変出力ＲＦ電力増
    幅器。
  13. 【請求項１３】 前記変調信号は振幅制御信号であり、ＲＦ信号は振幅変調さ
    れることを特徴とする請求項１２に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  14. 【請求項１４】 データ信号に応答して、振幅制御信号および位相制御信号を
    発生する変調符号器を更に有することを特徴とする請求項１３に記載の可変出力
    ＲＦ電力増幅器。
  15. 【請求項１５】 前記変調符号器は極座標系で作動することを特徴とする請求
    項１４に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  16. 【請求項１６】 複数の増幅器モジュールを更に有し、各増幅器モジュールが
    、 電力入力、電力出力および制御入力を備えたスイッチモード変換器と、 電力入力、電力出力および制御入力を備えた調整器とを有し、該調整器の電力
    入力がスイッチモード変換器の電力出力に接続されており、 変調信号に応答して、スイッチモード変換器の制御入力に入力される第１制御
    信号および調整器の制御入力に入力される第２制御信号を発生する振幅ドライバ
    と、 非線形作動モードを備えたＲＦ電力増幅器とを有し、調整器の電力出力がＲＦ
    電力増幅器の作動電圧を供給し、 全てのＲＦ電力増幅器に共通に加えられるＲＦ信号と、 全体的振幅信号に応答して１つ以上の振幅駆動信号を発生する振幅ドライバと
    を更に有し、振幅駆動信号は各ＲＦ電力増幅器に加えられることを特徴とする請
    求項２に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  17. 【請求項１７】 各ＲＦ電力増幅器についてのそれぞれの振幅駆動信号が発生
    されることを特徴とする請求項１６に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  18. 【請求項１８】 単一の振幅駆動信号が、前記全てのＲＦ電力増幅器に共通し
    て加えられることを特徴とする請求項１０に記載の可変出力ＲＦ電力増幅器。
  19. 【請求項１９】 レベル制御、バースト制御および変調の少なくとも１つを遂
    行する制御信号に従って特定電圧を発生させる段階と、 電力増幅器の最終増幅段の供給電圧として電力増幅器に特定電圧を印加する段
    階と、 増幅器をそれほど長時間に亘って線形作動領域で作動させることなく、最終増
    幅段を、２つの状態すなわち活性状態と不活性状態との間で反復駆動する段階と
    を有し、 前記増幅器は、連続的にまたは頻繁にフィードバック調節することなく制御さ
    れることを特徴とする電力増幅器の制御方法。
  20. 【請求項２０】 ＲＦ増幅器にＲＦ入力信号を加える段階を更に有し、ＲＦ入
    力信号が位相変調されることを特徴とする請求項１９に記載の方法。
  21. 【請求項２１】 振幅信号および位相信号を発生するため、データを極座標系
    で符号化する段階と、 位相信号に従ってＲＦ入力信号を発生させる段階とを更に有し、 前記変調信号が前記振幅信号から得られることを特徴とする請求項２０に記載
    の方法。
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