JP2943910B2

JP2943910B2 - 圧電トランスの駆動装置

Info

Publication number: JP2943910B2
Application number: JP8258389A
Authority: JP
Inventors: 康平嶌田
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1996-09-30
Filing date: 1996-09-30
Publication date: 1999-08-30
Anticipated expiration: 2016-09-30
Also published as: KR19980025173A; KR100278491B1; US6028388A; TW340987B; JPH10108468A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスの駆
動装置に関し、特に圧電トランスとその駆動回路に対す
る保護機能が付加された圧電トランスの駆動装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】一般に圧電トランスは圧電素子のピエゾ
効果を利用して機械振動を発生させ、二次側電極側から
変換された電圧を取り出す電圧変換素子である。これは
従来の電磁トランスと比較して小型化や薄型化を図れる
特徴がありまた安全性がより高いという特長を持つこと
から、冷陰極管（ＣＣＦＬ:Cold Cathode FluorescentL
amp）点灯用などのインバータ、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ、高圧電源発生用などの用途に広く採用されている。

【０００３】図５（ａ）は、三次ローゼン型の圧電トラ
ンスの斜視図である。圧電トランス１は板状の圧電セラ
ミックス板１ｄの表裏面に一次側電極１ａと二次側電極
１ｂを形成し、一次側電極１ａ側には厚み方向の分極を
行い二次側電極１ｂ側には基板長手方向の分極を行って
ある。一次側電極に交流電圧を加えると厚み方向の振動
が発生し、これが長手方向の疎密波の振動になり、圧電
セラミックスの音速と形状で決まる共振周波数で振動す
る。この振動は二次側において電気エネルギーに変換さ
れる。その結果、二次側電極に基板厚みと一次・二次電
極間距離に比例した昇圧を行うことができる。電気等価
回路は図５（ｂ）のように表され、共振周波数において
駆動回路５の駆動電圧Ｖｓを昇圧して負荷２に出力電圧
Ｖｏを出力することになる。

【０００４】本発明はこの圧電トランスを用いたインバ
ータや高圧電源の駆動装置に関し、特に圧電トランスや
駆動回路に対する保護機能を有する駆動装置に関するも
のである。例えば、１２．１インチ用のカラー液晶用の
バックライトでは、負荷となる管長２５５ｍｍ管径２ｍ
ｍφの冷陰極管に対し、管電圧が約７００Ｖｒｍｓ、管
電流が約３ｍＡｒｍｓの交流の電圧を出力する必要があ
る。冷陰極管は点灯開始時には数ｋＶの高電圧を印加す
る必要があるが、一旦放電が始まると印加電圧を低下さ
せても放電を継続する性質がある。

【０００５】圧電トランスは、図６に示されるように、
負荷インピーダンスＲL が高い場合には、大きな昇圧比
Ａｖが得られ、反対に負荷インピーダンスが低い場合に
は昇圧比が低くなる性質がある。而して、冷陰極管は点
灯するまでは出力電流が流れないのでハイインピーダン
スの負荷になる。そのため圧電トランスの昇圧比が大き
くなり、出力電圧が高圧となって冷陰極間に放電を開始
させる。冷陰極間の放電が始まると出力電流が流れるた
めに、負荷インピーダンスが下がり、昇圧比が低下し出
力電圧も低下する。以上のように圧電トランスは冷陰極
管のような負荷を駆動するのに適した特性を持ってい
る。

【０００６】また圧電トランスには、図７に示されるよ
うに、出力電圧と振動速度がほぼ比例する関係にある。
ところが、圧電トランスは無負荷状態になると昇圧比が
非常に大きくなって出力電圧も大きくなるため、無負荷
状態で駆動を続けると振動速度が圧電トランス素子の強
度限界を越えてしまい破損することになる。従って、圧
電トランスを無負荷状態で動作させる可能性があれば、
これに保護回路を付加する必要がある。

【０００７】図８は、特開平８−１０７６７８号公報に
て提案された、この種対策の立てられた駆動装置のブロ
ック図である。同図に示されるように、圧電トランス１
から負荷２に流入する出力電流Ｉｏは負荷電流比較回路
３にて検出され、これが基準電圧Ｖｒｅｆで決まる値以
下となった場合には周波数掃引発振器４にＶｄｏｗｎ信
号を送り、圧電トランス１の駆動周波数を下げて圧電ト
ランス１の昇圧比を上昇させる。これにより出力電圧Ｖ
ｏを上昇させ出力電流Ｉｏを適正値に保つ。保護機構と
しては、圧電トランス１の二次側の出力電圧Ｖｏを出力
電圧比較回路６で監視しておき、この電圧が基準電圧Ｖ
ｍａｘで決まる値以上になった場合には周波数掃引発振
器４にＶｕｐ信号を送り、圧電トランス１の駆動周波数
を共振周波数から上げる方向に動作させる。これによ
り、圧電トランス１の昇圧比を低下させ出力電圧Ｖｏを
低下させて過振動による圧電トランスの破壊を防止する
ことができる。

【０００８】図９は、前記特開平８−１０７６７８号公
報の駆動装置の各ブロックの具体的回路構成を示す回路
例であり、これは、発明者により特願平７−６９２０７
号にて提案されたものである。以下、この図９に示され
た回路を用いて先願にて提案された先行技術の回路動作
について説明する。まず、負荷２が圧電トランス１に接
続されている場合について説明する。圧電トランス１の
二次側電極１ｂから交流の出力電圧Ｖｏが出力され、負
荷２に交流の出力電流Ｉｏが流れる。この出力電流Ｉｏ
は、負荷電流比較回路３に入力される。この電流は抵抗
で電圧に変換されたのち、ダイオードＤ１で整流された
後平滑化されて比較器１０に入り、ここで基準電圧Ｖｒ
ｅｆと比較される。出力電流Ｉｏの整流電圧が小さい場
合には、比較器１０はＨレベルのＶｄｏｗｎ信号を出力
する。この信号はスイッチＳＷ１をＯＮにする。またＶ
ｄｏｗｎ信号のインバータで論理を反転させた信号はス
イッチＳＷ２に入力されており、Ｖｄｏｗｎ信号がＨレ
ベルの時にＳＷ２をＯＦＦにする。

【０００９】ＳＷ１は定電流源１２に接続されており、
定電流Ｉ₁ によってコンデンサＣｖｃｏを充電する。コ
ンデンサＣｖｃｏの充電電圧をＶｖｃｏとすると、Ｖｖ
ｃｏは下記の式によって与えられ時間ｔに比例した電圧
になる。Ｖｖｃｏ＝（Ｉ₁ ×ｔ）／ＣｖｃｏこのコンデンサＣｖｃｏの電圧Ｖｖｃｏは電圧制御発振
器（以下、ＶＣＯと記す）１４に入力されており、この
電圧によって発振周波数が制御される。ＶＣＯ１４は、
電圧Ｖｖｃｏが大きくなるに従ってその発振周波数は低
下するように構成されており、この出力信号は駆動回路
５の２位相駆動回路１９で２相の矩形波に変換され、ゲ
ート電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２としてトランジスタＱ１、Ｑ２
を交互にＯＮ、ＯＦＦさせる。

【００１０】Ｑ１、Ｑ２のドレインは、オートトランス
Ｔ１、Ｔ２の中間端子に接続されており、その中間端子
を交互に接地させる。このオートトランスＴ１、Ｔ２
は、一次側端子が電源ＶＤＤに接続されているのでＯＮ
の期間に電流エネルギーをチャージし、トランジスタＱ
ｌ、Ｑ２がＯＦＦになるとチャージした電流エネルギー
を電圧エネルギーとして放出する。圧電トランス１の入
力側から見た静電容量ＣとオートトランスＴ１、Ｔ２の
インダクタンスＬは、電圧共振波形を形成できるように
設定されており、トランジスタＱ１、Ｑ２のドレインに
は半波正弦波Ｖｄ１、Ｖｄ２が発生する。これを図１０
に示す。

【００１１】このオートトランスの一次側と二次側の巻
線比が１：Ｎの場合には、電源電圧ＶＤＤのおよそ３
（Ｎ＋１）倍のピーク電圧を持つ半波正弦波Ｖｄ１、Ｖ
ｄ２が圧電トランス１の一次側電極に印加される。そこ
で圧電トランス１はその駆動周波数に対応した昇圧比Ａ
ｖの電圧Ｖｏを二次側電極に出力する。次に、図９の負
荷２を流れる出力電流Ｉｏが大きくなり、比較器１０の
出力信号ＶｄｏｗｎがＬレベルに反転した場合には、Ｓ
Ｗ１がＯＦＦになり、ＳＷ２がＯＮになってコンデンサ
Ｃｖｃｏを定電流源１３の定電流Ｉ₂ で放電することに
なり、時間に比例して電圧Ｖｖｃｏが徐々に低下する。
そのため、ＶＣＯ１４の発振周波数が上昇し、圧電トラ
ンス１の駆動周波数も上昇することになる。

【００１２】このＶＣＯ１４は、圧電トランス１の共振
周波数を含む範囲で発振するように設定されており、共
振周波数より高域側から掃引を開始する。駆動周波数が
高域にあって圧電トランス１の昇圧比が小さい間は出力
電圧Ｖｏが小さいが、駆動周波数が低下して共振周波数
ｆｒに近づくにしたがって出力電圧Ｖｏは大きくなり、
負荷２を流れる出力電流Ｉｏも大きくなる。出力電流Ｉ
ｏが希望電流値に到達した場合には、周波数掃引発振器
４の出力周波数は頻繁に掃引方向を上下させて希望の出
力電流Ｉｏを発生する駆動周波数付近に留まり、これに
より出力電流Ｉｏを一定に保つ。負荷２に冷陰極管を使
用した場合には、出力電流が一定化されるのでその輝度
を安定に保つことができる。

【００１３】次に、負荷２に希望の電流値Ｉｏが流れな
い場合には、負荷電流比較回路５の比較器１０の出力信
号ＶｄｏｗｎはＨレベルのままになる。この場合、ＳＷ
１がＯＮを続け、Ｃｖｃｏは充電され続ける。そこでコ
ンデンサＣｖｃｏの電圧が、比較器１１の基準電圧Ｖｈ
を越え、所定値に達するとスイッチＳＷ４をＯＮにす
る。このＳＷ４がＯＮすることによって抵抗ＲＤ２を通
じてコンデンサＣｖｃｏを放電させる。この放電時定数
は定電流源１２、１３とコンデンサＣｖｃｏによって決
まる掃引時間より十分小さい時定数に設定してあるの
で、コンデンサＣｖｃｏを瞬時に放電させる。しかもＳ
Ｗ１がＯＮしてＲＤ２に定電流Ｉ₁ が流れても無視でき
るほど、ＲＤ２の値を小さく設定してある。

【００１４】比較器１１にはヒステリシス特性をもつよ
うに抵抗が接続されているので、コンデンサＣｖｃｏが
放電してＶｈを逆方向に越えて所定の最低電位に達した
後ＳＷ４を再びＯＦＦの状態に復帰させる。すなわちＶ
ＣＯ１４の発振周波数は、下限周波数から上限周波数に
短い時間で変化し、その後再び駆動周波数が高域側から
低域側に掃引する動作を繰り返すことになる。以上の構
成によって、例えば図９のインバータ回路に加えられる
電源電圧が一時的に低下して負荷２に所定の電流が流せ
なくなり、駆動周波数が共振周波数から外れて低い周波
数に下がってしまった場合に、また上限周波数側に戻す
ことができ掃引を継続させることができる。すなわち、
電源電圧が回復すれば希望電流Ｉｏを流すことのできる
駆動周波数に戻り再び安定して動作することになる。

【００１５】次に、負荷２が何らかの理由、例えば冷陰
極管の破損や配線の断線等によってオープンになった場
合の動作について説明する。前述したように、圧電トラ
ンス１の出力側がハイインピーダンスになると、昇圧比
が非常に大きくなり二次側電極に高圧を発生し、振動速
度が圧電素子の強度の限界を超えてしまいデバイスを破
損してしまう。これに対処した保護方法として、圧電ト
ランス１の出力電圧Ｖｏを出力電圧比較回路６に入力し
て、これを抵抗分圧してダイオードＤ２で整流し平滑化
した電圧ＶＲを比較器１７で基準電圧Ｖｍａｘと比較す
る。ＶＲがＶｍａｘより大きくなって比較器１７の出力
信号ＶｕｐがＨレベルになると、スイッチＳＷ３がＯＮ
になり、抵抗ＲＤ１を通じてコンデンサＣｖｃｏを放電
する。抵抗ＲＤ１は前述の抵抗ＲＤ２と同様に短い時間
でＣｖｃｏを放電できるように設定されているため、駆
動周波数は短い時間でＶＣＯ１４の上限周波数に上昇し
て圧電トランス１の昇圧比を低下させ、出力電圧Ｖｏを
低下させて圧電トランス１の過振動を防止する。

【００１６】このときの状態、すなわち圧電トランス１
が無負荷状態にて駆動されたときの各部の電圧波形を図
１１のタイミングチャートに示す。図１１（ａ）は圧電
トランス１の出力電圧Ｖｏの電圧波形で、図１１（ｂ）
はＶｏの整流・平滑電圧ＶＲの波形を示す。このＶＲが
Ｖｍａｘに達するとＶｕｐ信号がＨになり、Ｃｖｃｏを
放電させ図１１（ｃ）に示す電圧Ｖｖｃｏを急速に低下
させる。Ｖｖｃｏが低下するとＶＣＯ１４の発振周波数
が高域側へ推移し圧電トランス１の出力電圧Ｖｏを低下
させる。これにより、電圧ＶＲも低下してＶｕｐを再び
Ｌとする。その結果、ＳＷ３がＯＦＦとなって、再び負
荷電流比較回路３の出力するＶｄｏｗｎのＨ信号により
制御される状態に戻る。以上の動作を繰り返すことで駆
動周波数ｆは、図１１（ｄ）に示すように、圧電トラン
ス１の昇圧比Ａｖの周波数特性図上の、ＶＣＯ１４の上
限周波数ｆｈと、Ｖｕｐ信号が発生するｆｐの周波数の
間を掃引し続けることになる。以上から、予めＶｍａｘ
を圧電トランス１の振動速度の限度内で整流・平滑電圧
ＶＲが越えるようにＶｍａｘを設定しておけば、圧電ト
ランス１の破損を防止することができる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上述した特願平７−６
９２０７号にて提案された先行技術には以下の問題点が
ある。圧電トランスは、図６のグラフに示されるよう
に、負荷インピーダンスによって共振周波数が変化する
特性がある。そこで共振周波数範囲をカバーするために
は駆動周波数を発生するためのＶＣＯの発振周波数範囲
を広く設定する必要がある。一方でＶＣＯ１４はＩＣ化
を容易にするため、一般にコンデンサと定電流源を使用
して構成されるが、コンデンサや定電流源のばらつきや
温度変化による変動によって、発振周波数に±２０％程
度のばらつきが生じる。

【００１８】駆動用の電磁トランス（コイル）は、図１
０（ａ）に示されるように、入力された直流電圧ＶＤＤ
から圧電トランスの入力容量と共振させて半波正弦波を
発生させるが、一般にインダクタンスの偏差は大きく、
Ｌ、Ｃの積でやはり±２０％程度のばらつきが生じる。
Ｌ、Ｃの積が大きく形成された場合、ＶＣＯ１４の高域
側において、図１０（ｂ）に示されるように、トランジ
スタＱ１のドレイン電圧Ｖｄ１がゼロ電位に戻らないう
ちにオンになってしまい、ゼロボルトスイッチング（Ｚ
ＶＳ）ができない状態になる。そのため、駆動回路に大
きなサージ電流が発生し、この電流で駆動回路のインダ
クタンスやスイッチング用のトランジスタが発熱し最悪
の場合には破損してしまうことになる。図１２は、この
状態を説明するための図であって、駆動回路の入力電流
ＩＤＤと駆動周波数ｆの関係をグラフ化したものであ
る。Ｌ、Ｃのばらつきによってこの共振周波数が低い場
合、駆動周波数がｆａ以上でゼロボルトスイッチングを
外れ、図１２（ｂ）に示されるように、急激に入力電流
が増加し、これに伴って発熱が増大する。

【００１９】このような不都合を避けるには、Ｌ、Ｃの
積が適切な値となるように、具体的にはＬ、Ｃの積が、
上述した偏差（製造ばらつき）分をも加味して十分に小
さな値となるように設定しておく必要がある。しかし、
Ｌ、Ｃの積が小さくなった場合、図１０（ｂ）の駆動波
形図のＬ・Ｃ＝ＭＩＮの場合のように、駆動波形がトラ
ンジスタＱ１のＯＦＦ時間中にマイナス電圧に下がろう
とする。そのため、トランジスタＱ１のボディのダイオ
ードに電流が流れてしまい、電磁トランス（コイル）の
電流エネルギーを消費してしまうので、やはり発熱が生
じる。また、圧電トランスの駆動波形がゼロボルトスイ
ッチング（ＺＶＳ）を外れてしまった場合には、いずれ
の場合おいても圧電トランスの駆動波形が高調波を含む
ようになるので、圧電トランスの変換効率も低下する。
すなわち、上述した先行技術では、ＶＣＯ１４の発振周
波数と、駆動回路の共振周波数を、駆動回路に発熱を生
じさせることなく、かつ効率のよい状態に設定すること
は困難であった。

【００２０】また、上述した先行技術では、圧電トラン
ス１の二次側電圧が規定値以上になった場合に、圧電ト
ランス１の駆動周波数を高域側に移して昇圧比を低下さ
せ、二次側電圧を低下させる制御を行っていたが、この
ような制御方法では、圧電トランスが二次側電圧に高い
電圧を出力している間は、短時間ではあるが圧電トラン
ス１の振動速度が大きな領域で動作することになる。圧
電トランスは図１３に示されるように、振動速度がある
値を越えると急激に発熱量が増加する性質を有してい
る。そこで無負荷動作状態を続けるうちに、圧電トラン
ス１が発熱して分極の劣化を発生したり、圧電トランス
１の支持部を熱で損傷してしまうことになる。

【００２１】ＶＣＯ１４の上限周波数にばらつきが発生
した場合の、無負荷時の出力電圧Ｖｏの波形を図１４に
示す。図１４（ｂ）に示されるように、上限周波数ｆｈ
１が低くばらついた場合には、駆動周波数はｆｐとｆｈ
１の間を掃引することになるが、圧電トランス１の昇圧
比があまり下がらないので、出力電圧Ｖｏのエンベロー
プの最低電圧も小さくならないことになる。そこで圧電
トランス１の発熱量が大きくなる。ＶＣＯ１４の上限周
波数が高い方にばらつくに従って、ｆｐとｆｈを掃引す
る時間も長くなり、圧電トランス１の発熱量も低下する
ことになる。

【００２２】よって、本発明の解決すべき課題は、第１
に、発熱が抑制され、高効率の駆動が可能な駆動回路を
構成しうるようにすることであり、第２に、圧電トラン
スの発熱を抑制しうるようにすることである。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上述した本発明の課題
は、出力電圧比較回路内に、出力電圧の上限値を検出す
る第１の検出回路と、出力電圧の下限値を検出する第２
の検出回路を設け、第１の検出回路が出力電圧が上限値
を越えたことを検出したときには、ＶＣＯの発振周波数
を高域側へ掃引し、第２の検出回路が出力電圧が下限値
を越えたことを検出したときには、ＶＣＯの発振周波数
の掃引を出力電流による制御に復帰させるようにするこ
とにより、解決することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】本発明による圧電トランスの駆動
装置は、圧電トランス（１）を駆動する駆動回路（５）
と、前記駆動回路の駆動周波数を決定する周波数掃引発
振器（４）と、前記圧電トランスの負荷（２）に流れる
出力電流値（Ｉｏ）を基準値と比較して前記周波数掃引
発振器の周波数掃引方向を決定する負荷電流比較回路
（３）と、前記圧電トランスの出力電圧（Ｖｏ）の上限
電圧と下限電圧とをそれぞれ検出する第１および第２の
検出回路（１７、１６）を有する出力電圧比較回路
（６）と、を備えるものであって、前記周波数掃引発振
器（４）は、定常状態では出力電流値の前記基準値に対
する上・下に応じて駆動周波数を高域側または低域側へ
掃引し、かつ、出力電圧が上記上限電圧を越えたときに
は、出力電圧が上記下限電圧を越えるまで、前記出力電
流値に基づく掃引方向に優先して駆動周波数を高域側に
掃引することを特徴としている。

【００２５】［作用］本発明の駆動装置においては、圧
電トランス１の出力電圧Ｖｏが、出力電圧比較回路６内
において定められた上限電圧に達した場合、周波数掃引
発振器の周波数をその上限周波数にまで上げるのではな
く、出力電圧比較回路６内において定められた下限電圧
に相当する周波数にまでしか上げない。そのため、周波
数掃引発振器（ＶＣＯ）の上限周波数にばらつきがあっ
てもそのばらつきに影響されずに掃引周波数範囲を決定
することが可能になる。従って、図１０（ｂ）のＬ・Ｃ
＝ＭＡＸに示すようにゼロボルトスイッチングが行えな
くなる事態の発生を抑制することができる。また、駆動
回路の電磁トランスやコイルのインダクタンス値Ｌと圧
電トランス１の入力側から見た静電容量Ｃの共振周波数
を、必要以上に高く設定しなくて済むようになり、その
結果、図１０（ｂ）のＬ・Ｃ＝ＭＩＮに示すようにトラ
ンジスタＱ１がＯＮする前にゼロボルトを越えてしまう
事態を回避することができるようになる。すなわち、Ｌ
・Ｃの共振周波数を駆動周波数に近付けることができ、
駆動回路の発熱を抑えることができるとともに駆動回路
の出力電圧波形を正弦波に近付けることができ圧電トラ
ンスの変換効率を向上させることができる。また、周波
数掃引発振器の上限周波数を高く設定することができる
ようになったことにより無負荷時での出力電圧Ｖｏを十
分低下させることができるので、出力電圧Ｖｏの実効値
を下げて振動速度を低下させることができ、圧電トラン
ス１の発熱を低下させることができる。

【００２６】

【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。［第１の実施例］図１は、本発明の第１の実施例を示す
回路図である。図１に示す本実施例の回路は、図９に示
した先行技術の装置に一部の回路を付加したものであっ
て、図１において図９の部分と同等の部分には同一の参
照符号が付せられている（圧電トランス１と駆動回路５
についてはブロック図化して示されている）。本実施例
回路の図９に示した先行技術の回路と相違している点
は、出力電圧Ｖｏの整流・平滑電圧ＶＲをＶｍａｘと比
較する比較器１７の出力であるＶｓｅｔ信号によってセ
ットされ、ＶＲをＶｍｉｎと比較する比較器１６の出力
であるＶｒ信号によってリセットされるフリップフロッ
プ１８が付加され、このフリップフロップ１８の出力信
号がスイッチＳＷ３をＯＮ／ＯＦＦする出力電圧比較回
路６の出力信号Ｖｕｐとして用いるようにした点であ
り、その他の構成は図９の回路と同様である。

【００２７】図１に示す本実施例の回路において、負荷
２が正常に接続された状態で出力電流Ｉｏを安定化させ
るために負荷電流比較回路３が行う制御については、図
９に示した先行技術の場合と同様である。即ち、負荷２
を流れた出力電流Ｉｏが負荷電流比較回路３に入力され
てＤ１で整流されて直流電圧になり、比較器１０で基準
電圧Ｖｒｅｆと比較される。出力電流Ｉｏが希望値より
小さい場合には、出力信号ＶｄｏｗｎはＨレベルとなっ
て、周波数掃引発振器４のＶＣＯ１４の入力電圧Ｖｖｃ
ｏを上昇させる。これにより、ＶＣＯ１４の発振周波
数、従って圧電トランス１の駆動周波数は次第に低下し
ていき、圧電トランス１の共振周波数に近づくことで昇
圧比Ａｖが上昇する。そこで負荷２に流れる電流値が希
望値になると、Ｖｄｏｗｎ信号はＬレベルになって、駆
動周波数を上昇させ出力電流Ｉｏを低下させる。この掃
引方向の切り換えを頻繁に行うことで駆動周波数を希望
の出力電流値Ｉｏになる周波数近傍に留まらせ出力電流
Ｉｏを安定させる。

【００２８】希望の出力電流Ｉｏが得られない場合は、
Ｖｖｃｏが上昇を続けることにより周波数掃引発振器４
の周波数は低下し続け、下限周波数に達した場合、比較
器１１がＳＷ４をＯＮにしてコンデンサＣｖｃｏの電荷
を放電して、駆動周波数を短い時間で上限周波数に上げ
る動作を行う。その後は、希望の出力電流Ｉｏが得られ
る駆動周波数まで低域側に掃引を行う動作を繰り返す。

【００２９】次に、図１の回路で負荷２がオープンにな
った場合の動作について説明する。前述のように圧電ト
ランス１の出力がハイインピーダンスになると出力電圧
Ｖｏが増加し、出力電圧比較回路６の整流・平滑電圧Ｖ
Ｒが増加して基準電圧Ｖｍａｘより大きくなる。その結
果、比較器１７の出力電圧ＶｓｅｔがＨレベルになって
フリップフロップ１８をセットする。その結果、フリッ
プフロップの出力信号ＶｕｐがＨレベルになってＳＷ３
をＯＮにする。先行技術の図９の場合に比較して、ＳＷ
３に接続されたＲＤ１とコンデンサＣｖｃｏの時定数を
大きく設定しておくことで、出力電圧比較回路６が圧電
トランス１の出力電圧Ｖｏの低下を監視できるようにし
ておく。そこで出力電圧比較回路６の新たに設けた比較
器１６に入力される整流・平滑電圧ＶＲが、Ｖｍａｘよ
り低いもう一つの基準電圧Ｖｍｉｎ以下になると、比較
器１６の出力電圧ＶｒがＨレベルになってフリップフロ
ップ１８をリセットし、Ｖｕｐ信号をＬレベルにしてＳ
Ｗ３をＯＦＦに戻す。

【００３０】このときの圧電トランス１の出力波形とフ
リップフロップ１８の入・出力波形を、図２（ａ）の圧
電トランスの昇圧特性図とともにそれぞれ図２（ｂ）と
図２（ｃ）に示す。圧電トランス１の出力電圧Ｖｏが、
Ｖｏ＿ｍａｘになるとＶｓｅｔ信号がＨレベルになって
Ｖｕｐ信号をＨレベルに設定する。そこで駆動周波数が
高域側に掃引されるが、ＶｏがＶｏ＿ｍｉｎになったタ
イミングでＶｒがＨレベルになってＶｕｐ信号がＬレベ
ルに戻り、再び駆動周波数が低下する方向に掃引され
る。以上のように、基準電圧Ｖｍｉｎを設定することに
よって圧電トランス１の出力電圧Ｖｏのエンベロープの
最小電圧Ｖｏ＿ｍｉｎが設定できるため、ＶＣＯ１４の
上限周波数がばらついて高い駆動周波数側になっていた
としても、無負荷時の駆動周波数をＶｏがＶｏ＿ｍｉｎ
になる駆動周波数以上には上がらないようにすることが
できる。

【００３１】［第２の実施例］図３は、本発明の第２の
実施例を示す回路図である。本実施例回路の図１に示し
た第１の実施例の回路と相違する点は、常時Ｈレベル信
号を出力し、Ｖｒ信号をトリガー信号とする単安定マル
チ１５が付加され、そしてＶｄｏｗｎが単安定マルチ１
５の出力信号によってゲーティングされるようになされ
た点である。これにより、駆動周波数はｆｈに上昇した
後、所定の時間（単安定マルチの動作時間）ｆｈに保持
される。この図３の回路において、負荷２が正常に接続
されている場合の動作については、前述の図１の回路と
同等である。無負荷時の動作について図４を参照して説
明する。図４（ａ）は圧電トランスの昇圧特性図、図４
（ｂ）は圧電トランスの出力波形図、図４（ｃ）は単安
定マルチ１５の入・出力波形図、図４（ｄ）はコンデン
サＣｖｃｏの充電電圧波形図である。

【００３２】圧電トランス１の出力電圧がＶｏ＿ｍｉｎ
に低下してＶｒ信号がＨレベルになるとＶｕｐがＬレベ
ルとなってＳＷ３がＯＦＦされる。そしてＶｒ信号がＨ
レベルになった時点から、単安定マルチ１５が動作して
所定の時間Ｖ_HOLD信号がＬレベルになる。この信号がＬ
レベルの間は、負荷電流比較回路３のＶｄｏｗｎ信号の
レベルに関わらずＳＷｌ、ＳＷ２が共にＯＦＦするよう
に構成されており、コンデンサＣｖｃｏの電圧Ｖｖｃｏ
は、一定に保たれるため駆動周波数はｆｈに維持され
る。以上のように構成することによって、無負荷時の圧
電トランス１の出力電圧Ｖｏを実効的により低く設定す
ることが可能になる。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＶＣＯの発振周波数を高域側に延ばしても、無負荷時の
高域側の発振周波数を圧電トランスの昇圧比が所定値と
なる点に決められるため、必要以上に高域で駆動するこ
とがなくなる。そのため駆動電圧に対しゼロボルトスイ
ッチングが行えなくなる事態を回避することが可能にな
る。また、ＶＣＯの発振周波数が一定以上には上昇しな
くなるため、駆動回路のインダクタンスＬと圧電トラン
ス１の一次側から見た等価容量Ｃの共振周波数を、必要
以上に高く設定する必要がなくなり、現実の駆動周波数
に近い値に設定することができるため、スイッチングト
ランジスタがＯＮする前にドレイン電圧がゼロ以下にな
る事態も回避することが可能になる。そのため、駆動回
路における発熱を抑制することが可能になる。そして、
駆動波形が正弦波に近い波形とすることができるため、
圧電トランスの変換効率を向上させることが可能にな
る。また、本発明によれば、ＶＣＯの最高発振周波数を
高く設定することが可能になったことにより、ＶＣＯの
製造ばらつきにより最高発振周波数が低めにばらついて
無負荷時に出力電圧Ｖｏを十分に低くできなくなる不都
合を回避することが可能になる。そのため、圧電トラン
スの発熱を抑制することができるようになり、分極の劣
化や素子の損傷を防止することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の回路図。

【図２】図１の圧電トランスの駆動装置の動作説明図。

【図３】本発明の第２の実施例の回路図。

【図４】図３の圧電トランスの駆動装置の動作説明図。

【図５】圧電トランスの斜視図と等価回路図。

【図６】負荷抵抗をパラメータとした圧電トランスの駆
動周波数−昇圧特性図。

【図７】圧電トランスの振動速度−出力電圧特性図。

【図８】従来の圧電トランスの駆動装置のブロック図。

【図９】本発明に先行して提案された圧電トランスの駆
動装置の回路図。

【図１０】駆動回路の動作を示す等価回路とタイミング
チャート。

【図１１】従来の無負荷動作時のタイミングチャート。

【図１２】駆動回路の入力電流の周波数特性図。

【図１３】圧電トランスの振動速度−上昇温度特性図。

【図１４】従来の無負荷動作時のばらつきを示すタイミ
ングチャート。

【符号の説明】

１圧電トランス１ａ一次側電極１ｂ二次側電極１ｃ圧電セラミックス板２負荷３負荷電流比較回路４周波数掃引発振器５駆動回路６出力電圧比較回路１０、１１、１６、１７比較器１２、１３定電流源１４電圧制御発振器（ＶＣＯ）１５単安定マルチ１８フリップフロップ１９２位相駆動回路Ｑ１、Ｑ２トランジスタＴ１、Ｔ２オートトランス

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】圧電トランスを駆動する駆動回路と、前
記駆動回路の駆動周波数を決定する周波数掃引発振器
と、前記圧電トランスの負荷に流れる出力電流値を基準
値と比較して前記周波数掃引発振器の周波数掃引方向を
決定する負荷電流比較回路と、前記圧電トランスの出力
電圧の上限電圧と下限電圧とをそれぞれ検出する第１お
よび第２の検出回路を有する出力電圧比較回路と、を備
え、前記周波数掃引発振器は、定常状態では出力電流値
の前記基準値に対する上・下に応じて駆動周波数を高域
側または低域側へ掃引し、かつ、出力電圧が上記上限電
圧を越えたときには、出力電圧が上記下限電圧を越える
まで、前記出力電流値に基づく掃引方向に優先して駆動
周波数を高域側に掃引することを特徴とする圧電トラン
スの駆動装置。
【請求項２】出力電圧が上記上限電圧を越えた後に上
記下限電圧を越えたときには、上記周波数掃引発振器は
所定時間駆動周波数をそのまま維持し、その後駆動周波
数の掃引方向が出力電流値に基づいて決定される状態に
復帰することを特徴とする請求項１記載の圧電トランス
の駆動装置。
【請求項３】前記周波数掃引発振器は、発振周波数を
決定する電圧に充電されるコンデンサと、該コンデンサ
の充放電を制御する複数のスイッチおよび複数の電流源
と、前記コンデンサに接続された電圧制御発振器を有し
ていることを特徴とする請求項１または２記載の圧電ト
ランスの駆動装置。
【請求項４】前記コンデンサの放電回路に接続された
スイッチが、前記第１の検出回路の出力信号でセットさ
れ前記第２の検出回路の出力信号でリセットされるフリ
ップフロップにより制御されることを特徴とする請求項
３記載の圧電トランスの駆動装置。
【請求項５】前記コンデンサには電圧監視手段が付設
されており、前記コンデンサの充電電圧が所定値にな
り、前記周波数掃引発振器の周波数が最低周波数になっ
たことを検出した場合には、速やかに前記コンデンサの
電圧を変更して前記発振周波数を高域側に掃引すること
を特徴とする請求項３記載の圧電トランスの駆動装置。