JPH08275553A - 圧電トランスの駆動回路 - Google Patents
圧電トランスの駆動回路Info
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- JPH08275553A JPH08275553A JP7069207A JP6920795A JPH08275553A JP H08275553 A JPH08275553 A JP H08275553A JP 7069207 A JP7069207 A JP 7069207A JP 6920795 A JP6920795 A JP 6920795A JP H08275553 A JPH08275553 A JP H08275553A
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- H10N30/80—Constructional details
- H10N30/802—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits
- H10N30/804—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits for piezoelectric transformers
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】圧電トランスの駆動回路において広い入力電圧
範囲で動作可能でしかも小型、薄型の駆動回路を実現す
る。 【構成】圧電トランス１と、その一次側電極の２個それ
ぞれにオートトランス５，６の二次側端子を接続し、オ
ートトランスの一次側電極を電源に接続し、オートトラ
ンスの中間端子を２個のスイッチングトランジスタＱ
１，Ｑ２にそれぞれ接続した昇圧回路４と、圧電トラン
ス１の出力電圧または電流を一定に制御する周波数制御
手段３から構成される。
範囲で動作可能でしかも小型、薄型の駆動回路を実現す
る。 【構成】圧電トランス１と、その一次側電極の２個それ
ぞれにオートトランス５，６の二次側端子を接続し、オ
ートトランスの一次側電極を電源に接続し、オートトラ
ンスの中間端子を２個のスイッチングトランジスタＱ
１，Ｑ２にそれぞれ接続した昇圧回路４と、圧電トラン
ス１の出力電圧または電流を一定に制御する周波数制御
手段３から構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は圧電効果を用いた圧電ト
ランスの駆動回路に関し、特に圧電トランスを用いて電
圧の変換を行う駆動回路に関する。
ランスの駆動回路に関し、特に圧電トランスを用いて電
圧の変換を行う駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に圧電トランスは、圧電素子のピエ
ゾ効果を利用して機械振動を発生させ、二次電極側に変
換された電圧を取り出す電圧変換素子で、電磁トランス
と比較して小型化や薄型化を図れる特徴があり、液晶に
よる表示装置のバックライトの電源などに注目されてい
る素子である。
ゾ効果を利用して機械振動を発生させ、二次電極側に変
換された電圧を取り出す電圧変換素子で、電磁トランス
と比較して小型化や薄型化を図れる特徴があり、液晶に
よる表示装置のバックライトの電源などに注目されてい
る素子である。
【０００３】この種の圧電素子の駆動回路としては、特
開平３−１３９１７８号公報に技術が開示されている。
これは図１１に示す様に、２位相駆動回路９から発生さ
せた位相の異なる２つのパルス信号によってスイッチン
グトランジスタＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせて、
電磁トランス５，６の一次側に電圧共振波形を発生させ
る。この電圧を昇圧してその電磁トランス５，６の二次
巻線から取り出し、圧電素子１（超音波モータ）の電極
に印加している。
開平３−１３９１７８号公報に技術が開示されている。
これは図１１に示す様に、２位相駆動回路９から発生さ
せた位相の異なる２つのパルス信号によってスイッチン
グトランジスタＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせて、
電磁トランス５，６の一次側に電圧共振波形を発生させ
る。この電圧を昇圧してその電磁トランス５，６の二次
巻線から取り出し、圧電素子１（超音波モータ）の電極
に印加している。
【０００４】この駆動回路の電圧電流波形図を図１２に
示す。図において、時刻ｔ１からｔ２までの間はスイッ
チングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジ
スタＱ２がオフになり、電磁トランス５の一次側インダ
クタンスをＬｐ１、電源電圧をＶＤＤとすると、 Ｉｄ１＝ＶＤＤ×ｔ／Ｌｐ１ で表現されるスイッチング時間ｔに比例したドレイン電
流Ｉｄ１が流れ、その出力は図１２（ｂ）に示すような
鋸波状の電流波形となる。
示す。図において、時刻ｔ１からｔ２までの間はスイッ
チングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジ
スタＱ２がオフになり、電磁トランス５の一次側インダ
クタンスをＬｐ１、電源電圧をＶＤＤとすると、 Ｉｄ１＝ＶＤＤ×ｔ／Ｌｐ１ で表現されるスイッチング時間ｔに比例したドレイン電
流Ｉｄ１が流れ、その出力は図１２（ｂ）に示すような
鋸波状の電流波形となる。
【０００５】次に時刻ｔ２でスイッチングトランジスタ
Ｑ１がオフになると、電磁トランス５に蓄えられた電流
エネルギを電圧エネルギとして放出し、巻線比で定まる
電圧に昇圧して圧電素子１の電極に印加する。このとき
圧電素子１の入力容量Ｃと、電磁トランス５の二次側イ
ンダクタンスＬｓ１によって共振した電圧共振波形が図
１２（ａ）になるように設定してあるので、以上の２つ
を電磁トランスで交互に発生させることにより、圧電素
子１側からは等価的に図１２（ｃ）の正弦波として駆動
されるので、高調波成分が少ない状態で効率良く圧電素
子１を振動させることが出来る構成になっている。
Ｑ１がオフになると、電磁トランス５に蓄えられた電流
エネルギを電圧エネルギとして放出し、巻線比で定まる
電圧に昇圧して圧電素子１の電極に印加する。このとき
圧電素子１の入力容量Ｃと、電磁トランス５の二次側イ
ンダクタンスＬｓ１によって共振した電圧共振波形が図
１２（ａ）になるように設定してあるので、以上の２つ
を電磁トランスで交互に発生させることにより、圧電素
子１側からは等価的に図１２（ｃ）の正弦波として駆動
されるので、高調波成分が少ない状態で効率良く圧電素
子１を振動させることが出来る構成になっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の回路
は、機械振動を得ることを目的としているが、圧電トラ
ンスの場合には負荷に流れる電流や負荷に印加する電圧
を得ることが目的である。従って、安定した出力電流や
出力電圧を得る必要があり、圧電トランスの物理形状に
起因した共振周波数付近で駆動し続ける制御を行うこと
や、圧電トランスと駆動回路をインバータや電源として
一体化する場合に要請される薄型化、小型化の課題と共
に、本発明による駆動回路が解決すべき課題とは元来、
相容れないものである。
は、機械振動を得ることを目的としているが、圧電トラ
ンスの場合には負荷に流れる電流や負荷に印加する電圧
を得ることが目的である。従って、安定した出力電流や
出力電圧を得る必要があり、圧電トランスの物理形状に
起因した共振周波数付近で駆動し続ける制御を行うこと
や、圧電トランスと駆動回路をインバータや電源として
一体化する場合に要請される薄型化、小型化の課題と共
に、本発明による駆動回路が解決すべき課題とは元来、
相容れないものである。
【０００７】例えば、電源電圧範囲の課題がある。従来
例の回路によって圧電素子を駆動する場合、電源電圧が
上昇した時に電磁トランスに加わる電流値は前記の式の
ように電源電圧に比例して増加する。電源電圧が上昇す
ると電磁トランスの入力電流が増加する為、電磁トラン
スが磁気飽和しないようにこの電流値の上限に計する必
要があり、電源電圧の範囲が広い場合には電磁トランス
の物理サイズが大きくなってしまう欠点があった。
例の回路によって圧電素子を駆動する場合、電源電圧が
上昇した時に電磁トランスに加わる電流値は前記の式の
ように電源電圧に比例して増加する。電源電圧が上昇す
ると電磁トランスの入力電流が増加する為、電磁トラン
スが磁気飽和しないようにこの電流値の上限に計する必
要があり、電源電圧の範囲が広い場合には電磁トランス
の物理サイズが大きくなってしまう欠点があった。
【０００８】一般に、電磁トランスは磁気飽和を起こす
とインダクタンスを失い、大電流が流れて電磁トランス
やスイッチングトランジスタを焼損する為、充分マージ
ンをとって最大電流値を設定する必要がある。そこで電
源電圧の変動幅が大きい場合、従来の電源やインバータ
では、スイッチング周波数を短くしてピーク電流を制限
出来たが、圧電素子を使用する場合にはＱが高く共振周
波数の幅が狭いために、数％程度しか駆動周波数を変え
られないので、電源電圧の変動を吸収することが困難な
問題がある。そのため圧電素子に加わる駆動電圧が電源
電圧に比例して増加し、振動速度が増加し著しい場合に
は圧電素子の破壊を招く為、電源電圧の安定化が必要で
あった。
とインダクタンスを失い、大電流が流れて電磁トランス
やスイッチングトランジスタを焼損する為、充分マージ
ンをとって最大電流値を設定する必要がある。そこで電
源電圧の変動幅が大きい場合、従来の電源やインバータ
では、スイッチング周波数を短くしてピーク電流を制限
出来たが、圧電素子を使用する場合にはＱが高く共振周
波数の幅が狭いために、数％程度しか駆動周波数を変え
られないので、電源電圧の変動を吸収することが困難な
問題がある。そのため圧電素子に加わる駆動電圧が電源
電圧に比例して増加し、振動速度が増加し著しい場合に
は圧電素子の破壊を招く為、電源電圧の安定化が必要で
あった。
【０００９】そこでＤＣ／ＤＣコンパータ等を使用して
電源電圧を安定化させると、ＤＣ／ＤＣコンバータの変
換効率が加わるので、駆動回路全体の効率が低下して圧
電素子の高効率の利点を活かせず、しかも電磁トランス
で昇圧する意義が無くなってしまい回路の簡易さを活か
せない欠点があった。
電源電圧を安定化させると、ＤＣ／ＤＣコンバータの変
換効率が加わるので、駆動回路全体の効率が低下して圧
電素子の高効率の利点を活かせず、しかも電磁トランス
で昇圧する意義が無くなってしまい回路の簡易さを活か
せない欠点があった。
【００１０】さらに従来例の回路では、電磁トランスに
流す最大のピーク電流値を流せる電流容量の大きい大型
のスイッチングトランジスタが必要で、圧電トランス等
の素子を駆動する場合にその薄型化の利点を損なうとい
う欠点があった。圧電トランスによって電源やインバー
タ回路の小型化や薄型化を生かすためには、駆動用の電
磁トランスの厚さや物理サイズが最大の障害になり、同
じ昇圧比を出す為には少しでも巻線数を低下させる必要
があった。すなわち従来技術による圧電素子の駆動回路
では、駆動周波数の制御や電源電圧範囲、さらに駆動回
路の物理形状については対処出来ない問題点があった。
流す最大のピーク電流値を流せる電流容量の大きい大型
のスイッチングトランジスタが必要で、圧電トランス等
の素子を駆動する場合にその薄型化の利点を損なうとい
う欠点があった。圧電トランスによって電源やインバー
タ回路の小型化や薄型化を生かすためには、駆動用の電
磁トランスの厚さや物理サイズが最大の障害になり、同
じ昇圧比を出す為には少しでも巻線数を低下させる必要
があった。すなわち従来技術による圧電素子の駆動回路
では、駆動周波数の制御や電源電圧範囲、さらに駆動回
路の物理形状については対処出来ない問題点があった。
【００１１】本発明の目的は、これらの問題を解決し、
広い入力電圧範囲で動作可能で、かつ小型・薄型化した
圧電トランスの駆動回路を提供することにある。
広い入力電圧範囲で動作可能で、かつ小型・薄型化した
圧電トランスの駆動回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の圧電トランスの
駆動回路の構成は、圧電効果を利用して一次側から入力
した交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、この
圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し
一次側端子を電源に接続した第一のオートトランスと、
この第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続し
た第一のスイッチングトランジスタと、前記圧電トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第二のオートトランスと、この第二の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第二の
スイッチングトランジスタと、これら第一，第二のスイ
ッチングトランジスタを交互に駆動する２位相駆動回路
とを含む昇圧手段を有することを特徴とする。
駆動回路の構成は、圧電効果を利用して一次側から入力
した交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、この
圧電トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し
一次側端子を電源に接続した第一のオートトランスと、
この第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続し
た第一のスイッチングトランジスタと、前記圧電トラン
スの他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子
を電源に接続した第二のオートトランスと、この第二の
オートトランスの中間端子が出力端に接続された第二の
スイッチングトランジスタと、これら第一，第二のスイ
ッチングトランジスタを交互に駆動する２位相駆動回路
とを含む昇圧手段を有することを特徴とする。
【００１３】本発明において、２位相駆動回路が、第一
及び第二のスイッチングトランジスタの駆動周波数を最
適な出力電流が得られるよう制御する周波数制御手段を
備えることができ、また第一のスイッチングトランジス
タと第二のスイッチングトランジスタを交互にスイッチ
ングして、オートトランスの一方の中間端子の電圧のオ
ートトランスの巻線比＋１倍を、圧電トランスの一次電
極の一方に印加して前記圧電トランスの一次電極の他方
から流出した駆動電流を、前記オートトランスの他方の
二次側端子に流して前記圧電トランスを駆動することが
できる。
及び第二のスイッチングトランジスタの駆動周波数を最
適な出力電流が得られるよう制御する周波数制御手段を
備えることができ、また第一のスイッチングトランジス
タと第二のスイッチングトランジスタを交互にスイッチ
ングして、オートトランスの一方の中間端子の電圧のオ
ートトランスの巻線比＋１倍を、圧電トランスの一次電
極の一方に印加して前記圧電トランスの一次電極の他方
から流出した駆動電流を、前記オートトランスの他方の
二次側端子に流して前記圧電トランスを駆動することが
できる。
【００１４】
【作用】本発明の構成によって、電源電圧が変動しても
負荷に一定の電圧、電流を出力出来るので、、広い電源
電圧範囲でも安定した動作が出来、また電磁トランスの
一次側電流ピークが増加せず、電磁トランスの磁気飽和
の小さいものが使用出来る。さらに電磁トランスの巻線
比が少なくても同じ昇圧が得られることから、電磁トラ
ンスの巻線数が少なくて済む。また、スイッチングトラ
ンジスタがオンの場合、オートトランスの一次側の小さ
いインダクタンスによって電源から大きい電流をチャー
ジ出来る一方で、スイッチングトランジスタがオフの場
合には、オートトランスの一次側と二次側のインダクタ
ンスの合計のインダクタンスによって、圧電トランスの
入力側から見た静電容量と共振させることが出来るの
で、一次側のインダクタンスが使用できる分だけ巻線が
少なくて済む。
負荷に一定の電圧、電流を出力出来るので、、広い電源
電圧範囲でも安定した動作が出来、また電磁トランスの
一次側電流ピークが増加せず、電磁トランスの磁気飽和
の小さいものが使用出来る。さらに電磁トランスの巻線
比が少なくても同じ昇圧が得られることから、電磁トラ
ンスの巻線数が少なくて済む。また、スイッチングトラ
ンジスタがオンの場合、オートトランスの一次側の小さ
いインダクタンスによって電源から大きい電流をチャー
ジ出来る一方で、スイッチングトランジスタがオフの場
合には、オートトランスの一次側と二次側のインダクタ
ンスの合計のインダクタンスによって、圧電トランスの
入力側から見た静電容量と共振させることが出来るの
で、一次側のインダクタンスが使用できる分だけ巻線が
少なくて済む。
【００１５】
【実施例】次に本実施例について図面を参照して説明す
る。図１は本発明による一実施例のブロック図で、図２
は図１の周波数制御回路のブロック図である。本実施例
で、は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回路、
４は昇圧回路、５，６は電磁トランス、９は２位相駆動
回路であり、Ｑ１，Ｑ２はスイッチングトランジスタで
ある。
る。図１は本発明による一実施例のブロック図で、図２
は図１の周波数制御回路のブロック図である。本実施例
で、は圧電トランス、２は負荷、３は周波数制御回路、
４は昇圧回路、５，６は電磁トランス、９は２位相駆動
回路であり、Ｑ１，Ｑ２はスイッチングトランジスタで
ある。
【００１６】また、図３は図１の昇圧部の等価回路図，
図４は図１のオートトランスの動作を説明する模式図，
図５は図１の周波数制御回路の動作を説明するグラフ、
図６は図１の電磁トランスの電圧波形図、図７は図１の
圧電トランスの電圧波形図、図８は図１の電磁トランス
の電流波形図、図９は図１の電源電圧変動時の電流波形
図、図１０は図１の電流波形を説明する模式図である。
図４は図１のオートトランスの動作を説明する模式図，
図５は図１の周波数制御回路の動作を説明するグラフ、
図６は図１の電磁トランスの電圧波形図、図７は図１の
圧電トランスの電圧波形図、図８は図１の電磁トランス
の電流波形図、図９は図１の電源電圧変動時の電流波形
図、図１０は図１の電流波形を説明する模式図である。
【００１７】本実施例は、図１１と同様に圧電トランス
１の一次電極側には電磁トランス５，６がそれぞれ接続
され、２位相駆動回路９から出力された逆相のクロック
によってスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２が交互に
オン状態になり、電磁トランス５，６の一次側に電源Ｖ
ＤＤから電流を流し電流エネルギーとしてチャージす
る。スイッチングトラジスタＱ１，Ｑ２，がオフになる
とチャージしたエネルギを放出し、電圧エネルギとして
電源電圧より高い電圧を発生する。これが図６（ａ）と
図６（ｂ）のＶｄ１とＶｄ２であり、電源電圧ＶＤＤ
［Ｖ］の約３倍のピーク電圧になる。この電圧Ｖｄ１、
Ｖｄ２は電磁トランス５，６の二次側で巻線比Ｎに比例
した電圧に交換される。
１の一次電極側には電磁トランス５，６がそれぞれ接続
され、２位相駆動回路９から出力された逆相のクロック
によってスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２が交互に
オン状態になり、電磁トランス５，６の一次側に電源Ｖ
ＤＤから電流を流し電流エネルギーとしてチャージす
る。スイッチングトラジスタＱ１，Ｑ２，がオフになる
とチャージしたエネルギを放出し、電圧エネルギとして
電源電圧より高い電圧を発生する。これが図６（ａ）と
図６（ｂ）のＶｄ１とＶｄ２であり、電源電圧ＶＤＤ
［Ｖ］の約３倍のピーク電圧になる。この電圧Ｖｄ１、
Ｖｄ２は電磁トランス５，６の二次側で巻線比Ｎに比例
した電圧に交換される。
【００１８】ここで図４に示す電磁トランス５，６とし
て使用したオートトランス（ａｕｔｏ ｔｒａｎｓｆｏ
ｒｍａｒ）の動作を説明する。図４（ａ）の一次側と二
次側の巻線が分離した、巻線比がＮの電磁トランスの一
次側に交流電圧Ｅ［Ｖｐ−ｐ］を印加すると、二次側に
は巻線比に比例した交流電圧ＮＥ［Ｖｐ−ｐ］が得られ
る。この電磁トランスの二次側巻線を一次側に接続する
と、図４（ｂ）の様に一次側の電圧Ｅ［Ｖｐ−ｐ］が加
算されるので、二次側の電圧は、（Ｎ＋１）Ｅ［Ｖｐ−
ｐ］になる。
て使用したオートトランス（ａｕｔｏ ｔｒａｎｓｆｏ
ｒｍａｒ）の動作を説明する。図４（ａ）の一次側と二
次側の巻線が分離した、巻線比がＮの電磁トランスの一
次側に交流電圧Ｅ［Ｖｐ−ｐ］を印加すると、二次側に
は巻線比に比例した交流電圧ＮＥ［Ｖｐ−ｐ］が得られ
る。この電磁トランスの二次側巻線を一次側に接続する
と、図４（ｂ）の様に一次側の電圧Ｅ［Ｖｐ−ｐ］が加
算されるので、二次側の電圧は、（Ｎ＋１）Ｅ［Ｖｐ−
ｐ］になる。
【００１９】この電磁トランス５，６の等価回路では図
１が図４（ｃ）の様に巻線比がＮのオートトランスの表
現している。一次側端子を電源に接続し、中間端子をス
イッチングトランジスタ７，８に、二次側端子を圧電ト
ランス１にそれぞれ接続している。
１が図４（ｃ）の様に巻線比がＮのオートトランスの表
現している。一次側端子を電源に接続し、中間端子をス
イッチングトランジスタ７，８に、二次側端子を圧電ト
ランス１にそれぞれ接続している。
【００２０】このオートトランスによれば、同じ巻線比
の電磁トランスであってもより高い昇圧比が得られる特
徴があり、また同じ昇圧比を得る為に少ない巻線数で済
むので電磁トランスを小型や薄型に出来る利点がある。
従って電磁トランス５，６の二次側端子には、図６
（ｃ）および図６（ｄ）の電圧波形Ｖｓ１、Ｖｓ２が得
られることになり、およそ３（Ｎ＋１）ＶＤＤ［Ｖｐ−
ｐ］の電圧ピークになる。
の電磁トランスであってもより高い昇圧比が得られる特
徴があり、また同じ昇圧比を得る為に少ない巻線数で済
むので電磁トランスを小型や薄型に出来る利点がある。
従って電磁トランス５，６の二次側端子には、図６
（ｃ）および図６（ｄ）の電圧波形Ｖｓ１、Ｖｓ２が得
られることになり、およそ３（Ｎ＋１）ＶＤＤ［Ｖｐ−
ｐ］の電圧ピークになる。
【００２１】これらの電圧波形Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｓ
１、Ｖｓ２は、図１０（ａ）による圧電トランス１と、
負荷２の等価入力容量ＣＬと電磁トランスの片側の一次
側インダクタンスＬｐと、二次側インダクタンスＬｓの
合計のインダクタンスによって電圧共振波形にして、圧
電トランス１の共振周波数の半分の時間でゼロ電圧にな
る正弦波の半波となるように設定する。なおスイッチン
グトランジスタがオンしている側の電磁トランスは、一
次側が低インピーダンスの電源とグランドに接続されて
おり、二次側からは交流的に短絡状態になるので、共振
には寄与しない。
１、Ｖｓ２は、図１０（ａ）による圧電トランス１と、
負荷２の等価入力容量ＣＬと電磁トランスの片側の一次
側インダクタンスＬｐと、二次側インダクタンスＬｓの
合計のインダクタンスによって電圧共振波形にして、圧
電トランス１の共振周波数の半分の時間でゼロ電圧にな
る正弦波の半波となるように設定する。なおスイッチン
グトランジスタがオンしている側の電磁トランスは、一
次側が低インピーダンスの電源とグランドに接続されて
おり、二次側からは交流的に短絡状態になるので、共振
には寄与しない。
【００２２】このパルスは圧電トランス１の入力電極を
交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形で６（Ｎ
＋１）ＶＤＤ［Ｖｐ−ｐ］の駆動電圧として圧電トラン
ス１を振動させ、二次側電極から圧電トランス１の形状
によって定まる昇圧比Ｍ倍の電圧Ｖｏ＝６Ｍ（Ｎ＋１）
ＶＤＤ［Ｖｐ−ｐ］に変換される。これが図７（ｃ）の
Ｖｏである。
交互に入力されるので、等価的に正弦波の波形で６（Ｎ
＋１）ＶＤＤ［Ｖｐ−ｐ］の駆動電圧として圧電トラン
ス１を振動させ、二次側電極から圧電トランス１の形状
によって定まる昇圧比Ｍ倍の電圧Ｖｏ＝６Ｍ（Ｎ＋１）
ＶＤＤ［Ｖｐ−ｐ］に変換される。これが図７（ｃ）の
Ｖｏである。
【００２３】この電圧Ｖｏは負荷２に印加されて流れる
電流Ｉｏ（または電圧Ｖｏ）が周波数制御回路３に入
る。この周波数制御回路３は、２位相駆動回路９に対し
て圧電トランス１を駆動する駆動周波数を発生し、圧電
トランス１から出力する電流Ｉｏ（または電圧Ｖｏ）が
所定の値になるまで駆動周波数を掃引を続け、所定の値
が得られた周波数で停止する。
電流Ｉｏ（または電圧Ｖｏ）が周波数制御回路３に入
る。この周波数制御回路３は、２位相駆動回路９に対し
て圧電トランス１を駆動する駆動周波数を発生し、圧電
トランス１から出力する電流Ｉｏ（または電圧Ｖｏ）が
所定の値になるまで駆動周波数を掃引を続け、所定の値
が得られた周波数で停止する。
【００２４】図２は図１の周波数制御回路３の内部ブロ
ック図である。この周波数制御回路３は、電流電圧変換
回路１０，整流回路１１，比較器１２，積分器１３，比
較器１４，ＶＣＯ１５，から構成されている。
ック図である。この周波数制御回路３は、電流電圧変換
回路１０，整流回路１１，比較器１２，積分器１３，比
較器１４，ＶＣＯ１５，から構成されている。
【００２５】まず、負荷２に流れる電流Ｉｏが抵抗など
の電流電圧変換回路１０で電圧に変換され、整流回路１
１によって直流電圧に変換され比較器１２に入力され
る。この比較器１２で基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、入
力電圧が小さい場合、積分器１３に高レベルの信号を出
力する。積分器１３は高レベルの入力電圧が入力された
期間、出力電圧が一定の割合で低下する様に構成されて
おり、この出力電圧がＶＣＯ１５に入力される。ＶＣＯ
１５は入力された電圧に比例した周波数のパルスを出力
する電圧制御発振器であり、この周波数で圧電トランス
１を駆動する。そこで上記の場合、駆動周波数は下がり
続けることになる。
の電流電圧変換回路１０で電圧に変換され、整流回路１
１によって直流電圧に変換され比較器１２に入力され
る。この比較器１２で基準電圧Ｖｒｅｆと比較され、入
力電圧が小さい場合、積分器１３に高レベルの信号を出
力する。積分器１３は高レベルの入力電圧が入力された
期間、出力電圧が一定の割合で低下する様に構成されて
おり、この出力電圧がＶＣＯ１５に入力される。ＶＣＯ
１５は入力された電圧に比例した周波数のパルスを出力
する電圧制御発振器であり、この周波数で圧電トランス
１を駆動する。そこで上記の場合、駆動周波数は下がり
続けることになる。
【００２６】これは、図５に示す様に圧電トランス１の
駆動周波数がｆ１から下がる方向に設定されているの
で、圧電トランスの共振周波数ｆｒに近付くことにな
る。従って圧電トランス１の昇圧比が増加するため、圧
電トランス１の出力電流Ｉｏ（または出力電圧Ｖｏ）が
時間的に増加することになる。そこで駆動周波数がｆに
おいて比較器１２に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ
より大きくなり、比較器１２の出力が低レベルになる。
この信号によって積分器１３の出力信号は低レベルにな
る直前の電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１５の出力周
波数が一定になって圧電トランス１が一定の周波数で駆
動される。
駆動周波数がｆ１から下がる方向に設定されているの
で、圧電トランスの共振周波数ｆｒに近付くことにな
る。従って圧電トランス１の昇圧比が増加するため、圧
電トランス１の出力電流Ｉｏ（または出力電圧Ｖｏ）が
時間的に増加することになる。そこで駆動周波数がｆに
おいて比較器１２に入力される電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ
より大きくなり、比較器１２の出力が低レベルになる。
この信号によって積分器１３の出力信号は低レベルにな
る直前の電圧を保ったままになり、ＶＣＯ１５の出力周
波数が一定になって圧電トランス１が一定の周波数で駆
動される。
【００２７】また比較器１４は図５のインバータに入力
する電源電圧が低い場合や、負荷２が冷陰極管の様にイ
ンバータの電源を投入しても、点灯まで管電流が流れな
い場合には、比較器１２の出力は高レベルのままとな
り、駆動周波数は低下し続け、周波数ｆ２になると積分
器１３の出力を入力する比較器１４において、基準電圧
Ｖｍｉｎより低くなって出力信号が高レベルを出力して
積分器１３をリセットする。このリセット信号で積分器
１３の出力は最高電圧となり、ＶＣＯはｆ１の周波数を
出力する状態となり、上記の動作を繰返すことになる。
する電源電圧が低い場合や、負荷２が冷陰極管の様にイ
ンバータの電源を投入しても、点灯まで管電流が流れな
い場合には、比較器１２の出力は高レベルのままとな
り、駆動周波数は低下し続け、周波数ｆ２になると積分
器１３の出力を入力する比較器１４において、基準電圧
Ｖｍｉｎより低くなって出力信号が高レベルを出力して
積分器１３をリセットする。このリセット信号で積分器
１３の出力は最高電圧となり、ＶＣＯはｆ１の周波数を
出力する状態となり、上記の動作を繰返すことになる。
【００２８】以上は負荷２に流れる電流Ｉｏを所定値に
制御する場合であったが、出力電圧Ｖｏを一定値に保つ
場合には整流回路１１に出力電圧Ｖｏを直接入力する様
に構成する。
制御する場合であったが、出力電圧Ｖｏを一定値に保つ
場合には整流回路１１に出力電圧Ｖｏを直接入力する様
に構成する。
【００２９】例えば、電源電圧ＶＤＤが低く規定の出力
が得られない場合は、駆動周波数を下げ続けて共振周波
数から離れたｆ２まで下がると、またｆ１に戻って掃引
を始める動作を行うが、一方電源電圧ＶＤＤが高い場合
には、よりｆ１に近い駆動周波数で動作することにな
る。以上の周波数制御によって電源電圧が充分な場合、
負荷２には常に一定の電流Ｉｏが流れるように（または
一定電圧Ｖｏを出力）することが出来る。
が得られない場合は、駆動周波数を下げ続けて共振周波
数から離れたｆ２まで下がると、またｆ１に戻って掃引
を始める動作を行うが、一方電源電圧ＶＤＤが高い場合
には、よりｆ１に近い駆動周波数で動作することにな
る。以上の周波数制御によって電源電圧が充分な場合、
負荷２には常に一定の電流Ｉｏが流れるように（または
一定電圧Ｖｏを出力）することが出来る。
【００３０】図３は図１の電磁トランス５，６と、圧電
トランス１、さらに負荷２となる冷陰極管の電気的等価
回路図で、本実施例においては電磁トランス６の二次側
巻線から出力され、圧電トランス１に入力する駆動電流
Ｉｓ２が、圧電トランス１の入力容量Ｃｄ１や、Ｌ、
Ｃ、Ｒと理想トランスの一次側を流れ、電流のチャージ
を行っている電磁トランス５の二次巻線に流れ込む点が
特徴である。
トランス１、さらに負荷２となる冷陰極管の電気的等価
回路図で、本実施例においては電磁トランス６の二次側
巻線から出力され、圧電トランス１に入力する駆動電流
Ｉｓ２が、圧電トランス１の入力容量Ｃｄ１や、Ｌ、
Ｃ、Ｒと理想トランスの一次側を流れ、電流のチャージ
を行っている電磁トランス５の二次巻線に流れ込む点が
特徴である。
【００３１】これは従来技術による図１１（ａ）の等価
回路が図１１（ｂ）で表されるが、圧電素子１の入力電
極の反対側の電極がグランドに接地されていることか
ら、二つの入力電極間の電気等価回路は分離された形に
なり、二つの電磁トランス５，６間が電気的に分離され
ることになる。以上の本発明との差は、次に説明する電
流波形の違いにも現れている。
回路が図１１（ｂ）で表されるが、圧電素子１の入力電
極の反対側の電極がグランドに接地されていることか
ら、二つの入力電極間の電気等価回路は分離された形に
なり、二つの電磁トランス５，６間が電気的に分離され
ることになる。以上の本発明との差は、次に説明する電
流波形の違いにも現れている。
【００３２】図１０で圧電トランス１と電磁トランス
５，６に流れる電流波形の説明を行う。図１０（ａ）
は、圧電トランス１の入力側から見込んだ等価回路で、
負荷２として冷陰極管の抵抗成分と容量成分を圧電トラ
ンス等価回路内の理想トランス一次側に変換して表現し
ている。
５，６に流れる電流波形の説明を行う。図１０（ａ）
は、圧電トランス１の入力側から見込んだ等価回路で、
負荷２として冷陰極管の抵抗成分と容量成分を圧電トラ
ンス等価回路内の理想トランス一次側に変換して表現し
ている。
【００３３】この図１０（ａ）ではスイッチングトラン
ジスタＱ１がオンして、Ｑ２がオフしたｔ１からｔ２の
時間の電流について説明する。まずｔ１以前にチャージ
された電流によって電磁トランス６の一次側には電圧共
振波形が発生し、これが二次側でさらに昇圧される。こ
れによって図１０（ｄ）の電流Ｉｓ２が圧電トランス１
と負荷２を流れ、電磁トランス５の二次側からスイッチ
ングトランジスタＱ１を流れる。この電流波形はｔ２で
ゼロになる様に電磁トランスと圧電トランスや負荷の静
電容量を設定する。
ジスタＱ１がオンして、Ｑ２がオフしたｔ１からｔ２の
時間の電流について説明する。まずｔ１以前にチャージ
された電流によって電磁トランス６の一次側には電圧共
振波形が発生し、これが二次側でさらに昇圧される。こ
れによって図１０（ｄ）の電流Ｉｓ２が圧電トランス１
と負荷２を流れ、電磁トランス５の二次側からスイッチ
ングトランジスタＱ１を流れる。この電流波形はｔ２で
ゼロになる様に電磁トランスと圧電トランスや負荷の静
電容量を設定する。
【００３４】また、電磁トランス５の一次側インダクタ
ンスＬｐ１によって、スイッチング時間に比例して直線
的に増加する電流Ｉｔが流れ、同時に電磁トランス５の
一次側には前に説明した電流Ｉｓ２によって巻線比Ｎ倍
になった電流Ｉｓ２′が流れることになる。従って、ス
イッチングトランジスタＱ１には、Ｉｔ Ｉｓ２ Ｉｓ
２′の合成電流が流れることになり、図１０（ｂ）の様
なグランドピアノ蓋状の電流波形Ｉｄ１となる。また電
磁トランス５の一次側には、Ｉｔ Ｉｓ２′の合成波形
になるので図１０（ｃ）の波形となる。
ンスＬｐ１によって、スイッチング時間に比例して直線
的に増加する電流Ｉｔが流れ、同時に電磁トランス５の
一次側には前に説明した電流Ｉｓ２によって巻線比Ｎ倍
になった電流Ｉｓ２′が流れることになる。従って、ス
イッチングトランジスタＱ１には、Ｉｔ Ｉｓ２ Ｉｓ
２′の合成電流が流れることになり、図１０（ｂ）の様
なグランドピアノ蓋状の電流波形Ｉｄ１となる。また電
磁トランス５の一次側には、Ｉｔ Ｉｓ２′の合成波形
になるので図１０（ｃ）の波形となる。
【００３５】次にｔ２を過ぎるとスイッチングトランジ
スタＱ１がオフになり、Ｑ２がオンするのでＩｓ２が逆
向きに流れるのでＩｓ２の電流波形では負側、Ｉｓ１の
電流波形では正側の波形となり、図８（ｄ）の波形とな
る。電磁トランス５の一次側電流Ｉｐ１はｔ２を過ぎる
とスイッチングトランジスタＱ１が電流を流さないので
Ｉｔ Ｉｐ２′がゼロになり、二次側のＩｓ１が流れる
ので図８（ｃ）の電流波形となる。
スタＱ１がオフになり、Ｑ２がオンするのでＩｓ２が逆
向きに流れるのでＩｓ２の電流波形では負側、Ｉｓ１の
電流波形では正側の波形となり、図８（ｄ）の波形とな
る。電磁トランス５の一次側電流Ｉｐ１はｔ２を過ぎる
とスイッチングトランジスタＱ１が電流を流さないので
Ｉｔ Ｉｐ２′がゼロになり、二次側のＩｓ１が流れる
ので図８（ｃ）の電流波形となる。
【００３６】以上がスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ
２の電流がグランドピアノ蓋状の波形になり、特開平３
−１３９１７８による図１２（ｂ）の鋸波状の電流波形
と異なっている理由である。すなわち、本発明による駆
動回路によれば、圧電素子１の駆動電流をグランドに流
さず、もう一方の電磁トランスの二次側に流す構成とな
っている。
２の電流がグランドピアノ蓋状の波形になり、特開平３
−１３９１７８による図１２（ｂ）の鋸波状の電流波形
と異なっている理由である。すなわち、本発明による駆
動回路によれば、圧電素子１の駆動電流をグランドに流
さず、もう一方の電磁トランスの二次側に流す構成とな
っている。
【００３７】以上、図１の圧電トランスの駆動回路は煩
雑さを避ける為に、圧電トランス１の出力電流Ｉｏを一
定に制御する様に説明したが、出力電圧Ｖｏを一定に制
御する場合には周波数制御回路３の入力を、負荷２の電
圧Ｖｏを直接入力する様に変更しても構わない。
雑さを避ける為に、圧電トランス１の出力電流Ｉｏを一
定に制御する様に説明したが、出力電圧Ｖｏを一定に制
御する場合には周波数制御回路３の入力を、負荷２の電
圧Ｖｏを直接入力する様に変更しても構わない。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように本発明の圧電トラン
スの駆動回路によれば、電源電圧ＶＤＤが増加した場
合、図９（ａ）に示す様にＶｄ１が電源電圧ＶＤＤに比
例して増加するので同時に圧電トランス１の駆動電圧Ｖ
ｓ１も比例して増加する。従って、周波数制御回路は圧
電トランス１の出力電流Ｉｏ（または出力電圧Ｖｏ）が
増加しないように駆動周波数を高域側にして、圧電トラ
ンス１の昇圧比を下げ一定の出力電力を保ち、電源電圧
の変動に対して安定した出力を得られる効果がある。こ
の周波数制御回路は電力を扱うＤＣ／ＤＣコンバータと
異なり、信号処理回路で実現できるので、ＩＣ化に適し
ており、回路の複雑化を避けながら、効率を低下させる
ＤＣ／ＤＣコンバータが不要になり、コストダウンや小
型化、効率の向上が可能になる効果がある。
スの駆動回路によれば、電源電圧ＶＤＤが増加した場
合、図９（ａ）に示す様にＶｄ１が電源電圧ＶＤＤに比
例して増加するので同時に圧電トランス１の駆動電圧Ｖ
ｓ１も比例して増加する。従って、周波数制御回路は圧
電トランス１の出力電流Ｉｏ（または出力電圧Ｖｏ）が
増加しないように駆動周波数を高域側にして、圧電トラ
ンス１の昇圧比を下げ一定の出力電力を保ち、電源電圧
の変動に対して安定した出力を得られる効果がある。こ
の周波数制御回路は電力を扱うＤＣ／ＤＣコンバータと
異なり、信号処理回路で実現できるので、ＩＣ化に適し
ており、回路の複雑化を避けながら、効率を低下させる
ＤＣ／ＤＣコンバータが不要になり、コストダウンや小
型化、効率の向上が可能になる効果がある。
【００３９】また、この周波数制御回路の働きによっ
て、電源電圧が上昇するに従い圧電トランス１の入力側
から見込んだインピーダンスが増加した様に見えるとに
なり、ダンピングが減少するので電磁トランス５，６の
二次側から出力される圧電トランス１の駆動電流Ｉｓ
１，Ｉｓ２が共振波形に近くなる。この為、図９（ｄ）
の様にＩｓ１，Ｉｓ２の電流波形がｔ１，ｔ２，ｔ３の
時点でゼロになっていたが、より早いタイミングでゼロ
の電流になって逆向きに流れる様になる。
て、電源電圧が上昇するに従い圧電トランス１の入力側
から見込んだインピーダンスが増加した様に見えるとに
なり、ダンピングが減少するので電磁トランス５，６の
二次側から出力される圧電トランス１の駆動電流Ｉｓ
１，Ｉｓ２が共振波形に近くなる。この為、図９（ｄ）
の様にＩｓ１，Ｉｓ２の電流波形がｔ１，ｔ２，ｔ３の
時点でゼロになっていたが、より早いタイミングでゼロ
の電流になって逆向きに流れる様になる。
【００４０】そこで、図９（ｃ）に示す電磁トランスの
一次側電流Ｉｐ１においてｔ１からｔ２期間にＩｔに重
畳するＩｓ２′がＩｔのピーク電流を相殺してＩｐ１の
ピーク電流を下げると同時に、次のｔ２からｔ３の期間
に流れるＩｓ１による電流値がマイナス側になるので、
ｔ３から上昇するＩｔの勾配が急になっても電磁トラン
ス一次側のピーク電流値がほとんど増加しない効果があ
る。
一次側電流Ｉｐ１においてｔ１からｔ２期間にＩｔに重
畳するＩｓ２′がＩｔのピーク電流を相殺してＩｐ１の
ピーク電流を下げると同時に、次のｔ２からｔ３の期間
に流れるＩｓ１による電流値がマイナス側になるので、
ｔ３から上昇するＩｔの勾配が急になっても電磁トラン
ス一次側のピーク電流値がほとんど増加しない効果があ
る。
【００４１】従って、本発明による圧電トランスの駆動
回路によれば、電磁トランス電源電圧が上昇してもピー
ク電流値が大きくならない為、より小さい容量の電磁ト
ランスが使用出来る効果があり、回路の小型化、薄型化
に効果がある。また同じ容量の電磁トランスを使用した
場合には電源電圧の範囲が広くなる効果がある。
回路によれば、電磁トランス電源電圧が上昇してもピー
ク電流値が大きくならない為、より小さい容量の電磁ト
ランスが使用出来る効果があり、回路の小型化、薄型化
に効果がある。また同じ容量の電磁トランスを使用した
場合には電源電圧の範囲が広くなる効果がある。
【００４２】さらに、本発明による圧電トランスの駆動
回路によれば、オートトランスによって同じ昇圧比であ
っても巻線比が小さくて済み、巻線数が減らせることか
ら圧電トランスに対応して電磁トランスの小型化、薄型
化が行える効果がある。
回路によれば、オートトランスによって同じ昇圧比であ
っても巻線比が小さくて済み、巻線数が減らせることか
ら圧電トランスに対応して電磁トランスの小型化、薄型
化が行える効果がある。
【００４３】その上、スイッチングトランジスタがオン
の場合、オートトランスの一次側の小さいインダクタン
スＬｐ１、Ｌｐ２によって電源から大きい電流をチャー
ジ出来る一方で、スイッチングトランジスタがオフの場
合には、オートトランスの一次側と二次側のイダクタン
スの合計のインダクタンスＬｐ１＋Ｌｐ１、Ｌｐ２＋Ｌ
Ｓ２によって、圧電トランスの入力側から見た静電容量
ＣＬと共振させることが出来るので、一次側のインダク
タンスが使用できる分だけ巻線が少なくて済む作用があ
り、従来例による二次側インダクタンスのみによる場合
より電磁トランスの小型化、薄型化が行える作用があ
る。
の場合、オートトランスの一次側の小さいインダクタン
スＬｐ１、Ｌｐ２によって電源から大きい電流をチャー
ジ出来る一方で、スイッチングトランジスタがオフの場
合には、オートトランスの一次側と二次側のイダクタン
スの合計のインダクタンスＬｐ１＋Ｌｐ１、Ｌｐ２＋Ｌ
Ｓ２によって、圧電トランスの入力側から見た静電容量
ＣＬと共振させることが出来るので、一次側のインダク
タンスが使用できる分だけ巻線が少なくて済む作用があ
り、従来例による二次側インダクタンスのみによる場合
より電磁トランスの小型化、薄型化が行える作用があ
る。
【００４４】さらに電磁トランスのボビンに余裕がある
場合には、より抵抗値の低い太い線材を使用できるので
銅損による低下を防ぎ効率の向上を行え、効率の高い圧
電トランスの駆動回路を実現できる効果がある。
場合には、より抵抗値の低い太い線材を使用できるので
銅損による低下を防ぎ効率の向上を行え、効率の高い圧
電トランスの駆動回路を実現できる効果がある。
【図１】本発明による一実施例のブロック図。
【図２】図１の周波数制御回路の一例のブロック図。
【図３】図１に示した実施例の昇圧部の等価回路図。
【図４】図１の実施例のオートトランスの動作を説明す
る模式図。
る模式図。
【図５】図１の実施例の周波数制御回路の動作を説明す
る特性図。
る特性図。
【図６】図１の実施例の電磁トランスの電圧波形図。
【図７】図１の実施例の圧電トランスの電圧波形図。
【図８】図１の実施例の電磁トランスの電流波形図。
【図９】図１の実施例の電源電圧変動時の電流波形図。
【図１０】図１の実施例の電流波形を説明する模式図。
【図１１】（ａ）は従来例の駆動回路のブロック図、
（ｂ）はその電気的等価回路図。
（ｂ）はその電気的等価回路図。
【図１２】従来例（図１１）の動作を説明する電圧及び
電流波形図。
電流波形図。
１ 圧電トランス ２ 負荷 ３ 周波数制御回路 ４ 昇圧回路 ５ 電磁トランス ６ 電磁トランス ９ ２位相駆動回路 Ｑ１，Ｑ２ スイッチングトランジスタ
Claims (4)
- 【請求項１】 圧電効果を利用して一次側から入力した
交流電圧を二次側に出力する圧電トランスと、この圧電
トランスの一次側電極の一方に二次側端子を接続し一次
側端子を電源に接続した第一のオートトランスと、この
第一のオートトランスの中間端子を出力端に接続した第
一のスイッチングトランジスタと、前記圧電トランスの
他方の一次側電極に二次側端子を接続し一次側端子を電
源に接続した第二のオートトランスと、この第二のオー
トトランスの中間端子が出力端に接続された第二のスイ
ッチングトランジスタと、これら第一，第二のスイッチ
ングトランジスタを交互に駆動する２位相駆動回路とを
含む昇圧手段を有することを特徴とする圧電トランスの
駆動回路。 - 【請求項２】 第一及び第二のスイッチグトランジスタ
の駆動周波数を最適の出力電流が得られるよう制御する
周波数制御手段を備えた請求項１記載の圧電トランスの
駆動回路。 - 【請求項３】 ２位相駆動回路が、第一のスイッチング
トランジスタと第二のスイッチングトランジスタを交互
にスイッチングして、オートトランスの一方の中間端子
の電圧のオートトランスの巻線比＋１倍を、圧電トラン
スの一次電極の一方に印加し、この圧電トランスの一次
電極の他方から出力した駆動電流を、前記オートトラン
スの他方の二次側端子に流すことにより前記圧電トラン
スを駆動するようにした請求項１または２記載の圧電ト
ランス駆動回路。 - 【請求項４】 周波数制御手段が、圧電トランスの負荷
電流を検出し、これを直流電圧に変換し、この直流電圧
が所定値以下の時、所定割合で低くなるような周波数の
出力パルスを出力し、また前記直流電圧が前記所定値よ
り大きくなった時、その周波数の出力パルスを保持して
出力し、この出力パルスにより前記圧電トランスを駆動
する回路である請求項２記載の圧電トランスの駆動回
路。
Priority Applications (4)
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