JP2005510163A - スイッチモード電力増幅器 - Google Patents

Abstract

デジタルスイッチモード電力増幅器は、直流電源１と、並列構成で配置され、スイッチモード動作で動作するように配置される２つのＤＣ−ＤＣコンバータとを含んでいる。それぞれのコンバータは、第一のスイッチ手段をもつ一次側２ａ、２ｂと、第二のスイッチ手段をもつ二次側５ａ、５ｂを有している。一次側は、直流電源１に接続されており、二次側は、負荷６の反対の端に接続される。さらに、それぞれのコンバータには、該一次側と該二次側との間で直流分離を提供するための変圧器が設けられている。この変圧器は、該一次側に配置される一次巻線３ａ、３ｂと該二次側に配置される二次巻線４ａとを有している。さらに、制御手段７は、一次制御手段１０と二次制御手段１２を有しており、相補的なやり方でＤＣ−ＤＣコンバータを動作させ、それぞれのコンバータの切換え周期に影響を及ぼすように電力制御を利用するために配置される制御手段７を有している。

Description

本発明は、オーディオアプリケーションにおいて使用するためのスイッチモード電力増幅回路に関する。

米国特許第4,186,437号では、たとえば、オーディオアプリケーションで使用するためのスイッチモードの電力増幅器及び直流−直流（ＤＣ−ＤＣ）コンバータが開示されている。このスイッチモード電力増幅器は、並列構成で配置される２つの切換え用ＤＣ−ＤＣコンバータを含んでいる。それぞれのコンバータは、双方向の電流の流れを可能としており、これにより、電力増幅器は、プッシュ−プル動作で動作することができる。

多くの実用的なオーディオアプリケーションでは、使用される装置のために高い安全性を得ることが望まれる。たとえば、直流電圧のピークを除くことが必要であり、この直流電圧のピークは、電力増幅器を通して送出される場合があり、このため、負荷を損傷する場合がある。したがって、この安全性を提供するオーディオ用電力増幅器を提供することが望まれる。米国特許第4,186,437号で開示されるタイプの電力増幅器は、かかる要件、すなわち、負荷に送出されることがある直流電圧ピークを防止することを満たさないため、他のタイプの回路に基づいたオーディオ増幅器に研究開発が集中している。１つのかかるアプローチが欧州特許第386933号に開示されている。このアプローチでは、２つのステージを有するオーディオ用電力増幅器が提供され、この２つのステージは、直列接続され、変圧器から構成される隔離用の障壁を有している。１つの制御回路は、一次側と二次側の両方の切換え処理を行う。したがって、一次側のスイッチ手段のためのドライバと該スイッチ手段自身の間、及び二次側のスイッチ手段のためのドライバと該スイッチ手段自身の間の両者で、一次側と二次側の間の全体的な分離を得るため、エネルギー伝送のための変圧器が必要とされる。さらに、二次側は、それぞれ二次側のスイッチ手段について１つの、２つの並列回路を含んでいる。スイッチ手段は双方向で動作しなければならないので、二次側のスイッチ手段、すなわち回路は、ステアリングダイオードを介して互いに接続されている。

欧州特許第386933号に示される増幅器の問題点は、複雑な回路設計にあり、これは主に２つの事実に従う。第一に、一次側及び二次側の切換え処理を行うため、単一の制御回路が使用され、直流分離を提供するため、それぞれのスイッチ素子で複雑な回路配置を必要とする。第二に、カスケード接続された２つのステージが使用され、第一のステージは、隔離とともに電源を含んでおり、第二のステージは、送出された信号を調節するものである。また、これにより、複数の回路素子が使用され、カスケードでの２つの電力ステージにより電力が処理されるため、増幅器の電力効率が低下することになる。

本発明の目的は、従来技術と比べてコンパクトかつ簡単な回路設計を有しつつ、より少ない数の構成要素、特により少ない数のスイッチ素子を使用する直流分離（DC-isolation）をもつスイッチモード増幅器を提供することにある。これは、次に、縮小されたサイズ及び軽量の電力増幅器を提供するものである。
本発明の更なる目的は、高い電力効率を有する分離されたスイッチモード増幅器を提供することにある。

本発明は、２つのＤＣ−ＤＣコンバータに隔離用の障壁を設けるという洞察に基づいており、並列配置でコンバータを設けて、スイッチモードの電力増幅器に双方向の電流の流れを可能にする分離を提供するものである。

有利なことに、本発明によるスイッチモードの電力増幅回路は、直流の電源と、並列構成（parallel configuration）で配置され、スイッチモード動作で動作するために配置される２つのＤＣ−ＤＣコンバータとを有している。さらに、制御手段は、相補的なやり方で、ＤＣ−ＤＣコンバータを動作するために配置される。それぞれのコンバータの切換え周期に影響を及ぼすため、電力の制御が使用される。さらに、増幅器のそれぞれのコンバータは、一次側及び二次側を有しており、一次側は、直流電源に接続され、二次側は、負荷の反対の端に接続されている。それぞれのコンバータは、一次側と二次側の間で直流分離を提供するための変圧手段を有している。変圧手段は、一次側に接続される一次巻線と、二次側に接続される二次巻線を有している。

本発明によるソリューションにより、既存のソリューションと比較して、幾つかの利点が提供される。たとえば、変圧器により得られる直流分離は、複雑な回路設計をすることなしに、ラウドスピーカのような負荷のために高い安全性を提供する。本発明による増幅器の回路設計は、簡単かつコンパクトである。結果的に、増幅器の製造費用は低い。さらに、増幅器は、１つのステージを有するので、電力効率が改善される。

好ましくは、制御手段は、一次側の制御手段及び二次側の制御手段を有している。二次側制御手段は、あるコンバータの二次側で、負荷に供給される電圧に対応する第一の二次側の制御信号を検知し、該第一の二次側の制御信号とオーディオ入力信号を利用することで、二次側の切換え周期を相補的なやり方で制御するために配置される。一次側制御手段は、それぞれのコンバータの一次巻線で、一次側信号を検知するために配置される。それぞれの一次側信号は、それぞれのコンバータの二次巻線での電圧にそれぞれ対応しており、一次側信号を利用することで、一次側の切換え周期は、相補的なやり方で制御される。

この構成は、コンバータの一次側と二次側の間で完全な隔離を提供するものである。これは、一次側制御手段と二次側制御手段の間に物理的な接続が存在しないためである。二次側制御手段と一次側制御手段の間の全ての信号の伝達は、二次巻線と一次巻線の間の誘導により伝達される。この誘導を使用して信号、すなわち信号に対応する電圧を伝達することで、コンバータが直流分離されるだけでなく、制御回路もまた直流分離される。

本発明の好適な実施の形態によれば、増幅器は、４つのみのスイッチ素子、すなわちスイッチ手段を有している。これは、回路すなわち増幅器の設計が簡略化されるために有利なことである。さらに、増幅器の制御、したがって制御回路の設計もまた簡略化される。これにより、増幅器のコンパクトかつ電力効率の高い設計が必要とされる。さらに、それぞれのコンバータでは、少ない数のエネルギー蓄積素子が使用され、好ましくは、それぞれのコンバータにおいて５つのエネルギー蓄積素子が使用される。この特徴は、全てのエネルギー蓄積素子が電力損失を必要とするため、電力効率をさらに向上する。

好ましくは、それぞれの変圧器の一次巻線と二次巻線の極性は、反対にされる。これにより、コンバータのスイッチング手段に対して相補的な駆動が簡略化される。これは、それぞれのコンバータの一次側のスイッチ手段と、二次側のスイッチ手段の相補的な動作を可能にする極性を有する一次側制御回路のための信号を提供するため、反転回路により処理することなしに、一次巻線で誘導された電圧を一次制御手段で使用することができるためである。

便利なことに、金属・酸化膜・半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用して、コンバータのスイッチ手段が実現され、これにより、簡単かつ安価な回路設計が提供される。さらに、それぞれのＭＯＳＦＥＴは、ソース接地構成で接続される。したがって、同じ駆動源によりコンバータのそれぞれの側にあるＭＯＳＦＥＴを駆動することができるが、相補的な動作を可能にするために位相に関して反対である。すなわち、一次側にあるＭＯＳＦＥＴは、ある駆動源により駆動され、二次側にあるＭＯＳＦＥＴは、別の駆動源により駆動される。これにより、順次に、トランジスタのオンタイムのオーバラップを自動的に回避する。さらに、双方向の電流を実現することで、コンバータが連続的な導通モードで常時動作することが保証される。また、これにより、増幅器の設計が簡略化され、コンパクトかつ安価な設計が提供される。

本発明の更なる詳細及び態様は、本発明の好適な実施の形態に関する以下の説明から明らかとなるであろう。本発明の好適な実施の形態は、添付図面を参照して更に詳細に説明される。

図１を参照して、本発明に関する特定の原理を例示するブロック図が示されている。理解されるように、２つの同一の回路が並列構成で配置されている。それぞれの回路は、入力直流電圧源１、入力回路手段２ａ及び２ｂ、変圧器の一次巻線３ａ及び３ｂを含み、これらがこの順序で直列接続されている一次側のループ回路を有している。さらに、それぞれの一次側ループ回路は、入力エネルギー蓄積手段に接続される第一のスイッチ手段を含んでいる。この入力エネルギー蓄積手段は、該入力エネルギー蓄積手段を交互に充電及び放電することができるように接続されている。さらに、それぞれの回路は、変圧器の二次巻線４ａ及び４ｂのそれぞれ、出力回路手段５ａ及び５ｂのそれぞれ、及び負荷６を含んでおり、これらがこの順序で直列接続される二次側ループ回路を有している。さらに、出力回路手段は、出力エネルギー蓄積手段に接続される第二のスイッチ手段を含んでいる。この出力エネルギー蓄積手段は、該出力エネルギー蓄積手段を交互に充電及び放電することができるように接続されている。

それぞれのコンバータの第一のスイッチ手段と第二のスイッチ手段の切換えは、制御回路７を通して制御され、同期される。この制御回路の設計及び動作は、図２、図４ａ及び図４ｂを参照して更に詳細に説明される。それぞれのコンバータの第一のスイッチ手段は、一次巻線３ａ及び３ｂのそれぞれにわたり、それぞれのコンバータの入力エネルギー蓄積素子を通して、次いで、逆方向において、一次巻線３ａ及び３ｂのそれぞれにわたり、入力エネルギー蓄積素子を通して交互に導通を生じさせる。結果的に、入力エネルギー蓄積素子は、２つの別個のインターバル、すなわち放電インターバル及び充電インターバルを示す。先に説明されたように、第二のスイッチ手段の切換えは、制御回路７を通して制御され、同様にして、出力エネルギー蓄積素子は、２つの別個のインターバル、すなわち放電インターバル及び充電インターバルを示す。

さらに、制御回路７は、オーディオ入力８と、オーディオ信号をＰＷＭ（Pulse WidthModulated）信号に変換するための手段を含んでいる。この変換は、たとえば、オーディオ入力信号と、のこぎり波状の波形とを比較してＰＷＭ信号を生成するためのコンパレータをといった従来の技術により行われる。

一次巻線３ａ及び３ｂを通して伝導する電流は、二次巻線４ａ及び４ｂのそれぞれにおける方向を有する電流を誘導し、この方向は、一次巻線３ａ及び３ｂと二次巻線４ａ及び４ｂの間の極性の関係に依存する。さらに、誘導される電流は、負荷６を通してそれぞれのコンバータの第二のスイッチ手段により交互に結合される。この処理は、図２、図３、図４ａ及び図４ｂを参照して更に詳細に説明される。

図２を参照して、本発明に係る増幅器の第一の実施の形態が示される。図示される回路は、並列構成で配置される２つの分離されたＤＣ−ＤＣコンバータを含んでいる。直流電源Ｖiは、それぞれのコンバータの入力端子に印加される。それぞれ分離されたＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に関して、入力インダクタＬi1及びＬi2のそれぞれは、電源Ｖiに接続される。それぞれの入力インダクタＬi1及びＬi2と直列に、それぞれのコンバータにおいて２つのブランチが並列に接続されている。それぞれのコンバータの第一のブランチでは、入力蓄積キャパシタＣi1及びＣi2は、変圧器Ｔ1及びＴ2のそれぞれの第一、すなわち一次巻線ｎ11及びｎ21に接続されており、第一のスイッチ手段Ｓ1及びＳ2のそれぞれは、第二のブランチに配置されている。二次側に関して、変圧器Ｔ1及びＴ2の第二、すなわち二次巻線ｎ12及びｎ22は、出力蓄積キャパシタＣo1及びＣo2のそれぞれと直列に接続されている。なお、一次及び二次巻線の極性は、図２に示される点で示されるように反対方向を有している。さらに、出力蓄積キャパシタＣo1及びＣo2は、出力接続部Ｊo1及びＪo2で、第二のスイッチ手段Ｓ3及びＳ4のそれぞれに接続される。コンバータの出力ジャンクションＪo1及びＪo2は、出力フィルタを介して、負荷ＲLの反対の端に接続されている。図２に示される出力フィルタは、出力フィルタインダクタＬof1及びＬof2、及び出力フィルタキャパシタＣof1及びＣof2を有している。それぞれの出力フィルタインダクタＬof1及びＬof2は、出力接続部Ｊo1及びＪo2に接続されるとともに、出力フィルタキャパシタＣof1及びＣof2のそれぞれを介して接地されている。

それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に関して、３つの異なる電流ループが画定されており、これらの電流ループは、スイッチ手段Ｓ1及びＳ2のそれぞれの開モード及び閉モードから生じる。コンバータが同一であるので、第一のコンバータに含まれるループのみが説明される。開モードのスイッチ手段Ｓ1は、開モードの一次側の電流ループを生じる。ここで、電源は、入力インダクタＬi1、入力蓄積キャパシタＣi1及び変圧器Ｔ1の一次巻線ｎ11を含むループに供給する。閉モードのスイッチ手段Ｓ1は、電源により供給される入力インダクタＬi1、スイッチ手段Ｓ1を含む第一の閉モードの一次側電流ループを生じる。さらに、第二の閉モードの一次側の電流ループが画定され、この電流ループは、入力蓄積キャパシタＣi1、変圧器Ｔ1の一次巻線ｎ11、及びスイッチ手段Ｓ1を含んでいる。

また、３つの異なる電流ループは、それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータの二次側に関して定義され、これらの電流ループは、第二のスイッチ手段Ｓ3及びＳ4のそれぞれの開モード及び閉モードから生じる。先に説明されたように、１つのコンバータに含まれるループが説明される。第一のコンバータの第二のスイッチ手段Ｓ3の開モードでは、変圧器Ｔ1の二次巻線ｎ12、出力蓄積キャパシタＣo1及び出力フィルタを含む第二の開モードの電流ループが画定される。第二の開モードの電流ループは、変圧器Ｔ1の一次巻線ｎ11における電流により、変圧器Ｔ1の二次巻線ｎ12で誘導される電流を伝送する。この誘導された電流は、出力フィルタにより負荷ＲLに順次供給される。スイッチ手段Ｓ3の閉モードでは、第一の閉じた電流ループ、及び第二の閉じた電流ループが画定される。第一の閉モードの電流ループは、変圧器Ｔ1の二次巻線ｎ12及び第二のスイッチ手段Ｓ3により画定され、第二の閉モードの電流ループは、第二のスイッチ手段Ｓ3及びフィルタにより画定され、この電流ループは、負荷ＲLを供給する。

なお、代替的なフィルタ設計が存在し、このフィルタ設計により、この回路で使用される記載された二次の低域通過フィルタを置き換えることができる。１つの考えられる代替的なフィルタ設計は、４次の低域通過フィルタである。この４次の低域通過フィルタは、たとえば、図２を参照して説明されるように、カスケードで配置される２つの２次の低域通過フィルタから構成される。

本発明によれば、分離された切換え用のコンバータは、タンデム（パラレル）に動作される。２つの分離されたコンバータは、位相を異にして、すなわち相補的なスイッチ駆動の割合で動作することが好ましい。実際に、スイッチ手段Ｓ1及びＳ4がインターバルＤＴsの間に開モードにあるとき、スイッチ手段Ｓ2及びＳ3は、同じインターバルの間に閉モードにある。すなわち、それぞれのコンバータの一次側のスイッチ手段Ｓ1及びＳ2は、位相を異にして動作され、このことは、二次側のスイッチ手段Ｓ3及びＳ4についても当てはまる。さらに、上側のコンバータのスイッチ手段Ｓ1及びＳ3は、位相を異にして動作され、このことは、下側のコンバータのスイッチ手段Ｓ2及びＳ4にも当てはまる。Ｄは、スイッチのデューティ比、すなわちデューティサイクルであり、ｆs＝１／Ｔsは、スイッチング周波数である。幾つかの理由のため、スイッチング周波数の限界を定めることが望まれる。スイッチング周波数は、１００〜３５０ｋＨｚの範囲であることが好ましい。デューティ比は、連続動作の特定の周期の間での、全体の周期に対する全てのパルス期間の総和の割合である。

それぞれのコンバータにおける出力フィルタキャパシタ間の出力電圧Ｖo1、Ｖo2は、理想的には、以下の式で示される（寄生抵抗は考慮されない）。

ここで、Ｖiは入力電圧であり、Ｄはデューティサイクルである。なお、これらの式は、両方のコンバータが連続的な導通モードで動作するという仮定の下で有効である。これらの式からわかるように、２つの出力電圧は、Ｄ＝０．５についてのみ等しい。したがって、図２に示されるように、並列構成で２つのコンバータを含むスイッチモードの増幅器は、負荷ＲLの間の差の出力電圧は、以下の式で与えられる。

ここで、それぞれの出力フィルタキャパシタ間の出力電圧は、Ｖo1及びＶo2により示される。

デューティサイクルは、以下のように制限されることが好ましい。

ここで、０．２ｓｉｎωは、変調信号である。これらの式からわかるように、制限された変調の深さを使用して、十分な差の出力電圧を得ることが可能である。

コンバータは、双方向、すなわちそれぞれのコンバータにおける電流（電力）の流れは双方向である。これは、２つの個別のコンバータの間で負荷を流れる電流が、一方のコンバータ出力で発生し、他方のコンバータ出力で減衰し、２つの要素たるコンバータにおいて反対の電流の流れが生じるために極めて重要なことである。

それぞれのスイッチ手段は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴで実現されることが好ましく、このことは、図３に示されている。すなわち、第一のスイッチ手段Ｓ1は、Ｑ1及びＤ1で実現される。ここで、Ｄ1は、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオード（internal diode）、すなわちボディダイオードである。他のスイッチ手段Ｓ2、Ｓ3及びＳ4は、同じやり方で実現される。勿論、ＭＯＥＦＥＴと外部ダイオード（external diode）を使用することで、スイッチ手段を実現することも考えられる。さらに、たとえば、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ及びサイリスタといった、考えられる多くの他の半導体スイッチが存在する。

また、一次側及び二次側のそれぞれにあるＭＯＳＦＥＴを動作するための一次側制御回路１０及び二次側制御回路１２が含まれる。ここで、制御回路１０及び１２の基本的な構成は、図４ａ及び図４ｂのそれぞれを参照して説明される。一次側制御回路１０は、一次側にあるＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２を動作するために配置される。すなわち、一次側制御回路１０は、それぞれＭＯＳＦＥＴＱ１及びＱ２のそれぞれのゲートに接続される。同様にして、二次側制御回路１２は、二次側にあるＭＯＳＦＥＴＱ３及びＱ４を動作するために配置される。すなわち、二次側制御回路１２は、それぞれのＭＯＳＦＥＴＱ３及びＱ４のゲートに接続される。図４ａからわかるように、一次側制御回路１０は、スタートアップ発振器２０、ロジック回路２１及びフリップフロップ２２を含んでいる。スタートアップ発振器２０には、起動信号を受けるための入力２３が設けられており、図示されるように、この入力は、直流電圧Ｖiにより供給され、ロジック回路２１のための発振信号を生成する。ロジック回路２１は、発振器２０に接続され、コンバータの一次側の電圧に対応する制御信号を受けるための信号入力２４，２５が設けられる。好適な実施の形態では、入力２４，２５は、フィードバック構成において、電圧Ｖ11及びＶ21のそれぞれにより供給される。図２で示されるように、電圧Ｖ11及び電圧21は、一次側巻線ｎ11及びｎ21と、入力蓄積キャパシタＣi1及びＣi2の間のそれぞれ接続部で生成される。それぞれの電圧Ｖ11及びＶ21は、二次巻線ｎ12及びｎ22のそれぞれでの電圧による誘導により影響される。発振器２０及び一次側からの入力信号は、ロジック回路２１で処理され、フリップフロップ回路２２への変調信号を生成する。一次側にあるＭＯＳＦＥＴの二相制御は、一次側のドライバ（図示せず）を通して達成される。このドライバは、フリップフロップ回路２３の真の出力（Ｑp）及び相補的な出力
（外１）

を制御信号に変換する。次いで、この制御信号は、一次側のＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される。

図４ｂに示されるように、二次側の制御回路１２は、積分器２７、コンパレータ２８、ロジック回路２９、及びフリップフロップ回路３０を含んでいる。また、フィードバック入力３１及びオーディオ入力３２は、二次側制御回路１２にも設けられる。オーディオ信号Ｖaudioは、オーディオ入力に３２に印加される前に、負帰還演算増幅器（図示せず）、アンチ・エリアシングフィルタ（図示せず）及び演算増幅器（図示せず）を介して適切に、図３及び図４ｂにおけるＶ22により示される低域通過フィルタ出力からの電力フィードバックにより、公知のやり方で処理される場合がある。勿論、フィードバック信号としてＶ12を使用すること、又はＶ12及びＶ22の両者を使用することも可能である。好適な実施の形態では、Ｖ12とＶ22の間の電位差がフィードバック信号として使用される。パルス幅変調信号は、フリップフロップ回路３０を切換えるために使用される。パルス幅変調信号は、積分器２７からの制御信号と図４ｂにおいてfreqで示される波形信号とを比較するコンパレータ２８を使用して、ロジック回路により生成される。二次側にあるＭＯＳＦＥＴの二相制御は、二次側のドライバ（図示せず）を通して達成される。この二次側ドライバは、フリップフロップ回路３０の真の出力（Ｑs）及び相補的な出力
（外２）

を制御信号に変換する。次いで、この制御信号は、二次側にあるＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される。

なお、光カプラまたはパルス変換器のような、一次側制御回路１０と二次側制御回路１２とを接続する物理リンクは存在しない。一次側制御回路１０は、巻線を介して二次側制御回路１２により間接的に制御される。これは、二次巻線ｎ12及びｎ22のそれぞれでの電圧により誘導された変動電圧Ｖ11及びＶ21が一次側制御回路１０のための制御信号として利用されるためである。電圧Ｖ11の交流作用は、第一のコンバータの二次巻線ｎ12の間の電圧の変動により制御され、この電圧変動は、二次側にあるＭＯＳＦＥＴＱ3により、それにより二次側制御回路１２により、順次制御される。すなわち、電圧Ｖ11に対応する制御信号は、変圧器Ｔ1を介して二次側から間接的にフィードバックされる。同じことが、第二のコンバータ、すなわち電圧Ｖ21にも当てはまる。

この特徴は有利である。それは、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいてのみならず、制御回路１０と制御回路１２の間において、一次側と二次側の間で完全な分離が得られるためである。

当業者であれば理解されるように、制御回路のロジック回路は、様々なやり方で容易に実現することができ、その更なる詳細はここでは説明されない。

本発明の便利な特徴は、全ての４つのＭＯＳＦＥＴがアース（ソース接地）されることである。したがって、同じ駆動源により、コンバータのそれぞれの側にあるＭＯＳＦＥＴを駆動することが可能であるが、先に説明されたように、位相に関して反対である。すなわち、一次側にあるＭＯＳＦＥＴは、ある駆動源により駆動され、二次側にあるＭＯＳＦＥＴは、別の駆動源により駆動される。したがって、トランジスタのオンタイムのオーバラップが自動的に回避される。さらに、双方向電流を実現することで、コンバータが連続的な導通モードで動作することが保証される。

ＭＯＳＦＥＴＱ1、Ｑ2、Ｑ3及びＱ4は、それらのそれぞれのドライバにより交互にオン及びオフにされる。図２において示されるように、ＭＯＳＦＥＴＱ1は、インターバルＤＴsの間でオンとなり、インターバル（１−Ｄ）Ｔsの間でオフとなる。この逆にされた条件は、ＭＯＳＦＥＴＱ3について有効である。ＭＯＳＦＥＴＱ2は、インターバル（１−Ｄ）Ｔsの間でオンとなり、インターバルＤＴsの間でオフとなる。この逆にされた条件は、ＭＯＳＦＥＴＱ4について有効である。ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴがオフであるときに導通し、制御信号がＭＯＳＦＥＴをオープンにしたとき、すなわちＭＯＳＦＥＴがオンとなったとき、ＭＯＳＦＥＴは、内蔵ダイオードにおける順方向の損失を除くため、内蔵ダイオードから取って代わる。

動作において、回路は、以下のように動作する。明確さのため、動作は、１つのコンバータを参照して説明される。なお、回路の第二のコンバータは、同様なやり方で動作する。最初のインターバルにおいて、ＭＯＳＦＥＴＱ1がオフとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ3がオン、すなわち導通モードであるとき、直流電源Ｖiにより供給される入力電流は、入力インダクタＬi1及び入力キャパシタＣi1を充電し、変圧器Ｔ1の一次巻線ｎ11を通して流れる。同じ方向に流れる誘導電流は、巻線ｎ11，ｎ12の逆の極性のため、入力電流として、変圧器Ｔ1の二次巻線ｎ12における入力電流の反射により生じる電流であって、出力キャパシタＣo1を充電する。誘導電流の強度は、たとえば、変圧器の巻き数比、すなわち変圧器の一次巻線の巻き数と該変圧器の二次巻線の巻き数の間の割合を変更することで調節することができる。好適な変圧器の巻き数比は、１６：１である。

出力インダクタＬof1は、負荷ＲL及び出力フィルタキャパシタンスＣof1に放電し、これにより、出力フィルタキャパシタＣof1間に出力電圧Ｖo1を生じる。式（１）及び式（２）に示されるように、出力電圧Ｖo1、Ｖo2は、デューティサイクルＤ及び入力電圧Ｖiからなる関数である。最初のインターバルの間、ＭＯＳＦＥＴＱ3スイッチの内蔵ダイオードＤ3は、入力電流と出力電流の合計、すなわち言い換えれば、出力インダクタＬof1からの誘導電流と放電電流を送出する。この最初のインターバルの間、入力キャパシタＣi1及び出力キャパシタＣo1には電気エネルギーが蓄積され、入力インダクタＬi1及び出力インダクタＬof1から磁気エネルギーが放出される。

第二のインターバルでは、ＭＯＳＦＥＴＱ1がオンするとき、すなわち導通モードにあるとき、ＭＯＳＦＥＴＱ3はオフし、入力電流は入力インダクタＬi1を充電し、入力キャパシタＣi1は、ＭＯＳＦＥＴＱ1及び変圧器Ｔ1の一次巻線ｎ11に放電する。この放電電流は、変圧器Ｔ1の二次巻線ｎ12に誘導され、順次、出力キャパシタＣo1を放電し、出力フィルタインダクタＬof1を充電して、負荷ＲLに供給する。最初のインターバルにおけるように、負荷ＲLには、電圧Ｖo1が供給される。この第二のインターバルでは、ＭＯＳＦＥＴＱ1は、入力電流と出力電流の合計を送出する。これらのインターバルの長さは、デューティサイクルＤ及びスイッチング周波数ｆsを変化することで、容易に調節することができる。

先に説明されたように、回路の第二のコンバータは、類似するが逆にされたやり方で動作する。すなわちＱ1がオンするときにＱ2がオフし、この逆にされる関係はＱ3とＱ4に当てはまる。すなわち、２つのコンバータは、位相を異にして動作する。負荷の間の全体の電圧は、式（３）で示されるような電位差となる。なお、インターリーブモードでＭＯＳＦＥＴを動作することも考えられる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴの周期は、完全に位相が異ならない。第一の変圧器Ｔ1の巻き線すなわちｎ11及びｎ12、及び第二の変圧器Ｔ2の巻き線すなわちｎ21及びｎ22の逆にされた極性は、ｎ11の間の電圧が、スイッチングインターバルの間でｎ22の間の電圧と同じ方向を有することを保証する。この関係は、ｎ12及びｎ21についても当てはまるが、ｎ11及びｎ22の間の電圧に比べて、逆の方向に関して当てはまるものである。

なお、二次巻線ｎ12での電圧と二次巻線ｎ22での電圧との間での所望の極性の関係、及び一次側制御回路に供給される一次側の電圧に対応する信号を得るため、他の回路構成を利用することも考えられる。たとえば、巻線ｎ11及びｎ12が同じ極性を有する場合、一次側制御回路１０には、信号を反転するステージが含まれる。これは、先に説明されたような相補的なやり方で、一次側にあるＭＯＳＦＥＴを制御するために該フリップフロック回路をイネーブルにするのに必要とされる駆動のため、ロジック回路２１に供給される前に、入力信号Ｖ11及びＶ21は、インバータステージ（図示せず）により反転され、フリップフロップ回路２２をイネーブルにして出力信号、すなわち真の出力（Ｑp）及び相補的な出力
（外３）

を生成すること意味する。

コンバータからの出力電流の反対の極性は、入力電流が逆の極性、すなわち電源から供給される電流を有するときに生じる。したがって、スイッチは、双方向の電流及び電力の流れを許容する必要があり、これは、図３に示されるＭＯＳＦＥＴ及び内蔵ダイオードにより達成される。

図５を参照して、この回路図は、本発明に係る増幅器の回路に関する第二の実施の形態を示している。コンバータ回路に含まれる構成要素について図２で示されたコンバータ回路の第一の実施の形態における参照符号と同じ参照符号が使用される。

図２を参照して説明される回路と同様にして、図示される回路は、並列構成で配置される２つの分離されたＤＣ−ＤＣコンバータを有している。直流電源Ｖiは、それぞれのコンバータの入力に印加される。それぞれのＤＣ−ＤＣコンバータの一次側に関して、第一のスイッチング手段Ｓ1及びＳ2のそれぞれは、直流電源Ｖiに接続される。それぞれの第一のスイッチ手段Ｓ1及びＳ2と直列に、それぞれのコンバータには、並列な配置が含まれる。この並列な配置は、第一のブランチでは、変圧器Ｔ1及びＴ2のそれぞれの一次巻線ｎ11及びｎ21を有しており、第二のブランチでは、入力エネルギー蓄積手段Ｌi1及びＬi2のそれぞれを有している。変圧器を囲んでいる破線の四角形は、隔離用の障壁を示している。

図５に示される回路の二次側は、図２を参照して説明される回路の二次側に類似している。さらに、第二の実施の形態の出力フィルタは、フィルタに含まれる構成要素を囲んでいる破線の四角形により示されており、図２を参照して説明される出力フィルタに類似している。

このスイッチングスキームのハードウェアの実現は、たとえば、図３を参照して説明されるような類似のやり方で達成される。すなわち、それぞれのスイッチ手段Ｓ1、Ｓ2、Ｓ3及びＳ4は、半導体スイッチ、図３に示されるように、好ましくはｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びその内蔵ダイオードにより実現される。図４ａ及び図４ｂに開示される制御回路１０，１２は、図５に係る２つのＤＣ−ＤＣコンバータを有する増幅器を制御するため、適切な変更の後に適切なものとなる。制御回路１０，１２のこれらの変更は、当業者であれば容易に達成することができ、それゆえ説明されない。

２つの異なるＤＣ−ＤＣコンバータのタイプは、図２及び図５を参照して、本発明に係る分離されたスイッチモード増幅器を実現するために使用されるものであって、例としてのみ考慮されるべきである。たとえば、フライバックコンバータ、バックブーストタイプのコンバータ又はSepicコンバータといった多数の異なるＤＣ−ＤＣコンバータを使用することで、特許請求の範囲に定義された本発明の範囲から逸脱することなしに、増幅器を実現することができる。

本発明に係る装置用に考えられる１つの特定のアプリケーションは、たとえば、オーディオマイクロセット又は５．１ドルビーデジタルオーディオチャネルによるＤＶＤ受信機におけるオーディオ増幅器のステージにおける使用である。別のアプリケーションは、音楽アプリケーションにおける使用向けのウーハーステージにおける使用である。

要約すると、直流電源と、並列構成で配置され、スイッチモード動作で動作するために配置される２つのＤＣ−ＤＣコンバータとを有するスイッチモード電力増幅器が開示された。それぞれのコンバータは、第一のスイッチ手段をもつ一次側、及び第二のスイッチ手段をもつ二次側を有している。一次側は、直流電源に接続され、二次側は、負荷の反対の端に接続される。さらに、それぞれのコンバータには、一次側と二次側の間で直流分離を得るために変圧器が設けられる。この変圧器は、一次側に配置される一次巻線と、二次側に配置される二次巻線を有している。さらに、本増幅器は、一次及び二次制御手段を含み、相補的なやり方でＤＣ−ＤＣコンバータを動作させ、それぞれのコンバータの切換え周期に影響を及ぼすために電力制御を使用するために配置される制御手段を有している。

本発明を具体化する増幅器の基本的な概念図である。 本発明に係る増幅器に関する第一の実施の形態に関する回路図である。 図２に従うスイッチ手段の実用的な実現を示す回路図である。 一次側の制御回路に関する回路図である。 二次側の制御回路に関する回路図である。 本発明に係る増幅器の基本回路に関する第二の実施の形態に関する回路図である。

Claims (11)

1. 直流電源と、
   並列構成で配置され、スイッチモード動作で動作するために配置される２つの直流−直流コンバータと、
   該直流−直流コンバータを相補的なやり方で動作させ、電力制御を利用してそれぞれのコンバータの切換え周期に影響を及ぼすために配置される制御手段とを有し、
   それぞれのコンバータは、該直流電源に接続される一次側と、負荷の反対の端に接続される二次側とを有し、それぞれのコンバータは、該一次側と該二次側との間に直流分離を提供するための変圧器手段を有し、該変圧器手段は、該一次側に接続される一次巻線と該二次側に接続される二次巻線とを有する、
   スイッチモード電力増幅回路。
2. 該制御手段は、一次側の制御手段と二次側の制御手段とを有し、
   該二次側制御手段は、コンバータの二次側で、該負荷に供給される電圧に対応する第一の二次側信号を検知するとともに、該第一の二次側信号及び音声入力信号を利用することで該二次側の切換え周期を相補的なやり方で制御するために配置され、
   該一次側制御手段は、それぞれのコンバータの一次巻線で、それぞれのコンバータの二次巻線での電圧に対応する一次側信号をそれぞれ検知するとともに、該一次側信号を利用することで該一次側の切換え周期を相補的なやり方で制御するために配置される、
   請求項１記載のスイッチモード電力増幅回路。
3. 該二次側制御手段は、それぞれのコンバータの該二次側にそれぞれ接続され、該一次側制御手段は、それぞれのコンバータの該一次側に接続され、
   該二次側制御手段は、
   該音声入力信号を受信するための手段と、
   該負荷に供給される電圧に対応する二次側信号を検知するための手段と、
   該音声信号と該二次側信号を比較することで比較信号を供給するための比較手段と、
   該比較信号と発振入力信号を利用することで第一の相補的信号のセットを供給するためのロジック手段と、
   該第一の相補的信号のセットを利用することで、コンバータの二次側の切換えを相補的なやり方で制御するための制御回路とを有し、
   該一次側制御手段は、
   一次側のそれぞれで、該二次側の切換えにより生じる該二次巻線での二次電圧により誘導される該一次巻線での第一の電圧に対応する一次側信号を検知するための手段と、
   該一次側信号を利用することで第二の相補的信号のセットを供給するためのロジック手段と、
   該第二の相補的信号のセットを利用することで、コンバータの一次側の切換えを相補的なやり方で制御するための制御回路とを有する、
   請求項１又は２記載のスイッチモード電力増幅回路。
4. それぞれのコンバータの該一次側は、第一のスイッチ手段、該第一のスイッチ手段、該一次巻線及び該直流電源に接続される入力エネルギー蓄積手段を有し、
   該第一のスイッチ手段は、該直流電源、該一次巻線及び該入力エネルギー蓄積手段に接続され、該第一のスイッチ手段の開モードの間に第一の電流ループを画定するとともに、該第一のスイッチ手段の閉モードの間に少なくとも１つの第二の電流ループを画定し、
   それぞれのコンバータの該二次側は、該第二のスイッチ手段と該二次巻線に接続される出力エネルギー蓄積手段と、該第二のスイッチ手段、該出力エネルギー蓄積手段及び該負荷に接続される出力フィルタ手段とを有し、
   第二のスイッチ手段は、該出力フィルタ手段、該二次巻線及び該出力エネルギー蓄積手段に接続され、該第二のスイッチ手段の開モードの間に第一の電流ループを画定し、該第二のスイッチ手段の閉モードの間に第二の電流ループ及び第三の電流ループを画定し、
   該一次側制御手段は、それぞれのコンバータの該第一のスイッチ手段に接続され、該第一のスイッチ手段の切換えを制御するために配置され、該一次側の電流ループの接続及び解除を制御し、
   該二次側制御手段は、それぞれのコンバータの該第二のスイッチ手段に接続され、該第二のスイッチ手段の切換えを制御するために配置され、該二次側の電流ループの接続及び解除を制御する、
   請求項１乃至３のいずれか記載のスイッチモード電力増幅回路。
5. それぞれの変圧器の該一次巻線と該二次巻線の極性は逆にされる、
   請求項１乃至４のいずれか記載のスイッチモード電力増幅回路。
6. それぞれのコンバータの入力エネルギー蓄積手段は、
   該直流電源、及び該第一のスイッチ手段に接続される入力インダクタと、
   該入力インダクタと該第一のスイッチ手段の間の接続部に接続されるとともに、該一次巻線の第一の接続部に接続される入力キャパシタとを有し、
   該一次巻線の第二の接続部は、該第一のスイッチ手段と該直流電源とに接続され、
   それぞれのコンバータの該出力エネルギー蓄積手段は、該第二のスイッチ手段と該二次巻線の第一の接続部に接続される出力蓄積キャパシタを有し、
   それぞれのコンバータの該出力フィルタ手段は、
   該出力蓄積キャパシタと該第二のスイッチ手段の間の接続部に接続されるとともに、該負荷の第一の接続部に接続される出力フィルタインダクタと、
   該出力フィルタインダクタと該負荷の該第一の接続部との間の接続部に接続されるとともに、該第二のスイッチ手段、該二次巻線の第二の接続部及び該負荷の第二の接続部の間の接続部に接続される出力フィルタキャパシタとを有し、
   それぞれのコンバータの該一次側の入力電圧は、該入力キャパシタと該一次巻線の第一の接続部の間の接続部から該一次側制御手段に供給され、
   該二次側の入力電圧は、コンバータのうちのいずれか１つの該出力キャパシタ、該第二のスイッチ手段及び該出力フィルタインダクタの間の接続部から該二次側制御手段に供給される、
   請求項４又は５記載のスイッチモード電力増幅回路。
7. それぞれのコンバータの入力エネルギー蓄積手段は、
   該第一のスイッチ手段と該一次巻線の第一の接続部の間の接続部に接続されるとともに、該直流電源に接続される入力インダクタを有し、該一次巻線の第二の接続部は、該直流電源と該入力インダクタの間の接続部に接続され、
   それぞれのコンバータの該出力エネルギー蓄積手段は、該第二のスイッチ手段に接続されるとともに、該二次巻線の第一の接続部に接続される出力蓄積キャパシタを有し、
   それぞれのコンバータの該出力フィルタ手段は、
   該出力蓄積キャパシタと該第二のスイッチ手段の間に接続されるとともに、該負荷の第一の接続部に接続される出力フィルタインダクタと、
   該出力フィルタインダクタと該負荷の該第一の接続部の間の接続部に接続されるとともに、該第二のスイッチ手段、該二次巻線の第二の接続部及び該負荷の第二の接続部に接続される出力フィルタキャパシタとを有し、
   それぞれのコンバータの該一次側入力電圧は、該第一のスイッチ手段、該一次巻線の該第一の接続部及び該入力インダクタの間の接続部から該一次側制御手段に供給され、該二次側の入力電圧は、コンバータのいずれか１つの該出力キャパシタ、該第二のスイッチ手段及び該出力フィルタインダクタの間の接続部から該二次側の制御手段に供給される、
   請求項４又は５記載のスイッチモード電力増幅回路。
8. 該一次側制御手段の制御回路は、
   第一のコンバータの第一のスイッチ手段の一方の状態の切換えデューティ比と、第二のコンバータの第一のスイッチ手段の他方の状態の相補的なデューティ比とを制御するため、第二の相補的信号のセットを利用することで、コンバータの第一のスイッチ手段の切換えを相補的なやり方で変化するための手段を含み、
   該二次側制御手段の制御回路は、
   第一のコンバータの第二のスイッチ手段の一方の状態の相補的なデューティ比と、第二のコンバータの第二のスイッチ手段の他方の状態のデューティ比とを制御するため、第一の相補的信号のセットを利用することで、該第二のスイッチ手段の周期的な動作を相補的なやり方で変化するための手段を含む、
   請求項２乃至６のいずれか記載のスイッチモード電力増幅回路。
9. それぞれのスイッチ手段は、金属・酸化膜・半導体電界効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を有し、それぞれのＭＯＳＦＥＴは、ソース接地構成で接続され、該一次側のＭＯＳＦＥＴの駆動が、該一次側制御手段の制御回路に含まれる一次側ドライバにより行われ、
   該一次側ドライバは、真のバイナリ信号と相補的なバイナリ信号を変換して、該一次側のＭＯＳＦＥＴのための信号を制御する変換手段を含み、該真のバイナリ信号及び該相補的なバイナリ信号は、該第二の相補的信号のセットを利用することで、一次側のフリップフロップ回路により生成され、
   該一次側のフリップフロップ回路は、該一次側制御手段の制御回路に含まれ、該二次側のＭＯＳＦＥＴの駆動は、該二次側制御手段の該制御回路に含まれる第二のドライバにより行われ、
   該第二のドライバは、真のバイナリ信号及び相補的なバイナリ信号を変換して、二次側のＭＯＳＦＥＴのための信号を制御する変換手段を含み、該真のバイナリ信号及び該相補的なバイナリ信号は、該第一の相補的信号のセットを利用することで、二次側のフリップフロップ回路により生成され、
   該二次側のフリップフロップ回路は、該二次側制御手段の制御回路に含まれる、
   請求項６乃至８のいずれか記載のスイッチモード電力増幅回路。
10. 並列構成で配置され、スイッチモード動作で動作するために配置される２つの直流−直流コンバータの使用であって、
    それぞれのコンバータは、変圧器手段により分離される一次側と二次側を有し、該変圧器手段は、スイッチモードのオーディオ電力増幅器において該一次側に接続される一次巻線と該二次側に接続される二次巻線とを有し、
    該コンバータは、オーディオ入力信号と負荷に供給される電圧に対応する参照信号とを使用して、相補的なやり方により可変の切換え周期で動作される、
    ２つの直流−直流コンバータの使用。
11. 並列構成で配置される２つの直流−直流コンバータを有するスイッチモード電力増幅器を制御する方法であって、
    それぞれのコンバータは、電源に接続される一次側と負荷及び変圧器に接続される二次側とを有しており、該変圧器は、該一次側と該二次側の間に直流分離を提供するため、一次巻線と二次巻線を有し、
    少なくとも１つのコンバータの二次側で、該負荷に供給される電圧に対応する二次側信号を検知するステップと、
    オーディオ入力信号を受信するステップと、
    該二次側信号と該オーディオ入力信号を利用して、コンバータの二次側の切換え周期を相補的なやり方で制御するステップと、
    それぞれ一次側で、変圧器の二次巻線の電圧に対応する一次側信号を検知するステップと、
    該一次側信号を利用して、一次側の切換え周期を相補的なやり方で制御するステップと、
    を有する方法。
    

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