JP4743936B2

JP4743936B2 - 圧電トランス及びコンバータ

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Publication number: JP4743936B2
Application number: JP2000160756A
Authority: JP
Inventors: 弘二宮; 春美林; 修一福岡
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 1999-11-30
Filing date: 2000-05-30
Publication date: 2011-08-10
Anticipated expiration: 2020-05-30
Also published as: JP2001223408A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電トランス及びコンバータに関し、例えば、各種電子機器に用いられるＡＤコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源に好適に用いられる圧電トランス及びコンバータに関する。
【０００２】
【従来技術】
近年、各種電子機器の小型化に対応して、スイッチング電源回路の小型及び低背化が重要な課題である。特に、小型低背化を図るうえにおいては、電圧の昇圧や降圧を行うトランスの小型低背化が重要となる。
【０００３】
一般的には、回路の高周波化に伴い電磁トランスの小型化を図る方法、もしくは圧電トランスを用いることで小型化が図られている。特に低背化に際しては、電磁トランスでは小型化による損失の増大が起こるため、圧電トランスが有効な部品として使用されるようになってきている。例えば、液晶バックライトに用いられる冷陰極管の点灯用インバータの昇圧用圧電トランスとして実用化されている。
【０００４】
昇圧用圧電トランスの構造としては、従来、図９に示される長方形状圧電基板８１の長手方向の約半分を１次側として、厚み方向に電極８２、８３が形成され且つ厚み方向に分極され、さらに残りの約半分を２次側として、長手方向端面に電極８４が形成され且つ長手方向に分極された、ローゼン型圧電トランスが知られている。
【０００５】
ローゼン型圧電トランスは、昇圧比が高く、且つ出力側インピーダンスが数１００ＫΩの高インピーダンスであることから、インピーダンスの整合がとりやすいバックライト点灯用インバータに適した特性を有している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記ローゼン型圧電トランスでは、降圧特性が得られないという問題があった。特に、ＡＤアダプタやＤＣ−ＤＣコンバータ用降圧トランスとして用いる場合、負荷のインピーダンスが１ＫΩ未満程度と低インピーダンスであるため、インピーダンス整合をとることが困難であり、出力電力及び効率が低くなるといった問題があった。
【０００７】
そこで、近年では、ＰＥＳＣ’９８Ｒｅｃｏｒｄｓ，１２５５〜１２６１頁、「ＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙＩｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｏｆＰｉｅｚｏｅｌｅｃｔｒｉｃ−ＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＤＣ−ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ」及び特開平１１―９７７５６号公報に示されるように、複数の入力層および複数の出力層を絶縁物を介して接合し、長さ方向に分極して長さ方向の縦振動を用いる、長さ縦振動型圧電トランスが提案されている。
【０００８】
しかしながら、この論文や特開平１１―９７７５６号公報に開示された圧電トランスでは、効率が周波数によって大きく変動するという問題があった。即ち、一般に、アダプタやコンバータの出力電力を制御するために、スイッチング電源のスイッチング周波数を変化させる周波数制御方式が用いられるが、スイッチング周波数を変えることで、出力電力を所望の値にできる。
【０００９】
上記論文や特開平１１―９７７５６号公報に開示された圧電トランス、即ち、長さ縦振動型圧電トランスにおいても、スイッチング周波数を変えることで、出力電圧や出力電力を変化できるものの、圧電トランスの効率が周波数によって大きく変動するため、高効率を維持したままで、出力電力の制御を行うことが困難であるという問題があった。
【００１０】
本発明は、低負荷時に高出力電力、高効率が得られるとともに、周波数変動による効率変動が少ない圧電トランス及びコンバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の圧電トランスは、両主面が長さＬ、幅Ｗの長方形状である圧電基板の長さ方向に、第１電圧入力部、電圧出力部、第２電圧入力部をこの順に備え、前記第１および第２電圧入力部における前記圧電基板の両主面にそれぞれ入力側電極が設けられており、前記電圧出力部における前記圧電基板の両主面に第１の出力側電極が設けられており、同一平面上に設けられた一対の前記入力側電極の総面積Ｓ１と、前記第１の出力側電極の面積Ｓ２との比（Ｓ１／Ｓ２）が０．５〜５であり、前記圧電基板は、厚み方向に分極されているとともに、主面の長さＬと幅Ｗとの比（Ｌ／Ｗ）が２．５〜６であり、前記第１および第２電圧入力部に同位相の交流電圧が入力されることによって、前記圧電基板の主面の幅方向に縦振動して、前記電圧出力部より交流電圧が出力される。
【００１２】
このような構成を採用し、主面の幅方向に対して基本波モードで縦振動させて使用することにより、１ＫΩ未満の低負荷インピーダンスにおいて高出力電力かつ高効率特性を示すことができ、圧電基板の幅方向振動の基本波振動に対応した周波数及びその近傍の周波数においては、周波数変動による効率の変動が殆どなく、ＡＤコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータに好適に用いられる降圧用圧電トランスが得られる。
【００１４】
さらに、前記電圧出力部における前記圧電基板内部に、厚み方向に所定間隔をおいて第２の出力側電極が複数形成されており、該第２の出力側電極が交互に電気的に接続されていることが望ましい。このような構成によれば、電圧出力部における容量を増加することができる。電圧入力部においても同様に入力側電極を圧電基板内部に複数形成しても良い。
【００１７】
また、本発明のコンバータは、上記圧電トランスを具備するものである。さらに、本発明のコンバータは、前記圧電トランスの前記第１および第２電圧入力部への入力信号の周波数を、前記圧電基板の幅方向の縦振動の基本波振動に対応した周波数及びその近傍の周波数において変化させることにより、前記圧電トランスの前記電圧出力部からの出力電力を変化させることにより、前記圧電トランスの電圧出力部からの出力電力を変化させることが望ましい。圧電トランスは、上記したように周波数変動により出力電力が変動するものの、効率は周波数変動しても変動が殆どないため、入力信号の周波数を変化させることにより、所望の出力電力を得ることができる。
【００１８】
また、本発明のコンバータは、交流電圧を直流電圧に変換する１次側整流回路と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するとともに、前記圧電トランスを有し、かつ前記高周波交流電圧を降圧する発振回路と、降圧された前記高周波交流電圧を直流電圧に変換する２次側整流回路とを具備するものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の単板型の圧電トランスは、図１に示すように、厚さ方向に分極され主面が長さＬ、幅Ｗの長方形状の圧電基板１１に、その長さ方向に、第１電圧入力部Ａ₁、電圧出力部Ｂ₁、第２電圧入力部Ｃ₁が順次形成されている。
【００２０】
これらの第１電圧入力部Ａ₁、電圧出力部Ｂ₁、第２電圧入力部Ｃ₁における圧電基板１１の上側の主面には、入力側電極１２、出力側電極１４、入力側電極１３がそれぞれ形成されており、これらの電極１２、１３、１４は、圧電基板１１の長さ方向に所定間隔を置いて形成されている。
【００２１】
また、圧電基板１１の下側の主面には、入力側電極１５、出力側電極１７、入力側電極１６が、圧電基板１１の長さ方向に所定間隔を置いてそれぞれ形成されている。
【００２２】
即ち、第１電圧入力部Ａ₁における圧電基板１１の両主面には、入力側電極１２、１５が形成され、電圧出力部Ｂ₁における圧電基板１１の両主面には、出力側電極１４、１７が形成され、第２電圧入力部Ｃ₁における圧電基板１１の両主面には、入力側電極１３、１６が形成され、電極１２〜１７は、一辺が圧電基板１１の主面の幅Ｗと同一長さとされ、他辺は主面の長さ方向にそれぞれ任意の長さ、例えばＬ₁、Ｌ₂、Ｌ₃とされている。
【００２３】
また、入力側電極１２と入力側電極１５が同一寸法とされ、出力側電極１４と出力側電極１７が同一寸法とされ、入力側電極１３と入力側電極１６が同一寸法とされている。
【００２４】
そして、本発明の圧電トランスでは、主面の長さＬと幅Ｗの比（Ｌ／Ｗ）が２．５〜６とされている。このようにＬ／Ｗを設定することにより、出力電力は、駆動周波数が圧電トランスの共振において最大値となり、共振からずれると共に低下するが、効率は、共振周波数近傍から特定の周波数帯域において、ほぼ一定とすることができる。
【００２５】
一方、Ｌ／Ｗの値が２．５よりも小さい場合には、出力電力が小さくなり、逆に、６よりも大きい場合には出力電力が大きいものの、効率の周波数依存性が大きくなるからである。
【００２６】
また、圧電基板１１の上側の主面に形成され同一平面上の一対の入力側電極１２、１３の総面積Ｓ１と、出力側電極１４の面積Ｓ２との比（Ｓ１／Ｓ２）が、０．５〜５とされている。このように設定することにより、効率の周波数による変化をさらに小さくできる。
【００２７】
本発明の圧電トランスは、例えば、セラミックスからなる圧電基板１１に、電極１２〜１７を形成した後、１２０℃のシリコーンオイル中にて、圧電基板１１の上面の３個の電極１２、１３、１４と、圧電基板１１の下面の３個の電極１５、１６、１７の間に直流電圧を印加して、約３０分間分極処理することにより得られる。
【００２８】
電極１２〜１７は、例えば、Ａｇ粉末とガラスからなるペーストをスクリーン印刷した後、焼成して形成してもよい。また、蒸着、スパッタ等の手法を用いて金属電極を形成しても良い。また、Ａｇ以外の導電性材料を用いても良い。
【００２９】
本発明の圧電トランスでは、入力側電極１２、１３間と入力側電極１５、１６間に、圧電基板１１の主面の幅Ｗ方向に振動する基本波振動（図１に示す）の共振周波数及びその近傍に対応した周波数を持つ同位相の交流電圧を印加することで駆動することが最も望ましい。
【００３０】
この場合、第１電圧入力部Ａ₁と第２電圧入力部Ｃ₁は、圧電基板１１の幅Ｗ方向に振動する基本波振動の共振周波数及びその近傍の周波数で、且つ同位相の交流電圧の印加で励振することで、第１電圧入力部Ａ₁と第２電圧入力部Ｃ₁に形成された振動が電圧出力部Ｂ₁に伝搬し、電圧出力部Ｂ₁の振動により圧電効果を介して交流の出力電圧が発生する。
【００３１】
本発明の圧電トランスでは、強制振動部となる電圧入力部Ａ₁、Ｃ₁を電圧出力部Ｂ₁の両側に弾性的な連続体として形成することで、電圧出力部Ｂ₁においても強制振動部と同一方向の振動が形成しやすくなり、弾性損失の低下とともに高電力化、高効率化を図ることができる。
【００３２】
一方、最大電力および最大効率を得るための負荷抵抗、すなわちインピーダンス整合となる負荷抵抗ＲＬ’は、駆動周波数をｆｒ、出力側静電容量をＣｄ２とするとＲＬ’＝１／（２πｆｒＣｄ２）で決定される。本発明の圧電トランスでは、出力側電極の面積を広くとれるため、低インピーダンスにおいて、高出力電力および高効率となる。
【００３３】
また、本発明の圧電トランスは、分極方向が単一方向であるため、ローゼン型圧電トランスと比較して、基板の長さ方向の分極処理の必要がないため、製造工程を簡略化でき、厚さ方向に分極するため分極電圧を低くすることが可能であり、製造工程における安全性を向上できる。
【００３４】
本発明の圧電トランスは、圧電基板の主面の幅方向への振動を入力部に交流電圧として入力することから、圧電横効果の電気機械結合係数Ｋ₃₁をもって交流の入力電圧が機械的な振動に変換されることになる。さらには、出力部において再び圧電横効果の電気機械結合係数Ｋ₃₁をもって交流の出力電圧に変換されることになるため、エネルギー伝送の高電力化、高効率化を図るためには、圧電材料としては電気機械結合係数Ｋ₃₁の大きな材料とともに弾性振動の伝搬を利用する事から、低損失すなわち機械的品質係数Ｑｍが大きな材料が望ましい。特にＰＺＴ系やＮａＮｂＯ₃系などの圧電セラミック材料が望ましい。また、単結晶材料を利用することも可能である。
【００３５】
上記圧電トランスを、スイッチング電源回路用トランスとして用いると、ある一定の周波数変動幅に対して効率が低下しない回路を作製できる。また、この特性を利用し、動作周波数を変えることで、効率が低下せずに目標とする出力電力が得られる回路を作製できる。
【００３６】
図２は、本発明の積層型圧電トランスを示すもので、この積層型圧電トランスは、主面が長さＬ、幅Ｗの長方形状の圧電基板４１に、その長さ方向に、第１電圧入力部Ａ₂、電圧出力部Ｂ₂、第２電圧入力部Ｃ₂が順次形成されている。
【００３７】
これらの第１電圧入力部Ａ₂、電圧出力部Ｂ₂、第２電圧入力部Ｃ₂における圧電基板４１の上側の主面には、入力側電極４２ａ、出力側電極４４ａ、入力側電極４３ａがそれぞれ形成されており、これらの電極４２ａ、４３ａ、４４ａは、圧電基板４１の長さ方向に所定間隔を置いて形成されている。また、圧電基板４１の下側の主面には、入力側電極４２ｄ、出力側電極４４ｊ、入力側電極４３ｄが、圧電基板４１の長さ方向に所定間隔を置いてそれぞれ形成されている。
【００３８】
第１電圧入力部Ａ₂における圧電基板４１の内部には、入力側電極４２ｂ、４２ｃが形成され、電圧出力部Ｂ₂における圧電基板４１の内部には、出力側電極４４ｂ〜４４ｉが形成され、第２電圧入力部Ｃ₂における圧電基板４１の内部には、入力側電極４３ｂ、４３ｃが形成されている。
【００３９】
入力側電極４２ａ〜４２ｄは同一寸法とされ、出力側電極４４ａ〜４４ｊは同一寸法とされ、入力側電極４３ａ〜４３ｄは同一寸法とされている。入力側電極４２ａ、４３ａ、出力側電極４４ａが圧電基板４１の上側の主面において同一平面上に設けられ、入力側電極４２ｂ、４３ｂと出力側電極４４ｄ、入力側電極４２ｃ、４３ｃと出力側電極４４ｇが圧電基板４１の内部において同一平面上に設けられ、さらに、入力側電極４２ｄ、４３ｄ、出力側電極４４ｊが圧電基板４１の下側の主面において同一平面上に設けられている。尚、図２の出力側電極については一部のみ符号を付した。
【００４０】
入力側電極４２ａ〜４２ｄは、圧電基板４１の両側面に形成された一対の外部電極４５ａ₁、４５ａ₂により交互に接続され、出力側電極４４ａ〜４４ｊは一対の外部電極４５ｂ₁、４５ｂ₂により交互に接続され、入力側電極４３ａ〜４３ｄは一対の外部電極４５ｃ₁、４５ｃ₂により交互に接続されている。
【００４１】
そして、この積層型圧電トランスにおいても、上記と同様に、主面の長さＬと幅Ｗの比（Ｌ／Ｗ）が２．５〜６とされている。また、同一平面上に設けられた入力側電極４２ａ、４３ａの総面積Ｓ１と、出力側電極４４ａの面積Ｓ２との比（Ｓ１／Ｓ２）が、０．５〜５とされている。
【００４２】
次に積層型圧電トランスの製造方法について説明する。所望の組成にて混合されたＰＺＴ系等の圧電セラミックを、９００〜１１００℃で仮焼成する。この仮焼成粉を粉砕し、バインダー、可塑材等を添加し、有機溶剤中に分散させてスラリーを作成する。得られたスラリーをドクターブレード法などを用いて、所望の厚さのセラミックグリーンシートとする。
【００４３】
このセラミックグリーンシートの片面に、例えばＡｇ−Ｐｄペーストのような高耐熱性の導電ペーストをスクリーン印刷する。この場合に、図３に示すように、入力側電極となるパターン５７と出力側電極となるパターン５９が形成されたグリーンシート６１と、出力側電極となるパターン５９のみが形成されたグリーンシート６３を作製し、これらを図３に示すように積層し、これを熱間プレスにより連結し、一体化させ、４００〜５００℃で加熱により脱脂を行った後、１１００〜１３００℃で焼結する。尚、図３には、一部のグリーンシートのみ記載した。
【００４４】
次に焼結体の両側面に外部電極として導電ペーストを塗布する。入力側電極４２ａ〜４２ｄは、一対の外部電極４５ａ₁、４５ａ₂により一層毎に接続されている。出力側電極４４ａ〜４４ｊは一対の外部電極４５ｂ₁、４５ｂ₂により一層毎に接続されている。さらに、入力側電極４３ａ〜４３ｄは一対の外部電極４５ｃ₁、４５ｃ₂により交互に接続されている。即ち、入力側電極、出力側電極は、積層型コンデンサや積層型圧電アクチュエータのような構造であり、内部電極が外部電極により一層おきに電気的に接続されている。
【００４５】
さらに、積層体を１２０℃のシリコーンオイル中にて、入力側電極４２ａ〜４２ｄ、４３ａ〜４３ｄおよび出力側電極４４ａ〜４４ｊに、各々直流電圧を印加して、約３０分間分極処理することにより、積層型圧電トランスを得る。
【００４６】
この積層型圧電トランスで、長さＬと幅Ｗの比（Ｌ／Ｗ）を２．５〜６とすると、出力電力は、駆動周波数が圧電トランスの共振において最大値となり、共振からずれると共に低下する。一方、効率は、共振周波数近傍から特定の範囲内において、ほぼ一定とすることができる。
【００４７】
さらに、同一面上に入力側電極と出力側電極が存在する面において、入力側電極の総面積Ｓ１と出力側電極の面積Ｓ２の比（Ｓ１／Ｓ２）が０．５〜５の範囲内となるよう積層型圧電トランスを作成した場合、効率の変動をさらに抑えることができる。
【００４８】
また、積層型圧電トランスの上下面を、外部との絶縁を取るために、同一組成からなる圧電セラミックスで覆ってもよい。また、圧電基板４１の主面に入力側電極、出力側電極を形成せず、内部のみ形成しても良い。
【００４９】
積層型圧電トランスでは、出力側電極の面積を増加できるため、同じ長さと幅を持つ単板型圧電トランスに比べて出力電力を大きくできる。
【００５０】
さらに、積層型圧電トランスにおけるインピーダンス整合となる負荷抵抗ＲＬ’は、単板型圧電トランスと比べて、出力側静電容量Ｃｄ２を大きく取ることができるため、より低インピーダンスにおいてインピーダンス整合とすることが可能である。さらに積層圧電トランスでは、容量比を自由に変更できるため、インピーダンス整合をとったままで、所望する変圧比を得ることができる。
【００５１】
さらに、第１電圧入力部と第２電圧入力部への入力信号の周波数を、圧電基板の幅方向振動の基本波振動に対応した周波数及びその近傍の周波数において変化させることにより出力電力を変化させることが可能になることから、圧電トランスを用いた降圧回路とＡＣをＤＣに変換する出力側平滑回路と圧電トランスの周波数制御回路を組み合わせることで小型で高効率なＡＤ及びＤＤコンバータを得ることが出来る。
【００５２】
図４に、本発明のコンバータのうちＡＤコンバータを示す。このＡＤコンバータは、交流電圧を直流電圧に変換する１次側整流回路と、直流電圧を高周波交流電圧に変換するとともに、該高周波交流電圧を降圧する発振回路と、降圧された高周波交流電圧を直流電圧に変換する２次側整流回路とを具備するものである。
【００５３】
１次側整流回路は、例えば、ブリッジダイオードとコンデンサとを有し、２次側整流回路は、例えば、２個のダイオード、コンデンサを有し、発振回路は、スイッチング回路と、上記した圧電トランスを有している。
【００５４】
尚、上記圧電トランスでは、図２に示すように、第１電圧入力部Ａ₂における圧電基板４１の内部に入力側電極４２ｂ、４２ｃを形成し、第２電圧入力部Ｃ₂における圧電基板４１の内部に入力側電極４３ｂ、４３ｃを形成した例について説明したが、図５に示すように、第１電圧入力部Ａ₂、第２電圧入力部Ｃ₂における圧電基板４１の内部には、入力側電極を形成してもよい。
【００５５】
本発明の圧電トランスでは、入力側電極を積層構造とすることができ。これにより、圧電トランスの容量比（出力側静電容量／入力側静電容量）を所望の値とできる。容量比は圧電トランスの変圧比に関係しており、容量比を大きくとれば、降圧型トランス、小さくとれば昇圧型トランスとなる。出力側容量はインピーダンス整合のとれる容量とし、入力側容量を変えることにより、圧電トランスの変圧比を変えることができる。
【００５６】
【実施例】
実施例１
先ず、ＰＺＴ系材料からなる圧電基板を作製し、銀とガラスを主成分とする電極ペーストを圧電基板の両表面に塗布し、焼き付けることにより、図１に示す入力側電極および出力側電極を有する単板型圧電トランスを作製した。
【００５７】
ここで、圧電トランスのＬ／Ｗ比は、表１に示す７種類のものを作製した。入力側電極の総面積Ｓ１と出力側電極の面積Ｓ２の比（Ｓ１／Ｓ２）は２．０とし、圧電基板の厚みはすべて０．４ｍｍとした。次に、各々圧電トランスを１２０℃のシリコーンオイル中で１．６ｋＶ／ｍｍの直流電圧を印加し、３０分間分極を行い、圧電基板の厚み方向に分極した。
【００５８】
測定回路は、図６に示すように、圧電トランスの入力側電極（１次側電極）を入力とし、出力側電極（２次側電極）を出力として、この出力側電極に負荷抵抗ＲＬを接続した。ここではＲＬ＝２２０Ωとした。入力電圧として振幅２０Ｖの正弦波に２０Ｖのオフセット電圧を加えたものを入力電源５２から入力側電極に印加し、入力電流（Ａ）を測定することで入力電力を求めた。
【００５９】
一方、出力側電極からの出力電圧（Ｖ）、出力電流（Ａ）を測定することで出力電力（Ｗ）を求めた。効率（％）は出力電力および入力電力より求めた。また、周波数に対する効率変動η（ｄｒｉｆｔ）を、最大電力を示す周波数での効率η（ｆｍａｘ）に対して、−５ＫＨｚ低周波側へシフトした場合の効率η（ｆ−５ＫＨｚ）の変化を、η（ｆｍａｘ）−η（ｆ−５ＫＨｚ）＝η（ｄｒｉｆｔ）として求め、これを表１に記載した。
【００６０】
【表１】

【００６１】
この表１から、Ｌ／Ｗ比が６を越える試料Ｎｏ．１のとき、−５ＫＨｚの周波数変動に対して、効率変動は−２８．１２％であった。一方、Ｌ／Ｗ比が２．５より小さい試料Ｎｏ．７では、−５ＫＨｚ周波数変動において、効率変動は−１．５７％とほとんど変動しないものの、出力電力は１．１３４Ｗと本発明の実施例に比べて低いことが判る。
【００６２】
これに対して、Ｌ／Ｗ比が２．５〜６の範囲の本発明の試料Ｎｏ．２〜６では、−５ＫＨｚの周波数変動に対して、効率変動が−５％以内であり、２Ｗ以上の高出力電力が得られることが判る。
【００６３】
図７に従来の試料Ｎｏ．１の圧電トランス、図８に本発明の試料Ｎｏ．４の圧電トランスにおける出力電力と効率の周波数特性を示す。図７から、従来の圧電トランスでは、周波数の変化に伴い、出力電力、効率とも大きく変動するため、効率を落とさずに出力電力を制御することは難しいことが判る。一方、図８によると、出力電力の変化に対して、効率はほぼ一定であるため、周波数を変えることで、効率を落とすことなく容易に出力電圧を制御できることが判る。
実施例２
実施例１と同様の工程にて図１の単板型圧電トランスを作製した。作製したトランスの形状は、主面の長さＬをそれぞれ２８．４６、２４．０及び１８．３８ｍｍとし、幅Ｗをそれぞれ４．７４３、５．６２５、及び７．３５ｍｍとした。ここでＬ／Ｗ比は、６．０、４．２７あるいは２．５の３種類として、入力側電極の総面積Ｓ１と出力側電極の面積Ｓ２の比（Ｓ１／Ｓ２）を５種類に変更した。圧電基板の厚みは０．４ｍｍである。
【００６４】
測定回路は、上記と同様であり、入力電力、出力電力（Ｗ）を求め、効率（％）を求め、効率変動（％）を求め、表２に記載した。
【００６５】
【表２】

【００６６】
この表２において、Ｓ１／Ｓ２が０．５〜５の範囲外である試料Ｎｏ．８、１２、１３、１７、１８及び２２の場合、効率変動が−３％以上を示すか、あるいは出力電力は２Ｗ未満のいずれかとなるが、Ｓ１／Ｓ２が０．５〜５の範囲では効率変動が−３％以内であり、２Ｗ以上の高出力電力が得られることが判る。
実施例３
先に述べた積層型圧電トランスの作製工程に基づいて、図２の積層型圧電トランスを作製した。作製した積層型圧電トランスの形状は表３に示す。ここでＳ１／Ｓ２は、同一平面上に入力側電極及び出力側電極が存在する面における入力側電極の総面積Ｓ１と出力側電極の面積Ｓ２の比である。入力側を３層、出力側が９層となるように積層し、さらに積層体の上下面を同一組成の圧電セラミックスで覆った。一層あたりの圧電体の厚みは、入力側で７６２μｍ、出力側で２５４μｍであり、積層体の厚みは２．２８６ｍｍであった。
【００６７】
測定回路は実施例１、２と同じものを用い、出力側電極に負荷抵抗ＲＬ＝１０Ωを接続した。入力電圧として振幅２０Ｖの正弦波に２０Ｖのオフセット電圧を加えたものを入力側電極に印加し、入力電流（Ａ）を測定することで入力電力を求めた。
【００６８】
一方、出力側電極からの出力電圧（Ｖ）、出力電流（Ａ）を測定することで出力電力（Ｗ）を求めた。効率変動（％）は出力電力及び入力電力より求めた。
【００６９】
表３に示した形状の圧電トランスの共振周波数時の出力電力と、共振周波数から−５ＫＨｚ変動した場合の効率変動を示す。
【００７０】
【表３】

【００７１】
この表３から、本発明の積層型圧電トランスでは、出力電力が２．８Ｗ以上であり、効率変動は−５ＫＨｚの帯域において−５％以内であり、Ｓ１／Ｓ２＝０．５〜５を満足する試料では、出力電力が５Ｗ以上であり、効率変動は−５ＫＨｚの帯域において−３％以内であった。一方、本発明の範囲外の試料では出力電力が２．３Ｗ未満であるか、または効率の周波数変動が５％以上であった。
【００７２】
また、本発明の積層型圧電トランスは、負荷抵抗１０Ωにて高出力電力であり、低負荷インピーダンスにて、インピーダンス整合を容易にとれることが判る。
【００７３】
【発明の効果】
本発明の圧電トランスは、周波数変動による効率の変動が殆どなく、１ＫΩ未満の低負荷インピーダンスにおいて高出力電力かつ高効率特性を示す、ＡＤコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータに好適に用いられる降圧用圧電トランスを得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の単板型圧電トランスを示す斜視図である。
【図２】本発明の積層型圧電トランスを示す斜視図である。
【図３】図２の積層型圧電トランスの製造方法を説明するための説明図である。
【図４】本発明のＡＤコンバータを示す回路図である。
【図５】本発明の他の積層型圧電トランスを示す斜視図である。
【図６】本発明の圧電トランスの測定回路を示す斜視図である。
【図７】比較例の試料Ｎｏ．１の圧電トランスの出力電力と効率の周波数特性を示す図である。
【図８】本発明の試料Ｎｏ．４の圧電トランスの出力電力と効率の周波数特性を示す図である。
【図９】従来のローゼン型圧電トランスを示す斜視図である。
【符号の説明】
１１・・・圧電基板
１２、１３、１５、１６・・・入力側電極
１４、１７・・・出力側電極
Ｌ・・・主面の長さ
Ｗ・・・主面の幅
Ｓ１・・・入力側電極総面積
Ｓ２・・・出力側電極総面積
Ａ₁・・・第１電圧入力部
Ｂ₁・・・電圧出力部
Ｃ₁・・・第２電圧入力部

Claims

両主面が長さＬ、幅Ｗの長方形状である圧電基板の長さ方向に、第１電圧入力部、電圧出力部、第２電圧入力部をこの順に備え、前記第１および第２電圧入力部における前記圧電基板の両主面にそれぞれ入力側電極が設けられており、前記電圧出力部における前記圧電基板の両主面に第１の出力側電極が設けられており、
同一平面上に設けられた一対の前記入力側電極の総面積Ｓ１と、前記第１の出力側電極の面積Ｓ２との比（Ｓ１／Ｓ２）が０．５〜５であり、
前記圧電基板は、厚み方向に分極されているとともに、主面の長さＬと幅Ｗとの比（Ｌ／Ｗ）が２．５〜６であり、
前記第１および第２電圧入力部に同位相の交流電圧が入力されることによって、前記圧電基板の主面の幅方向に縦振動して、前記電圧出力部より交流電圧が出力されることを特徴とする圧電トランス。
前記電圧出力部における前記圧電基板内部に、厚み方向に所定間隔をおいて第２の出力側電極が複数形成されており、該第２の出力側電極が交互に電気的に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の圧電トランス。
請求項１または請求項２に記載の圧電トランスを具備することを特徴とするコンバータ。
前記圧電トランスの前記第１および第２電圧入力部への入力信号の周波数を、前記圧電基板の幅方向の縦振動の基本波振動に対応した周波数及びその近傍の周波数において変化させることにより、前記圧電トランスの前記電圧出力部からの出力電力を変化させることを特徴とする請求項３に記載のコンバータ。
交流電圧を直流電圧に変換する１次側整流回路と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するとともに、前記圧電トランスを有し、かつ前記高周波交流電圧を降圧する発振回路と、降圧された前記高周波交流電圧を直流電圧に変換する２次側整流回路とを具備することを特徴とする請求項３または請求項４に記載のコンバータ。