JP3006598B1

JP3006598B1 - 圧電トランス駆動装置

Info

Publication number: JP3006598B1
Application number: JP10260324A
Authority: JP
Inventors: 浩佐々木
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1998-09-14
Filing date: 1998-09-14
Publication date: 2000-02-07
Anticipated expiration: 2018-09-14
Also published as: JP2000092826A

Abstract

【要約】【課題】入力電圧が考慮されたものではなく、特に高
い電源電圧を入力することができなかった。【解決手段】圧電トランス５０の入力容量に対して直
列に接続されたコンデンサ３３により圧電トランス５０
の駆動電圧を小さくするため、高い電源電圧を入力して
高効率で駆動させることが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランス駆動
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】圧電トランスは、チタン酸ジルコン酸鉛
（ＰＺＴ）等のセラミック材料により形成された不燃性
物質で、圧電効果を利用して機械振動を発生させ、電圧
を取り出す機械−電気変換素子である。これは、電磁ト
ランスに比べて安全性及び変換効率が高く、主に降圧型
の場合では電子機器等の電源用途に、昇圧型の場合では
放電管を点灯させる等の高圧用途に利用される電力変換
素子である。特に、電源用途の場合、ＡＣアダプタを考
えると、国内においては商用電源が交流１００Ｖである
ことから、これを数十Ｖ以下に降圧する必要があり、ま
た、世界的には同電源として更に高電圧（２４０Ｖ程
度）が使用されている地域もある。つまり、この用途が
ＡＣアダプタに要求する性能は、高い入力電圧への対応
である。

【０００３】この種の圧電トランス駆動装置として、特
開平７−３９１４４号公報に開示された圧電トランス駆
動装置が知られている。図７は、この圧電トランス駆動
装置の構成を示し、図８は、動作を説明するための波形
図を示している。同図によると、入力直流電源１００に
は、直流接続された２個のトランジスタ１１０ａ，１１
０ｂが接続されている。これらのトランジスタ１１０
ａ，１１０ｂの接続点とトランジスタ１１０ｂの一端が
圧電トランス１２０の両入力端子にそれぞれ接続されて
いる。

【０００４】トランジスタ１１０ａ，１１０ｂには、そ
れぞれ発振器１３０ａ，１３０ｂが接続されており、ス
イッチングして得られた変換電圧を圧電トランス１２０
に送出する。２個のトランジスタ１１０ａ，１１０ｂと
圧電トランス１２０との間には、コイル１４０とコンデ
ンサ１５０の直列回路が圧電トランス１２０と並列に接
続されている。圧電トランス１２０の出力側には、交流
電圧を整流平滑するため、ダイオード１６０ａと平滑コ
ンデンサ１６０ｂからなる整流平滑回路１６０が接続さ
れている。さらに、出力端には付加抵抗として抵抗１７
０が接続されている。

【０００５】なお、圧電トランス１２０は、インダクタ
ンス１２０ｂ、容量１２０ｃ、等価抵抗１２０ｄ、等価
トランス１２０ｅ及び出力容量１２０ｆを含む等価回路
で表現される。また、トランジスタ１１０ａ，１１０ｂ
は、スイッチング動作を行う素子であれば、ＦＥＴやバ
イポーラトランジスタ等自由に選択することができる。
トランジスタ１１０ａ，１１０ｂは、発振器１３０ａ，
１３０ｂからの図８（ａ）及び（ｂ）に示すような信号
により駆動され、スイッチングされた信号を交互に送出
する。直流電源からの入力直流電圧は、トランジスタ１
１０ａ，１１０ｂからのスイッチングにより交流電圧に
変換される。

【０００６】さらに、圧電トランス１２０の圧電効果に
より、この交流電圧がより高い電圧に変換される。この
交流電圧は、圧電トランス１２０のフィルタ作用によ
り、図６のＶｂで示される図８（ｅ）に示すような正弦
波となる。最終的に整流平滑回路１６０により正弦波電
圧は整流平滑され、出力端子に直流電圧が出力される。
ところで、トランジスタ１１０ａ，１１０ｂによりスイ
ッチングされた信号が一周期においてオン状態（ゲート
電圧が高い状態）Ｔｏｎにある場合、（以下、デューテ
ィＤ（＝Ｔｏｎ／Ｔ）と記載する）がともに５０％以下
であれば、図７に示すように、ともにオフ状態（ゲート
電圧が低い状態）となる期間（これをデッドタイム期間
と定義する）Ｔｃが存在することになる。このとき、ｔ
＝ｔ０でトランジスタ１１０ａがオンするものとすれ
ば、ｔ０≦ｔ≦ｔ１の期間中にコイル１４０に流れる電
流ｉＬは、ｉＬ＝（Ｅ（１−Ｄ）ｔ／Ｌ）−Ｉｐで示される。

【０００７】図８（ｄ）に示すように、電流ｉＬはトラ
ンジスタ１１０ａがオン状態にある間、徐々に増大す
る。トランジスタ１１０ａは、ｔ＝ｔ１でオフ状態とな
る。この後、トランジスタ１１０ｂがｔ＝ｔ２でオン状
態になるまで、デッドタイム期間Ｔｃが存在することに
なる。デッドタイム期間中（ｔ１≦ｔ≦ｔ２）にコイル
１４０に流れる電流ｉＬは、ｉＬ＝Ｉｐで表され、一定値Ｉｐとなる。このときの一定値Ｉｐ
は、Ｉｐ＝（Ｅ（１−Ｄ）／Ｌ）×（ＤＴ／２）で表される。

【０００８】コイル１４０とコンデンサ１５０の共振周
波数は、スイッチング周波数（１／Ｔ）に比べ高いもの
とすると、デッドタイム期間中はｉＬ＝Ｉｐ（一定）と
近似できる。また、コンデンサ１５０の両端の電位差は
直流で、Ｖ＝Ｄ×Ｅで表される。デッドタイム期間が経過した後、トランジ
スタ１１０ｂがオン状態になれば、時間ｔ３までの間、
Ｉｐの値から徐々に減少し、電流ｉＬが逆方向に流れ
る。この後、時間ｔ４まで、すなわち、スイッチング信
号が一周期を終えるまで、最初のデッドタイム期間中と
は逆方向に一定の電流Ｉｐがコイル１４０に流れる。

【０００９】上述したデッドタイム期間中、コイル１４
０に流れる直流電流Ｉｐによって、圧電トランス１２０
とトランジスタ１１０ａ，１１０ｂの寄生容量が充電さ
れる。デッドタイム期間が終了し、トランジスタ１１０
ｂがオン状態になるとき（ｔ＝ｔ２）に圧電トランス１
２０の入力側の電圧Ｖａは、Ｖａ＝０となっているた
め、コンデンサ充放電による損失は発生しない。ここ
で、電流ｉＬの実効電流による導通損失は、トランジス
タ１１０ｂのオン時の抵抗をＲｏｎ、コイルの抵抗をＲ
ｃｏｉｌとすると、ＩＬ＝（Ｅ（１−Ｄ）／Ｌ）×（ＤＴ／２）×｛（３−４Ｄ）／３｝^1/2 Ｐ＝ＩＬ²（Ｒｏｎ＋Ｒｃｏｉｌ）によって表される。しかし、これは充放電による損失に
比べ、十分に小さいので問題とならない。

【００１０】このように、コイル１４０とコンデンサ１
５０の直流回路を圧電トランス１２０に並列に接続する
ことにより、両方のトランジスタ１１０ａ，１１０ｂが
オフ状態となっているデッドタイム期間中にこの直流回
路から流れる電流によりトランジスタ１１０ａ，１１０
ｂの寄生容量Ｃ１，Ｃ２と圧電トランス１２０の入力容
量を充電することができる。これらを充電することによ
って、充放電損失を大幅に低減させることができるよう
になる。

【００１１】次に、上述した充放電による損失を低減
し、かつ、十分な出力を得ることができる最適なデッド
タイム期間の設定について説明する。最適なデッドタイ
ム期間Ｔｃを決定するためには、第一に圧電トランス１
２０とトランジスタ１１０ａ，１１０ｂを充電するのに
必要な条件を満足し、第二にコイル１４０のインダクタ
ンスＬを小さくするための条件を考慮する必要がある。
これは、コイル１４０の共振により発生する電流は、ス
イッチング信号のデッドタイム期間とコイル１４０のイ
ンダクタンスＬにより決まるからである。圧電トランス
コンバータの大きさを小さくするためには、インダクタ
ンスＬはなるべく小さい方が良い。

【００１２】また、デッドタイム期間を長くしてスイッ
チング信号をオン状態になっている時間を小さくしすぎ
ると、出力側に十分なパワーを送り出せなくなるという
問題を生じる。最初に、圧電トランス１２０とトランジ
スタ１１０ａ，１１０ｂを充電するのに必要な時間ｔ
は、ｔ＝２×（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃｄ１）×Ｅ／Ｉｐで表される。この時間条件を満足するように十分なデッ
ドタイム期間をおけば、損失を低減させることができ
る。

【００１３】次に、上述の効果を得るのに必要なコイル
１４０のインダクタンスＬを小さくするための条件につ
いて説明する。インダクタンスＬは、デッドタイム期間
の二乗関数になっており、デッドタイム期間を大きくす
ると、それに連れてコイル１４０のインダクタンスＬも
大きくなってしまうため、インダクタンスを小さくする
にはデッドタイム期間を小さくする必要がある。このよ
うに、デッドタイム期間は、スイッチング損失とインダ
クタンスによる正弦範囲があり、それをデューティＤの
条件として換算すると、概ね３０％から４０％の間に設
定するのが最適である。また、図６において、圧電トラ
ンス１２０に並列に配置されるコイル１４０とコンデン
サ１５０の直列回路は、単にコイル１４０のみとしても
良い。

【００１４】しかし、圧電トランスコンバータの大きさ
を小さくするためには、コイル１４０のインダクタンス
Ｌはなるべく小さい方が良く、そのためには、コンデン
サ１５０をコイル１４０に直列に配置した方がインダク
タンスＬをより小さくすることができる。以上のような
圧電トランス駆動装置により、コイル１４０とコンデン
サ１５０により構成される直流回路を圧電トランス１２
０と並列に接続し、スイッチング信号の矩形波のオン状
態の期間の割合を適当な値に設定することにより、圧電
トランス１２０の入力容量やスイッチングトランジスタ
のもつ寄生容量によって発生するスイッチング損失の大
幅な低減が可能となる。従って、当該圧電トランス駆動
装置では、電圧変換効率の高い圧電トランスコンバータ
を実現できる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の圧電ト
ランス駆動装置においては、トランジスタ１１０ａ，１
１０ｂの寄生容量Ｃ１，Ｃ２が変動すると最適デューテ
ィＤも変動することから、入力電圧が考慮されたもので
はなく、特に高い電源電圧を入力することはできなかっ
た。

【００１６】本発明は、上記課題にかんがみてなされた
もので、高い電源電圧を入力することにより高効率で駆
動させることが可能な圧電トランス駆動装置を提供する
ことを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１にかかる発明は、直流電圧を発生する電源
回路と、入力端子に交流電圧またはパルス電圧が印加さ
れると圧電効果により所定の変圧比に変換した交流電圧
を出力端子に発生する圧電トランスと、コイルの一端を
上記電源回路に接続し、他端をコンデンサの一端と接続
するとともに、このコイルとコンデンサとの接続点に、
発振器の発振周波数をベース電極又はゲート電極に入力
するとスイッチングを行うｎチャンネル型トランジスタ
のコレクタ電極またはドレイン電極を接続し、かつ上記
コンデンサの他端を上記圧電トランスの入力端子の一端
に接続した圧電トランスの駆動回路と、上記圧電トラン
スの出力電圧を整流平滑する整流平滑回路と、負荷電圧
の分圧値と基準電圧とを比較して所定の電圧値を発生す
る出力電圧検出回路と、この出力電圧検出回路からの入
力電圧により発振周波数を制御する上記発振器とを具備
する構成としてある。すなわち、上記電源回路が電源電
圧を発生すると、上記圧電トランスの入力容量に対して
コンデンサを直列接続した駆動回路を介し、この発生し
た電源電圧を電圧変換して出力する。

【００１８】上記電源回路は、電源電圧を発生するもの
であれば良く、直流電源からの電源電圧をスイッチング
回路により交流電源に変換するものであっても良いし、
交流電源を直接用いるもの等であっても良い。そこで、
請求項２では、請求項１記載の圧電トランス駆動装置に
おいて、上記電源回路が、交流電源と交流電圧を直流電
圧に整流平滑する回路からなる構成としてある。

【００１９】上記駆動回路は、請求項１又は２記載の圧
電トランス駆動装置において、上記駆動回路は、インダ
クタンスとキャパシタによる共振回路によってスイッチ
に流れる電流を正弦波形の一部に変換する電圧共振型ス
イッチであり、この電圧共振型スイッチと並列に接続さ
れる共振用キャパシタとして圧電トランスの入力容量と
コンデンサを直列接続した合成容量を使用する構成とし
てある。

【００２０】請求項４にかかる発明は、請求項１，２又
は３記載の圧電トランス駆動装置において、上記駆動回
路は、共振用キャパシタとして、圧電トランスの入力容
量とコンデンサを直列接続した合成容量、又は圧電トラ
ンスの入力容量のみを使用する場合において電圧共振型
スイッチとして機能する構成としてある。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下、図面にもとづいて本発明の
実施形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態にお
ける圧電トランス駆動装置の構成をブロック図により示
している。

【００２２】同図によると、電源１０は交流電源であ
り、その両端は整流平滑回路２０に接続されている。整
流平滑回路２０の出力端子は、駆動回路３０を構成する
コイル３１の一端に接続され、他端は接地されている。
コイル３１の他端は、トランジスタ３２のドレイン端子
及びコンデンサ３３の一端に接続されている。トランジ
スタ３２のゲート端子は、発振器３４の一端に接続さ
れ、ソース端子は接地されている。発振器３４の他端
は、出力電圧検出回路４０の一端に接続されている。コ
ンデンサ３３の他端は、圧電トランス５０の第一入力端
子に接続され、圧電トランス５０の第二入力端子は接地
されている。

【００２３】圧電トランス５０の第一出力端子及び第二
出力端子は、整流平滑回路６０の入力端子に接続されて
いる。整流平滑回路６０の出力端子は、負荷抵抗７０の
一端、モジュール出力端子８０及び出力電圧検出回路４
０の一端に接続されている。モジュール出力端子８０
は、負荷抵抗７０の他端に一端を接続するとともに、他
端を接地している。ここで、整流平滑回路２０，６０
は、全波整流回路で構成されているが、半波整流回路と
することも可能である。また、トランジスタ３２は、Ｆ
ＥＴで構成されているが、バイポーラトランジスタ等の
スイッチング動作を行う素子を適用することも可能であ
る。

【００２４】図２は、圧電トランス５０の最大昇圧比の
負荷依存性を示している。圧電トランス５０の最大昇圧
比は、出力側に接続される負荷インピーダンスにより連
続的に変化し、負荷インピーダンスが低いほど最大昇圧
比も低くなる。この負荷インピーダンスをさらに低くし
ていくと、最大昇圧比が１倍以下となり、降圧型トラン
スとして機能する。図３に示すように、圧電トランス５
０の昇圧比は駆動周波数について周波数特性を持ち、振
動モード、外形寸法及び負荷インピーダンス等により決
まる固有の共振周波数にて最大昇圧比となる。

【００２５】昇圧比曲線は、圧電トランス５０の駆動周
波数を横軸としたとき、この駆動周波数に対応して連続
的に変化し、共振周波数を最大昇圧比として山なりの曲
線となる。最大昇圧比が１倍以下のとき、この山なりの
昇圧比曲線を利用し、駆動周波数を変化させて得られる
昇圧比の調整範囲は５０％程度である。また、このとき
の最大昇圧比は、上記負荷インピーダンスにより決定さ
れる。図４に示すように、圧電トランス５０の共振周波
数は、負荷インピーダンスが低くなるほど低い周波数側
へシフトする。

【００２６】次に、本実施形態にかかる圧電トランス駆
動装置の動作を図５を参照しながら説明する。交流電源
である電源１０を投入すると、整流平滑回路２０により
全波整流平滑された直流電圧が駆動回路３０に入力され
る。このとき、図５（ａ）に示すように、電源電圧の振
幅を２Ｖｐとすると、駆動回路３０に入力される直流電
圧は整流平滑回路２０のダイオードの電圧降下分を無視
すると、図５（ｂ）に示すように、Ｖｐとなる。駆動回
路３０に直流電圧が供給されると、発振器３４は駆動回
路３０が共振状態となり、かつ、その共振波形の１／２
周期でゼロ電圧スイッチングとなる周波数（以下、共振
周波数と呼ぶ。）を発振する。この電圧制御による周波
数範囲は、共振周波数を中心として数％程度である。

【００２７】共振周波数で駆動回路３０を駆動すると、
図５（ｃ）に示すようなトランジスタ３２のゲート端子
の電圧波形に対し、ドレイン端子の電圧波形は、図５
（ｄ）に示すような半波の正弦波に近似した波形とな
り、また、トランジスタ３２のオフ時のドレイン電圧は
ゼロ電圧となり、スイッチング損失がない（ゼロ電圧ス
イッチング）。このとき、ドレイン電圧の振幅は、入力
電圧の約３倍となる。ドレイン電圧は、コンデンサ３３
と入力容量により分圧され、圧電トランス５０の駆動波
形に振幅Ｖｐｔは、図５（ｅ）に示すように、ドレイン
電圧の振幅より小さくなる。

【００２８】負荷抵抗７０と駆動周波数とに基づいて決
定される圧電トランス５０の昇圧比により、昇圧比倍さ
れた（実際には、昇圧比１倍以下で使用するため降圧さ
れる）駆動周波数の交流出力が第一出力端子及び第二出
力端子の間で図５（ｆ）に示すような電圧振幅２Ｖ０を
発生する。この出力が整流平滑回路６０に入力されて全
波整流平滑、ダイオードによる電圧降下分を無視する
と、モジュール出力端子８０には、図５（ｇ）に示すよ
うに、Ｖ０の直流電圧が出力される。

【００２９】ここで、圧電トランス５０の昇圧比と駆動
周波数との関係について説明する。圧電トランス５０の
昇圧比は、図２に示すように、負荷依存性があり、出力
端子に接続される負荷インピーダンスにより最大昇圧比
が変化する。この負荷インピーダンスが低いほど最大昇
圧比が低下するため、さらに負荷インピーダンスを低く
していくと昇圧比が１倍以下となって降圧される。整流
平滑回路６０のインピーダンスは高いため、負荷に依存
する最大昇圧比は負荷抵抗７０により決まる。

【００３０】また、この負荷インピーダンスが一定のと
きは、図３に示すような周波数特性を持ち、駆動周波数
を変化すると圧電トランス５０の共振周波数にて最大昇
圧比となり、その前後で昇圧比が低下するような山なり
の昇圧比曲線を描く。このとき、圧電トランス５０の効
率を損なわずに使用することの可能な昇圧比の変化率は
最大昇圧比からみて５０％以下であり、これを駆動周波
数に換算すると圧電トランス５０の共振周波数を中心と
して数％程度である。一方、負荷インピーダンスが変化
するときは、図４に示すように圧電トランス５０の共振
周波数も変化し、負荷インピーダンスが低いほど共振周
波数も低くなる。

【００３１】次に、駆動周波数の制御について説明す
る。発振器３４は、電圧制御発振器であり、出力電圧検
出回路４０の検出電圧により制御され、この検出電圧と
基準電圧との比較結果に伴い、駆動周波数の掃引または
駆動周波数の維持を行う。なお、本実施例では、検出電
圧とモジュール出力端子の出力電圧とは等しい。この検
出電圧が基準電圧と等しくないとき、発振器３４は、駆
動周波数の掃引を行う。

【００３２】この駆動周波数の掃引方向を低い方から高
い方へとすると、圧電トランス５０の共振周波数より高
い方から掃引を開始した場合、負荷変動によって負荷抵
抗のインピーダンスが低下すると、共振周波数が駆動周
波数より低域側となってしまい必要とされる昇圧比が得
られない可能性があるので、掃引方向は圧電トランス５
０の共振周波数より高い方から共振周波数へ向かわせ
る。この掃引方向により圧電トランス５０の昇圧比は、
駆動周波数が低下するに伴い、連続的に増加するため、
必要とされる昇圧比が得られる駆動周波数を通ることと
なる。

【００３３】一方、検出電圧が基準電圧と等しいとき、
発振器３４はその駆動周波数を維持する。必要とされる
昇圧比が得られる駆動周波数を通るとき、出力電圧検出
回路４０の検出電圧は基準電圧と等しくなり、このとき
の駆動周波数を維持するための信号を発振器へ出力す
る。従って、圧電トランス５０の最大昇圧比は、負荷抵
抗７０により決定され、実際の昇圧比はこの最大昇圧比
をピークにした周波数特性と駆動周波数により求められ
る。

【００３４】また、負荷インピーダンスに若干の変動が
あっても制御できるようにするため、発振器３４による
駆動周波数の掃引方向は圧電トランス５０の共振周波数
より高い方から低い方へとする。そして、あらかじめ設
定されたモジュール出力電圧に見合う駆動周波数で掃引
を停止し、この駆動周波数で圧電トランス５０を駆動す
る。モジュール出力電圧の検出は、出力電圧検出回路４
０により行う。このため、圧電トランス５０の共振周波
数を中心として数％程度の周波数範囲でスイッチング損
失の少ない駆動波形を発生する駆動回路３０が求められ
る。すなわち、駆動回路３０の共振周波数は、圧電トラ
ンス５０の共振周波数を中心として数％程度の周波数範
囲となるように設定し、発振器３４は発振可能な周波数
範囲の高い方から掃引を開始する。

【００３５】駆動回路３０の共振周波数は、コイル３
１、コンデンサ３３、入力容量５１、等価インダクタン
ス５２、等価容量５３、等価抵抗５４、等価トランス５
５の共振条件により決まる。これらの回路定数の中でコ
イル３１、コンデンサ３３以外は圧電トランス５０の振
動モード、外形寸法、パワーにより大まかな値が決ま
り、駆動周波数により多少変化する。そこで、圧電トラ
ンス５０の共振周波数近傍への同調は、コイル３１、コ
ンデンサ３３により行う。

【００３６】駆動回路３０の共振周波数におもに影響す
る回路定数は、圧電トランス５０の入力容量５１、コイ
ル３１、コンデンサ３３である。入力容量５１は、上述
したように回路定数が決まっているので、コイル３１及
びコンデンサ３３を調整してゼロ電圧スイッチングを行
う条件を設定する。駆動回路３０の共振周波数は、コン
デンサ３３と入力容量５１の合成容量とコイル３１のイ
ンダクタンスの積に相関があり、合成容量が小さくなる
ときはインダクタンスを大きくし、逆に合成容量が大き
くなるときはインダクタンスを小さくし、駆動回路３０
はゼロ電圧スイッチングを維持しつつ、その駆動周波数
を圧電トランス５０の共振周波数を中心として数％程度
の周波数範囲で同調する。このように、駆動回路３０
は、コンデンサ３３と入力容量５１の合成容量とコイル
３１のインダクタンスにより決まる駆動周波数に基づい
て圧電トランス５０を駆動する。

【００３７】降圧型トランスにおいて一定出力のとき、
圧電トランス５０の駆動波形の電圧振幅は、小さい方が
より大きく降圧できるため、大きな入力電圧に対応でき
る。駆動回路３０の駆動周波数は、上述した駆動条件よ
りコンデンサ３３、入力容量５１の合成容量及びコイル
３１のインダクタンスが決定されるため、駆動波形の電
圧振幅を小さくするように、コンデンサ３３と入力容量
５１を直列に接続して、圧電トランス５０の駆動波形の
電圧振幅をトランジスタ３２のドレイン端子の電圧振幅
より小さくする。ここで、圧電トランス５０の駆動電圧
について等価インダクタンス５２、等価容量５３、等価
抵抗５４、等価トランス５５の影響を無視して近似的に
計算する。

【００３８】コンデンサ３３をＣｓとし、入力容量５１
をＣｉｎとしたとき、これらが直列に接続されていると
きの合成容量をＣｘとすると、Ｃｘは以下の式で表され
る。Ｃｘ＝Ｃｓ×Ｃｉｎ／（Ｃｉｎ＋Ｃｓ）ここで、トランジスタ３２のドレイン端子の電圧をＶ０
とし、圧電トランス５０の駆動電圧をＶ１とすると、
（Ｖ１はＣｉｎの電圧に相当する。）ＣｓとＣｉｎの直
列接続に流れる電流Ｉは同一であり、圧電トランス５０
の等価回路において入力容量の値が他の定数より十分大
きいと仮定すると、Ｉ＝２πｆ×Ｃｘ×Ｖ０＝２πｆ×Ｃｉｎ×Ｖ１となるため、Ｖ１＝［１／｛１＋（Ｃｉｎ／Ｃｓ）｝］×Ｖ０（Ｃｉｎ、Ｃｓ＞０）従って、コンデンサ３３と入力容量５１を直列接続する
と、圧電トランス５０の駆動電圧は、トランジスタ３２
のドレイン端子の電圧より小さくなる。

【００３９】以上より、コンデンサ３３と入力容量５１
を直列接続すると、その合成容量とコイル３１のインダ
クタンスにより駆動回路３０はゼロ電圧スイッチングを
維持しつつ、その駆動周波数を圧電トランス５０の共振
周波数を中心として数％程度の周波数範囲で同調でき、
圧電トランス５０の駆動電圧を小さくすることができ
る。特に、入力容量５１がコンデンサ３３に比べて大き
いほど駆動電圧は低くなるため、より大きな降圧が可能
となる。

【００４０】圧電トランス５０の昇圧比は、負荷抵抗７
０と駆動周波数とにより決められているので、駆動電圧
が小さくなると、入力電圧（または、電源電圧）をさら
に大きくすることができる。また、圧電トランス５０の
第一入力端子及び第二入力端子は、圧電トランス５０の
変換効率向上のため、振動を阻害しないように端子を露
出させることがあるが、このとき各入力端子にかかる電
圧が低くなるため安全性も高くなる。

【００４１】図６は、変形例における圧電トランス駆動
装置をブロック図により示している。同図に示すよう
に、整流平滑回路２０の出力端子は、比較器９０及び切
替回路９１に接続されている。比較器９０は、基準電圧
Ｖｒｅｆを持ち、その出力端子は、切替回路９１に接続
されている。切替回路９１は、スイッチ９１ａとスイッ
チ９１ｂの二つのスイッチと、これらのスイッチの駆動
回路９２とから構成されている。

【００４２】スイッチ９１ａは、電源１０と駆動回路９
２を接続するトランスファ接点型スイッチであり、スイ
ッチ９１ｂは、コンデンサ９２ａと並列接続されたメー
ク接点型スイッチである。スイッチ９１ａのブレーク接
点は、コイル９２ｂの一端と接続されており、メーク接
点はコイル９２ｃの一端に接続されている。

【００４３】コイル９２ｂの他端、コイル９２ｃの他
端、トランジスタ９２ｄのドレイン端子、コンデンサ９
２ａの一端及びスイッチ９１ｂのコモン接点は、それぞ
れ接続されている。トランジスタ９２ｄのゲート端子は
発振器９２ｅの一端に接続され、ソース端子は接地され
ている。

【００４４】発振器９２ｅの他端は、出力電圧検出回路
４０の他端に接続されている。コンデンサ９２ａの他端
は、スイッチ９１ｂのメーク接点及び圧電トランス５０
の第一入力端子に接続され、第二入力端子は接地されて
いる。圧電トランス５０の第一及び第二出力端子は、整
流平滑回路６０の入力端子に接続されている。整流平滑
回路６０の第一出力端子は、負荷抵抗７０の一端、モジ
ュール出力端子８０及び出力電圧検出回路４０の一端に
接続され、第二出力端子は、負荷抵抗７０の他端に接続
されており、他端は接地されている。

【００４５】なお、上述した本実施形態の場合と同様
に、整流平滑回路２０，６０は、全波整流回路で構成さ
れているが、半波整流回路とすることも可能である。ま
た、トランジスタ９２ｄは、ＦＥＴで構成されている
が、バイポーラトランジスタ等のスイッチング動作を行
う素子を適用することも可能である。

【００４６】比較器９０は、基準電圧と出力端子の電圧
を比較し、出力端子の電圧が基準電圧より低くなったと
き、出力端子から信号を発生し、逆に出力端子の電圧が
基準電圧より高いときは無出力となる。比較器９０から
出力信号がないとき、切替回路９１のスイッチ９１ａの
コモン接点はコイル９２ｂの一端側の接点と接続してお
り、また、スイッチ９１ｂの接点はオープンとなってい
る。比較器９０から出力信号があると、切替回路９１の
スイッチ９１ａのコモン接点はコイル９２ｃの一端側の
接点と接続し、またスイッチ９１ｂはオンとなる。これ
により、電源１０を整流平滑した値が基準電圧より高い
とき、上述した本実施形態の場合に示した回路図と同様
に構成されることとなり、その動作も図５に示すものと
同様である。なお、この回路を第一駆動回路と呼ぶこと
とする。

【００４７】一方、電源１０を整流平滑した値が基準電
圧より低いとき、駆動回路９２はコイル９２ｂとインダ
クタンスの異なるコイル９２ｃと圧電トランス５０の入
力容量５１とによる共振回路でゼロ電圧スイッチングに
調整する。このとき、電気的にコンデンサは存在しない
ことになる。このときの回路動作は、図５（ｄ）に示す
ようなドレイン電圧の波形が圧電トランスの駆動波形と
なる。なお、この回路を第二駆動回路と呼ぶこととす
る。これら第一及び第二駆動回路と駆動周波数とを以下
のように組み合わせて動作する。

【００４８】図３に示すような圧電トランス５０の周波
数特性より、負荷変動に対応するため、駆動周波数は圧
電トランス５０の共振周波数より高い周波数領域を使用
する。電源電圧の上限値では、第一駆動回路により圧電
トランス５０の駆動波形の電圧振幅をコンデンサ分圧に
より小さくし、かつ、圧電トランス５０の昇圧比の低い
ところを使用するため、圧電トランス５０の共振周波数
より高い周波数で駆動し、電源電圧が低下するに伴って
駆動周波数を圧電トランス５０の共振周波数に近づけて
昇圧比を上げていく。

【００４９】さらに、電源電圧が低下すると、第二駆動
回路により圧電トランス５０の駆動波形の電圧振幅を大
きくし、かつ、圧電トランス５０の昇圧比の低いところ
を使用するため、圧電トランス５０の共振周波数より高
い周波数で駆動し、電源電圧の下限値では、駆動周波数
を圧電トランス５０の共振周波数に近づけ、最大昇圧比
で駆動する。従って、電源電圧範囲が広い降圧型の圧電
トランス駆動装置が可能となる。このように、圧電トラ
ンス５０の入力容量に対して直列に接続されたコンデン
サ３３により圧電トランス５０の駆動電圧を小さくする
ため、高い電源電圧を入力して高効率で駆動させること
が可能となる。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、コンデン
サにより駆動周波数変化に対する駆動回路の容量変化を
小さくすることが可能なため、共振条件に対する駆動周
波数の影響を低減し、駆動周波数の変化による駆動波形
の変化を少なくすることが可能となる。また、圧電トラ
ンスの共振周波数を中心とした狭い周波数範囲で駆動周
波数を同調するとともに、圧電トランスの駆動電圧を小
さくすることにより、高い電源電圧を入力することが可
能となり、高効率で駆動させることが可能な圧電トラン
ス駆動装置を提供することができる。

【００５１】また、本発明によれば、コイルとコンデン
サの両方の回路定数を変化させて調整することが可能な
ため、駆動波形をゼロ電圧スイッチングに調整しやす
く、高効率な駆動回路を容易に設定できる。

【００５２】さらに、本発明によれば、コンデンサと圧
電トランスの入力容量との合成容量と、コイルのインダ
クタンスとにより、駆動回路はゼロ電圧スイッチングを
維持しつつ、駆動周波数をこの圧電トランスの共振周波
数を中心とした狭い周波数範囲で同調することが可能と
なるため、圧電トランスの駆動電圧を小さくすることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態にかかる圧電トランス駆動装置の構
成を示すブロック図である。

【図２】圧電トランスの最大昇圧比に対する負荷依存性
を示すグラフである。

【図３】圧電トランスの昇圧比にかかる周波数特性を示
すグラフである。

【図４】負荷インピーダンスが低くなって圧電トランス
の共振周波数が低周波数側へシフトしたときの状況を示
すグラフである。

【図５】上記圧電トランス駆動装置における動作を説明
するためのタイミングチャートである。

【図６】変形例にかかる圧電トランス駆動装置の構成を
示すブロック図である。

【図７】従来例にかかる圧電トランス駆動装置の構成を
示すブロック図である。

【図８】この圧電トランス駆動装置における動作を説明
するためのタイミングチャートである。

【符号の説明】

１０電源２０整流平滑回路３０駆動回路３１コイル３２トランジスタ３３コンデンサ３４発振器４０出力電圧検出回路５０圧電トランス５１入力容量５２等価インダクタンス５３等価容量５４等価抵抗５５等価トランス６０整流平滑回路７０負荷抵抗８０モジュール出力端子９０比較器９１切替回路９１ａ，９１ｂスイッチ９２駆動回路９２ａコンデンサ９２ｂ，９２ｃコイル９２ｄトランジスタ９２ｅ発振器１００入力直流電源１１０ａ，１１０ｂトランジスタ１２０圧電トランス１２０ｂインダクタンス１２０ｃ等価容量１２０ｄ等価抵抗１２０ｅ等価トランス１２０ｆ出力容量１３０ａ，１３０ｂ発振器１４０コイル１５０コンデンサ１６０整流平滑回路１６０ａダイオード１６０ｂ平滑コンデンサ１７０付加抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/24 H02M 7/48 H02M 7/537

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電圧を発生する電源回路と、入力端子に交流電圧またはパルス電圧が印加されると圧
電効果により所定の変圧比に変換した交流電圧を出力端
子に発生する圧電トランスと、コイルの一端を上記電源回路に接続し、他端をコンデン
サの一端と接続するとともに、このコイルとコンデンサ
との接続点に、発振器の発振周波数をベース電極又はゲ
ート電極に入力するとスイッチングを行うｎチャンネル
型トランジスタのコレクタ電極またはドレイン電極を接
続し、かつ上記コンデンサの他端を上記圧電トランスの
入力端子の一端に接続した圧電トランスの駆動回路と、上記圧電トランスの出力電圧を整流平滑する整流平滑回
路と、負荷電圧の分圧値と基準電圧とを比較して所定の電圧値
を発生する出力電圧検出回路と、この出力電圧検出回路からの入力電圧により発振周波数
を制御する上記発振器と、を具備することを特徴とする圧電トランス駆動装置。
【請求項２】請求項１記載の圧電トランス駆動装置に
おいて、上記電源回路が、交流電源と交流電圧を直流電圧に整流
平滑する回路からなることを特徴とした圧電トランス駆
動装置。
【請求項３】請求項１又は２記載の圧電トランス駆動
装置において、上記駆動回路は、インダクタンスとキャパシタによる共
振回路によってスイッチに流れる電流を正弦波形の一部
に変換する電圧共振型スイッチであり、この電圧共振型
スイッチと並列に接続される共振用キャパシタとして圧
電トランスの入力容量とコンデンサを直列接続した合成
容量を使用することを特徴とする圧電トランス駆動装
置。
【請求項４】請求項１，２又は３記載の圧電トランス
駆動装置において、上記駆動回路は、共振用キャパシタとして、圧電トラン
スの入力容量とコンデンサを直列接続した合成容量、又
は圧電トランスの入力容量のみを使用する場合において
電圧共振型スイッチとして機能することを特徴とする圧
電トランス駆動装置。