JP2002319499A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】圧電トランスを用いた放電灯点灯装置におい
て、屋外等の照明や車載用途において要求される広い動
作温度範囲に対応させ、かつ、簡素化された回路で小型
化を実現できる構成を提案する。 【解決手段】１次電極に印加された交流電圧を電圧変換
して２次電極に接続された放電灯負荷Ｒ_L に供給する圧
電トランスＴ１と、この圧電トランスＴ１の１次電極に
直列に接続されたコイルＬ１と、これら圧電トランスＴ
１とコイルＬ１からなる直列回路網に交流電圧を供給す
る電源回路部と、上記交流電圧の周波数ｆｒが圧電トラ
ンスＴ１の昇圧比が最大となる周波数ｆｐに略一致する
ように制御する周波数制御回路２とを備えた。また、圧
電トランスＴ１の入力容量値Ｃｐ１とコイルＬ１のイン
ダクタンス値で決まる共振周波数ｆｋが、交流電圧の周
波数ｆｒに対して、ｆｋ＜０．８ｆｒとなるようにする
ことが好ましい。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いた放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、放電灯点灯装置として、電磁トラ
ンスに比較して小型の圧電トランスを用いた圧電トラン
スインバータの開発が進められてきている。圧電トラン
スは電磁トランスと比較して小型化や薄型化を図れると
いった特徴があり、放電灯を点灯させるインバータとし
て利用したり、高圧電源として注目されている素子であ
る。放電灯点灯装置としての圧電トランスインバータの
場合、電圧変動の大きい電池でも駆動できるように広い
入力電圧範囲に対応できること、輝度等を調整する調光
ができること、省エネあるいは電池駆動時間の長時間化
のために高効率であること、といった性能が要求され
る。また、屋外等の照明や車載用途においては、環境の
温度変化が激しいため、−３０℃〜１２０℃程度の広い
動作温度範囲が要求される。

【０００３】ところが、従来の圧電トランスインバータ
の場合、液晶ディスプレイのバックライト光源としての
応用が主であり、一般に０℃〜６０℃程度が動作温度範
囲であるバックライト用途では、上記の広入力電圧範囲
対応、調光、高効率化が主な課題であった。これらの課
題に対しては、例えば特開平９−１０７６８４号公報な
どいろいろ考案されている。

【０００４】また、回路の簡素化で、より小型にする目
的のものとして、図１４に示す特開平１１−８０８２号
公報の例もある。この回路は、一端に直流電圧Ｅが印加
され、交互にオン／オフされるスイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２の直列回路と、可変の駆動周波数でスイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２を交互にオン／オフする制御回路１２と、
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に一端を接続され
たコイルＬ１と、コイルＬ１の他端に一方の１次側電極
が接続された圧電トランスＴ１とを備え、圧電トランス
Ｔ１の他方の１次側電極ならびにスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の直列回路の他端側を接地している。このよう
な電源装置において、制御回路１２によるスイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２の駆動周波数を圧電トランスＴ１の共振
周波数近傍に設定し、コイルＬ１のインダクタンスと圧
電トランスＴ１の入力容量との共振によって生じる交流
電圧を圧電トランスＴ１の１次側電極に印加し、圧電ト
ランスＴ１の２次側電極に接続された冷陰極管Ｒ_L に昇
圧された交流電圧を供給して冷陰極管Ｒ_L を点灯させる
ものである。

【０００５】ところで、圧電トランスインバータを屋外
等の照明や車載用途へ適応するには、−３０℃〜１２０
℃程度の広い動作温度範囲への順応が要求される。しか
し、一般的に圧電トランスＴ１はその材料的要因等のた
め周囲温度Ｔにより大幅に特性が変化する。例えば、図
１５に示すように、周囲温度Ｔが約３０℃のときの圧電
トランスＴ１の入力容量値Ｃｐ１を１として正規化した
場合、周囲温度Ｔを約−３０℃〜９０℃まで変化させる
と、入力容量値Ｃｐ１は約−３０％〜約＋３０％も変化
することとなる。

【０００６】前述の２つの従来例においては、高効率駆
動のため圧電トランスへの入力電圧波形を共振作用で正
弦波になるようにしているが、このように圧電トランス
Ｔ１の入力容量Ｃｐ１と電磁トランス又はコイルのイン
ダクタンスとを共振させている回路構成の場合、圧電ト
ランスＴ１の入力容量値Ｃｐ１の周囲温度Ｔに対する変
化が回路に与える影響は大きい。

【０００７】例えば特開平９−１０７６８４号公報の回
路では、圧電トランスの入力容量と電磁トランス又はコ
イルとを並列共振させて使用しているが、圧電トランス
の入力容量が温度で大きく変化してしまうと並列共振の
周期が大きく変わり、スイッチング素子のデューティー
と合わなくなり、ゼロボルトスイッチングができず、過
大なサージ電流が流れて回路破壊等が発生するため、０
℃〜６０℃程度が動作温度範囲の限界となっていた。

【０００８】また、図１４の特開平１１−８０８２号公
報の例では、圧電トランスＴ１の入力容量Ｃｐ１とコイ
ルＬ１とを直列共振させて使用しており、圧電トランス
Ｔ１の出力電圧Ｖは入力容量Ｃｐ１とコイルＬ１とのＬ
Ｃ共振特性と圧電トランス内部での共振特性が重なり、
結果的に図１６に示すような双峰形の周波数特性となっ
ている。ここで、圧電トランスＴ１の入力容量Ｃｐ１が
温度で大きく変化してしまうと、入力容量Ｃｐ１とコイ
ルＬ１とのＬＣ共振特性が変化し、圧電トランスＴ１の
出力電圧Ｖの双峰形の周波数特性は２つのピークの位置
も大きさも大きく変化してしまい、所定の出力電圧にす
るため周波数を変化させようとすると、入力容量Ｃｐ１
とコイルＬ１とのＬＣ共振による共振電流の変化が大き
くなり、部品の大型化や回路効率の低下などの問題があ
った。

【０００９】そこで、周囲温度Ｔに対する圧電トランス
Ｔ１の入力容量値Ｃｐ１の変化による影響を抑える手段
として、圧電トランスと並列共振あるいは直列共振させ
る電磁トランス又はコイルと、圧電トランスとの間に、
コイルなどのインダクタンス要素とコンデンサなどのキ
ャパシタンス要素を接続して圧電トランスの入力容量と
の合成容量をつくり、温度特性を改善させるものがある
（特願２０００−７１１６号参照）。

【００１０】図１７にその回路構成の例を示す。直流電
源Ｅと、直流電源Ｅの両端に接続された第１及び第２の
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路と、第１及び第
２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に一端を接続
されたコイルＬ１とを備えて、ハーフブリッジインバー
タ回路４を構成している。昇圧回路５のコンデンサＣ１
及びコイルＬ２の直列回路は、このインバータ回路４の
コイルＬ１の他端と、直流電源Ｅ及び第２のスイッチン
グ素子Ｑ２の接続点との間に接続される。コイルＬ２は
圧電トランスＴ１の１次側電極に並列接続されている。
インバータ回路４は、図１４に示す従来例のスイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ２とコイルＬ１で構成される回路と同様
であって、制御回路１２は図示を省略している。この電
源装置は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
を交互にオン／オフさせることによって、昇圧回路５の
合成容量をコイルＬ１のインダクタンスと直列共振させ
て動作するものである。圧電トランスＴ１の入力容量お
よびコイルＬ２ならびにコンデンサＣ１による昇圧回路
５の合成インピーダンスを、コイルＬ１のインダクタン
スと共振させたことに特徴がある。昇圧回路５の合成容
量値Ｃｘの周囲温度Ｔに対する変化量を、圧電トランス
Ｔ１の入力容量値Ｃｐ１の変化量より小さくすることが
でき、昇圧回路５の合成容量をコイルＬ１のインダクタ
ンスと共振させるので、周囲温度Ｔが変化しても共振電
流および共振電圧の変動を抑えることができる。その結
果、部品の大型化や回路効率の変動を抑えることができ
るものである。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この開示され
た例のように、共振要素と圧電トランスの入力容量から
なる合成容量の温度変化を緩和させることにより、部品
の大型化や回路効率の変動を抑えることができるように
なったが、結果的にコンデンサＣ１とコイルＬ２という
２つの部品が増加することになり、図１４の回路のよう
に、簡単でより小型にするという目的からは外れたもの
となっている。また、追加された部品のコンデンサＣ１
とコイルＬ２にも共振電流が流れるため、コンデンサＣ
１とコイルＬ２にも損失が発生するはずであり、部品を
追加した分、回路の損失は増加し、効率は若干低下する
と考えられる。

【００１２】そこで、本発明は圧電トランスを用いた放
電灯点灯装置において、屋外等の照明や車載用途におい
て要求される−３０℃〜１２０℃程度の広い動作温度範
囲に対応させ、かつ、簡素化された回路で小型化を実現
できる圧電トランスインバータを提案することを目的と
する。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
によれば、上記の課題を解決するために、図１に示すよ
うに、１次電極に印加された交流電圧を電圧変換して２
次電極に接続された放電灯負荷Ｒ_L に供給する圧電トラ
ンスＴ１と、この圧電トランスＴ１の１次電極に直列に
接続されたコイルＬ１と、これら圧電トランスＴ１とコ
イルＬ１からなる直列回路網に交流電圧を供給する電源
回路部と、上記交流電圧の周波数ｆｒが圧電トランスＴ
１の昇圧比が最大となる周波数ｆｐに略一致するように
制御する周波数制御回路２とを備えたことを特徴とする
ものである。

【００１４】

【発明の実施の形態】（実施形態１）図１は本発明の実
施形態１の回路構成図である。本実施形態の放電灯点灯
装置は、図１に示すように、直流電源Ｅと、直流電源Ｅ
の両端に接続された第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の直列回路と、第１及び第２のスイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２の接続点に一端を接続されたコイルＬ１と
を備えて、ハーフブリッジインバータ回路よりなる電源
回路を構成している。圧電トランスＴ１の１次電極は、
この電源回路のコイルＬ１の他端と、直流電源Ｅ及び第
２のスイッチング素子Ｑ２の接続点とに接続され、圧電
トランスＴ１の２次側出力端子には放電灯負荷Ｒ_L が接
続される。さらに第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２を交互にオン／オフさせる駆動回路１と、圧電
トランスＴ１の入力電圧と出力電圧を検出し、電圧比あ
るいは位相差を求めて圧電トランスＴ１の昇圧比がピー
クになる周波数に制御する周波数制御回路２とからな
る。本実施形態はコイルＬ１と圧電トランスＴ１との直
列接続による直列共振回路を構成したインバータ回路に
おいて、圧電トランスＴ１の昇圧比がピークになる周波
数ｆｐにて常に駆動することに特徴がある。

【００１５】本発明の特徴である圧電トランスＴ１の昇
圧比がピークになる周波数ｆｐにて駆動することについ
て説明する。圧電トランスＴ１の入力端子とコイルＬ１
とを直列接続した回路網に交流電圧を印加すると、圧電
トランスＴ１の出力端子に出力される出力電圧は図１６
に示すような双峰形の周波数特性となる。ここで温度が
−３０℃〜１２０℃の範囲で変化すると、圧電トランス
Ｔ１の入力容量Ｃｐ１が大きく変化し、圧電トランスＴ
１の出力電圧の周波数特性は大きく変動する。しかし、
温度が−３０℃〜１２０℃の範囲で変化しても、圧電ト
ランスＴ１の出力電圧変動が非常に小さくなる周波数ポ
イントが存在することを実験により見出した。

【００１６】図２に温度Ｔを−３０℃、３０℃、１２０
℃としたときの圧電トランスＴ１の出力電圧Ｖの周波数
特性および圧電トランスＴ１の昇圧比の周波数特性の実
験結果を示す。実験は圧電トランスＴ１の負荷として５
０ｋΩの抵抗を用いた場合である。図より温度を−３０
℃、３０℃、１２０℃と変化させたとき、前述したよう
に圧電トランスの出力電圧Ｖの周波数特性は大きく変化
するが、圧電トランスの昇圧比の周波数特性も温度変化
とともに昇圧比のピークがシフトするように変化してい
るのが分かる。これは図３に示す圧電トランスの等価回
路における入力容量Ｃｐ１以外の各要素も温度で変化す
るためと考えられる。

【００１７】ここで温度変化でシフトする圧電トランス
の昇圧比ピーク時の周波数（−３０℃のときｆｐ’、３
０℃のときｆｐ、１２０℃のときｆｐ”）において、圧
電トランスの出力電圧Ｖは−３０℃のとき５１０Ｖ、３
０℃のとき４９５Ｖ、１２０℃のとき４９０Ｖと非常に
近い値になることを発見した。つまり、常に圧電トラン
スの昇圧比がピークとなる近傍の周波数を維持できれ
ば、−３０℃〜１２０℃の温度変化でも出力変動を抑え
られるものである。

【００１８】圧電トランスの昇圧比ピーク時の周波数に
おいて出力電圧変動が小さくなる理由について、これは
仮説であるが、図３の圧電トランスの等価回路において
入力容量Ｃｐ１よりも右側のインピーダンスＺｏが昇圧
比がピークとなるとき最も小さくなり、インピーダンス
Ｚｏに並列にある入力容量Ｃｐ１の変化を吸収している
ものと考えている。

【００１９】また図４（ａ），（ｂ），（ｃ），
（ｄ），（ｅ）は、負荷抵抗Ｒ_L が１ＭΩ、１００ｋ
Ω、２０ｋΩの各場合について、圧電トランスの昇圧
比、変換効率、入出力位相差、入力位相、入力インピー
ダンスの各周波数特性を示している。図において、昇圧
比がピークとなる周波数ｆｐ、入力インピーダンスが極
小となる共振周波数ｆｒ、入力インピーダンスが極大と
なる反共振周波数ｆａ、変換効率がピークとなる周波数
ｆｄは、負荷抵抗Ｒ_L が１００ｋΩのものについて示し
ている。図の関係より、昇圧比がピークとなる周波数ｆ
ｐ、共振周波数ｆｒ、反共振周波数ｆａ、変換効率がピ
ークとなる周波数ｆｄは互いに異なる周波数となる。よ
って、昇圧比がピークとなる周波数ｆｐは独立した周波
数として存在する。

【００２０】図１の実施形態では圧電トランスＴ１の入
力電圧と出力電圧を検出し、電圧比あるいは位相差を求
めて圧電トランスＴ１の昇圧比がピークになる周波数ｆ
ｐに制御する周波数制御回路２を設けている。圧電トラ
ンスＴ１の入出力電圧から電圧比を求めて圧電トランス
Ｔ１の昇圧比がピークになる周波数ｆｐに制御する方法
は、具体的には基準周波数から周波数をスイープさせ、
同時に圧電トランスＴ１の入出力電圧を検出し、その電
圧比を算出し、その電圧比の時間的変化がほぼゼロとな
る周波数で固定し、かつ、その時の電圧比を記憶するも
のである。温度変化等により検出される電圧比が変化す
ると、記憶された電圧比とずれたことを検知し、再び周
波数のスイープを始め、電圧比の時間的変化がほぼゼロ
となる周波数で固定し、かつ、その時の電圧比を記憶す
ることを続けるものである。これにより確実に昇圧比が
ピークとなる周波数ｆｐに制御できる。

【００２１】また、圧電トランスＴ１の入出力電圧から
位相差を求めて圧電トランスＴ１の昇圧比がピークにな
る周波数ｆｐに制御する方法は、図４に示したように圧
電トランスＴ１の昇圧比がピークになる周波数付近の入
出力位相差が約−９０°付近になっていることを利用
し、入出力電圧の位相差を所定の値となるように制御す
るものである。

【００２２】図５の回路図はその回路例であり、所定の
値として基準電圧Ｖ_REF を周波数制御回路２に入力して
いる。この構成により位相差が所定の値になるよう制御
され、周波数も昇圧比がピークになる周波数付近に制御
されることになる。この場合、制御回路２は上記の電圧
比を算出する方法に比較してマイコン等による複雑な制
御を必要としないため、コスト的にメリットがある。

【００２３】なお、圧電トランスの駆動方法として入出
力位相差を検出して周波数を制御する従来例には、例え
ば特開平９−２３７６８４号、特開平９−１３５５７３
号、特開２０００−１１６１４１号などがある。しか
し、特開平９−２３７６８４号は直列接続されるコイル
がなく、圧電トランスを矩形波駆動しているため、圧電
トランスの入力容量の充放電に伴う損失が大きいという
問題がある。また特開平９−１３５５７３号は制御され
る位相差に一定範囲（ｐ１−ｐ２）を設けたもので、圧
電トランスの昇圧比がピークになる周波数付近に固定す
る本案とは異なる概念である。また、特開２０００−１
１６１４１号は位相制御により圧電トランスの変換効率
が最大となる周波数ｆｄにすることが目的であり、やは
り本案とは異なる概念である。

【００２４】また、圧電トランスの昇圧比がピークにな
る周波数に制御されることにより、温度が−３０℃〜１
２０℃の範囲で変化しても、インバータ回路の駆動周波
数ｆｒは、温度によって変動する昇圧比がピークとなる
周波数（ｆｐ’〜ｆｐ〜ｆｐ”）のわずかな周波数範囲
でしか変化しないため、図１４の従来例のような急激な
ＬＣ共振電流の増加がなく、効率も高く維持でき、部品
の大型化も防げる。

【００２５】以上のように、本発明の構成により、屋外
等の照明や車載用途において要求される−３０℃〜１２
０℃程度の広い動作温度範囲に対して安定な出力特性を
維持でき、かつ、共振電流の増加もほとんどないため回
路効率も高く維持され、簡素化された回路で小型化を実
現できるものである。

【００２６】（実施形態２）次に実施形態２について説
明する。この実施形態２においては、前述の実施形態１
における図１の構成において、インダクタンス要素たる
コイルＬ１と直列接続される圧電トランスＴ１の入力容
量Ｃｐ１とからなるＬＣ直列共振の共振周波数ｆｋ＝１
／２π√（Ｌ１Ｃｐ１）を図１の回路の駆動周波数ｆｒ
に対して、ｆｋ＜ｆｒとなるように限定するものであ
る。

【００２７】なぜなら、駆動周波数ｆｒに対して前記Ｌ
Ｃ直列共振の共振周波数ｆｋが高い周波数に設定されて
いると、駆動周波数ｆｒでＬＣ直列共振回路は容量性と
なり、共振電流は進相となってしまう。このとき、図１
のような第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の
直列回路によるハーフブリッジ回路において進相電流が
流れると、スイッチング素子Ｑ１あるいはＱ２のターン
オン時に過大な突入電流が流れる場合があり、スイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ２を破壊する危険性がある。

【００２８】本実施形態のように、ｆｋ＜ｆｒとなるよ
うに構成することにより、実施形態１の効果に加え、共
振電流は遅相となり、スイッチング素子Ｑ１あるいはＱ
２のターンオン時の過大な突入電流を防止でき、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２の破壊する危険性もなくなる。ま
た、スイッチング損失も小さいので、回路効率も高くで
きる。

【００２９】（実施形態３）次に実施形態３について説
明する。この実施形態３においては、前述の実施形態１
における図１の構成において、インダクタンス要素たる
コイルＬ１と直列接続される圧電トランスＴ１の入力容
量Ｃｐ１とからなるＬＣ直列共振の共振周波数ｆｋ＝１
／２π（Ｌ１Ｃｐ１）を図１の回路の駆動周波数ｆｒに
対して、ｆｋ＜０．８ｆｒとなるように限定するもので
ある。

【００３０】図６に、駆動周波数ｆｒに対して、前記Ｌ
Ｃ直列共振の共振周波数ｆｋがｆｒから徐々に低い周波
数になるようにコイルＬ１のインダクタンス値を大きく
していった時の、圧電トランスの出力電圧Ｖの−３０℃
〜１２０℃の温度変化に対する変化量を調べた実験結果
を示す。図のようにＬＣ直列共振の共振周波数ｆｋがｆ
ｒと略一致している時は温度に対する出力電圧変化量は
１０％程度である。しかし、ｆｋをｆｒより低い周波数
にしていくと、温度に対する出力電圧変化量は低下し、
特にｆｋ＜０．８ｆｒの条件では温度に対する出力電圧
変化量は２％程度以下に抑えられることが分かった。

【００３１】よって、本実施形態のようにｆｋ＜０．８
ｆｒとなるように構成することにより、実施形態１およ
び２の効果に加え、広い動作温度範囲に対してさらに安
定な出力特性を維持できる効果がある。

【００３２】（実施形態４）図７は本発明の実施形態４
の回路構成図である。この実施形態４は図１に示される
実施形態１の構成において、放電灯負荷Ｒ_L に流れる出
力電流値を検出して所定の電流値になるようにスイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティーを調整するデ
ューティー制御回路３を付加した構成となっている。

【００３３】デューティー制御回路３の具体的な動作を
説明する。放電灯負荷Ｒ_L に流れる出力電流値を検出抵
抗Ｒ３を使って電圧変換して検出し、さらに所定の出力
電流値に相当する基準電圧Ｖ_REF'と比較し、電流値が基
準値より小さい場合、駆動回路１によりスイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティーを大きくする。逆に
電流値が基準値より大きい場合、駆動回路１によりスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティーを小さく
するように動作する。このような動作により、出力電流
は一定の所定値に制御されることになる。

【００３４】本実施形態の構成によれば、例えば電源電
圧が大きく変動しても出力電流は一定とできる。また、
電源電圧変動だけでなく負荷変動においても出力電流は
一定にでき、さらに周波数の変化はないので、効率も高
く維持できる。従来例のように周波数調整で対応させる
と効率の低下が著しかった。また、図７の基準電圧Ｖ
_REF'の値を変化させれば、一定制御される出力電流値を
変更でき、調光が容易にできる。さらに調光時にも周波
数の変化はないので効率も高く維持できる。

【００３５】（実施形態５）図８は本発明の実施形態５
の回路構成図である。この実施形態５は図７に示される
実施形態４の構成において、ハーフブリッジ構成の電源
回路を図８のようなスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４からなるフルブリッジ構成の電源回路としたも
のである。駆動回路１はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、
Ｑ３、Ｑ４を図９（ａ）に示すような信号波形でそれぞ
れ駆動する。また、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ
３、Ｑ４のオン・デューティーを調整するデューティー
制御回路３は図９（ａ）の矢印で示すようなデューティ
ー調整の動作により、コイルＬ１と圧電トランスＴ１の
直列回路に印加される電圧Ｖ１の実効値を変化させ、電
源電圧変動や負荷変動において出力電流を一定になるよ
うに制御するものである。

【００３６】フルブリッジ回路では、ハーフブリッジ回
路に比較して、コイルＬ１と圧電トランスＴ１の直列回
路に印加される電圧Ｖ１の振幅を２倍にできることか
ら、より低電源電圧にも対応できる。つまり、より広い
電源電圧変動にも対応できるものである。

【００３７】また、上記デューティー制御回路３をスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４へのスイッチング
信号の位相を変化させる位相制御回路としても良い。ス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のスイッチング
信号の位相を調整する位相制御回路は、図９（ｂ）に示
すように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチング
信号の位相をスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチン
グ信号の位相よりシフトさせる動作により、コイルＬ１
と圧電トランスＴ１の直列回路に印加される電圧Ｖ１の
実効値を変化させ、電源電圧変動や負荷変動において出
力電流を一定になるように制御するものである。この場
合も同様の効果があることは言うまでもない。

【００３８】（実施形態６）図１０は本発明の実施形態
６の回路構成図である。この実施形態６は図１に示され
る実施形態１の構成において、放電灯負荷Ｒ_L に流れる
出力電流値を検出して所定の電流値になるようにスイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティーを調整する
機能に加えて、出力電圧も検出して所定の電圧値に制限
されるようにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・デュ
ーティーを調整するデューティー制御回路３を付加した
構成となっている。

【００３９】デューティー制御回路３の具体的な動作を
説明する。放電灯負荷Ｒ_L に流れる出力電流値を検出抵
抗Ｒ３を使って電圧変換して検出し、さらに所定の出力
電流値に相当する基準電圧Ｖ_REF'と比較し、電流値が基
準値より小さい場合、駆動回路１によりスイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティーを大きくする。逆に
電流値が基準値より大きい場合、駆動回路１によりスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティーを小さく
するように動作する。このような動作により、出力電流
は一定の所定値に制御されることになる。ここまでの機
能は実施形態４と同様である。

【００４０】ここで放電灯負荷Ｒ_L が外れた場合、つま
り無負荷状態になった時、圧電トランスＴ１の２次出力
端子とグランド端子間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２によ
る分圧回路から出力電圧を検出し、所定の出力電圧の最
大値に相当する基準電圧Ｖ_{RE F'}と比較し、出力電圧値が
基準値より小さい場合、駆動回路１によりスイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティーを大きくする。逆
に出力電圧値が基準値より大きくなる場合、駆動回路１
によりスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・デューティ
ーを小さくするように動作する。このような動作によ
り、出力電圧は一定の所定値に制限されることになる。
無負荷時は電流値はゼロであり検出されないし、放電灯
が点灯して電流が流れると出力電圧の検出値は低下し、
出力電流の検出値の方が大きくなることを利用し、本実
施形態では両機能を１つのデューティー制御回路３で実
現している。本実施形態によれば、無負荷時の圧電トラ
ンスの出力電圧を制限できる機能により、圧電トランス
の過振動を防止し、破壊を防げる。

【００４１】（実施形態７）図１１、図１３は本発明の
実施形態７の回路構成図である。この実施形態７は図８
で示される実施形態５の構成において、圧電トランスＴ
１の昇圧比がピークとなる周波数ｆｐに制御する周波数
制御回路２における圧電トランスＴ１の入出力電圧の検
出手段を示したものである。図のようなフルブリッジ構
成の場合、圧電トランスＴ１の入力電圧、および出力電
圧はグランドから浮いた電圧となるので、検出のための
回路構成は複雑となる。図１１に示すように、圧電トラ
ンスＴ１の入力端子部ａ，ｂおよび出力端子部ｃにそれ
ぞれグランド間に分圧比が同じの抵抗Ｒａ１，Ｒａ２と
Ｒｂ１，Ｒｂ２とＲｃ１，Ｒｃ２を接続し、図のような
２つのオペアンプＯＰ１，ＯＰ２からなる減算回路によ
って、圧電トランスＴ１の入力端の電圧に比例する電圧
波形Ｖｉと出力端の電圧に比例する電圧波形Ｖｏを検出
できる。これらの電圧ピーク値から電圧比を算出し、実
施形態１で説明した電圧比（昇圧比）がピークとなる周
波数ｆｐに制御できるものである。

【００４２】ところが実施形態１で示した他の制御法で
ある、圧電トランスＴ１の入出力電圧の位相差を求め
て、その位相差が昇圧比がピークとなるときの位相差
（約−９０°）になるように制御する場合、図１１で示
した電圧検出手段を用いると制御の応答性が遅く、ラン
プの始動直後などの負荷変動時に不安定な動作になって
いた。これは、図１１の圧電トランスＴ１の入力端の電
圧に比例する電圧波形Ｖｉと出力端の電圧に比例する電
圧波形Ｖｏを検出した後、ＶｉおよびＶｏの正の半波電
圧波形が重なる部分をアンド回路等で電圧値Ｖｋに変換
し、その値が図１２に示す位相差−９０°となる電圧値
に制御しようとするためで、電圧値Ｖｋの算出に時間が
かかり、応答性が遅くなっているとみられる。

【００４３】そこで上述の制御において、圧電トランス
Ｔ１の入出力電圧の検出手段として、図１３の回路構成
を用いる。図１３の構成では、図１１の構成において、
電圧検出抵抗Ｒａ２とＲｂ２とＲｃ２にそれぞれ並列に
ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃを接続し、さらに２つの減
算用オペアンプＯＰ１，ＯＰ２の代わりに、２つのオー
プンコレクタ出力で単電源駆動のコンパレータＣＰ１，
ＣＰ２を用い、これら２つのコンパレータＣＰ１，ＣＰ
２の出力を結合させて抵抗Ｒ５を介して制御電源Ｖ_D に
接続し、また抵抗Ｒ６およびコンデンサＣｋで出力電圧
値Ｖｋを得るようにしたものである。

【００４４】本構成では、２つのコンパレータＣＰ１，
ＣＰ２の出力は、圧電トランスＴ１の入力端の電圧に比
例する電圧波形Ｖｉと出力端の電圧に比例する電圧波形
Ｖｏが正の波形となるときに、それぞれＨｉｇｈとな
り、さらに２つのコンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力が
ともにＨｉｇｈのとき（つまり図１１のＶｉおよびＶｏ
の正の半波電圧波形が重なるとき）のみ抵抗Ｒ６および
コンデンサＣｋの直列回路に電圧が出力され、電圧値Ｖ
ｋが算出される。これにより、ダイレクトに電圧値Ｖｋ
が算出されるため、図１１の検出手段に比べて応答性が
速くなり、上述の問題点を防止できる。また、回路自体
も簡素にできるため、制御回路の複雑化を抑制できる。

【００４５】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、屋外等の照明
や車載用途において要求される−３０℃〜１２０℃程度
の広い動作温度範囲に対して安定な出力特性を維持で
き、かつ、共振電流の増加もほとんどないため回路効率
も高く維持され、簡素化された回路で小型化を実現でき
る効果がある。請求項２の発明によれば、請求項１の効
果に加えて、共振電流は遅相となりスイッチング素子の
ターンオン時の過大な突入電流を防止でき、スイッチン
グ素子の破壊する危険性もなくなる。また、スイッチン
グ損失も小さいので回路効率も高くできる。

【００４６】請求項３の発明によれば、請求項１または
２の効果に加えて、広い動作温度範囲に対してさらに安
定な出力特性を維持できる効果がある。請求項７の発明
によれば、電源回路部をフルブリッジ構成としたので、
コイルと圧電トランスの直列回路に印加される電圧の振
幅を２倍にできることから、より低電源電圧にも対応で
きる。つまり、より広い電源電圧変動にも対応できる。

【００４７】請求項８の発明によれば、電源電圧変動、
負荷変動においても出力電流は一定にでき、さらに周波
数の変化はないので効率も高く維持できる。また、調光
が容易にでき、調光時にも周波数の変化はないので効率
も高く維持できる。請求項１０または１１の発明によれ
ば、無負荷時の圧電トランスの出力電圧を制限できる機
能により、圧電トランスの過振動を防止し、破壊を防ぐ
ことができる。

【００４８】請求項１２の発明によれば、検出回路の応
答性が速くなり、ランプの始動直後などの負荷変動時に
不安定な動作になることを防止できる。また、回路自体
も簡素にできるため、制御回路の複雑化を抑制できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１の回路図である。

【図２】圧電トランスの出力電圧と昇圧比の周波数特性
の測定結果を示す図である。

【図３】圧電トランスの等価回路図である。

【図４】圧電トランスの昇圧比、変換効率、入出力位相
差、入力位相、入力インピーダンスの周波数特性を負荷
抵抗値をパラメータとして示す図である。

【図５】本発明の実施形態１に圧電トランスの入出力電
圧の検出回路を設けた構成を示す回路図である。

【図６】温度変化による圧電トランスの出力電圧変化量
を調べた実験結果を示す図である。

【図７】本発明の実施形態４の回路図である。

【図８】本発明の実施形態５の回路図である。

【図９】本発明の実施形態５の動作説明図である。

【図１０】本発明の実施形態６の回路図である。

【図１１】本発明の実施形態７の回路図である。

【図１２】本発明の実施形態７の動作説明図である。

【図１３】本発明の実施形態７の一変形例の回路図であ
る。

【図１４】従来例の回路図である。

【図１５】圧電トランスの入力容量値と周囲温度の関係
を示す特性図である。

【図１６】圧電トランスの出力電圧と駆動周波数の関係
を示す特性図である。

【図１７】他の従来例の回路図である。

【符号の説明】

Ｑ１ スイッチング素子 Ｑ２ スイッチング素子 Ｔ１ 圧電トランス Ｌ１ コイル Ｒ_L 放電灯負荷 ２ 周波数制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA01 AC02 AC11 BC07 CA12 CB05 CB06 CB08 DE04 DE05 EA02 EB07 GA03 GB12 GB18 GC04 HA05 HA06 HA10

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次電極に印加された交流電圧を電圧
   変換して２次電極に接続された放電灯負荷に供給する圧
   電トランスと、この圧電トランスの１次電極に直列に接
   続されたコイルと、これら圧電トランスとコイルからな
   る直列回路網に交流電圧を供給する電源回路部と、上記
   交流電圧の周波数ｆｒが圧電トランスの昇圧比が最大と
   なる周波数ｆｐに略一致するように制御する周波数制御
   回路とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、圧電トランスの入
   力容量値とコイルのインダクタンス値で決まる共振周波
   数ｆｋが、交流電圧の周波数ｆｒに対して、ｆｋ＜ｆｒ
   となるようにしたことを特徴とする放電灯点灯装置。
3. 【請求項３】 請求項１または２において、圧電トラ
   ンスの入力容量値とコイルのインダクタンス値で決まる
   共振周波数ｆｋが、交流電圧の周波数ｆｒに対して、ｆ
   ｋ＜０．８ｆｒとなるようにしたことを特徴とする放電
   灯点灯装置。
4. 【請求項４】 請求項１〜３のいずれかにおいて、周
   波数制御回路は圧電トランスの入出力電圧を検出するこ
   とにより圧電トランスの昇圧比が最大となる周波数ｆｐ
   を検出する手段を有することを特徴とする放電灯点灯装
   置。
5. 【請求項５】 請求項４において、周波数制御回路は
   圧電トランスの入出力電圧の位相差を検出することによ
   り圧電トランスの昇圧比が最大となる周波数ｆｐを検出
   する手段を有することを特徴とする放電灯点灯装置。
6. 【請求項６】 請求項１〜５のいずれかにおいて、交
   流電圧を供給する電源回路部は、直流電源と、その両端
   間に接続されて交互にオン・オフされる第１および第２
   のスイッチング素子の直列回路とからなるハーフブリッ
   ジ構成としたことを特徴とする放電灯点灯装置。
7. 【請求項７】 請求項１〜５のいずれかにおいて、交
   流電圧を供給する電源回路部は、直流電源と、その両端
   間に接続された第１ないし第４のスイッチング素子のフ
   ルブリッジ回路とからなることを特徴とする放電灯点灯
   装置。
8. 【請求項８】 請求項６または７において、電源回路
   部を構成するスイッチング素子のオン・デューティーを
   調整して、放電灯負荷に流れる電流を所定の値にするデ
   ューティー制御回路を付加したことを特徴とする放電灯
   点灯装置。
9. 【請求項９】 請求項７において、電源回路部を構成
   する４つのスイッチング素子のうち２つのスイッチング
   素子のオン・オフ信号の位相を調整して、放電灯負荷に
   流れる電流を所定の値にする位相制御回路を付加したこ
   とを特徴とする放電灯点灯装置。
10. 【請求項１０】 請求項８において、電源回路部を構
    成するスイッチング素子のオン・デューティーを調整し
    て、放電灯負荷に流れる電流および無負荷時の出力電圧
    を所定の値にするデューティー制御回路を付加したこと
    を特徴とする放電灯点灯装置。
11. 【請求項１１】 請求項９において、電源回路部を構
    成する４つのスイッチング素子のうち２つのスイッチン
    グ素子のオン・オフ信号の位相を調整して、放電灯負荷
    に流れる電流および無負荷時の出力電圧を所定の値にす
    る位相制御回路を付加したことを特徴とする放電灯点灯
    装置。
12. 【請求項１２】 請求項１〜１１のいずれかにおい
    て、周波数制御回路における圧電トランスの入出力電圧
    の検出手段は、圧電トランスの入力端子間の電位差を比
    較する第１のコンパレータと、圧電トランスの出力端子
    と一方の入力端子間の電位差を比較する第２のコンパレ
    ータと、両コンパレータの出力の論理積を検出電圧とし
    て出力させる手段とからなることを特徴とする放電灯点
    灯装置。