JP2775254B2 - 非線形容量性負荷駆動用▲高▼周波▲高▼圧電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、沿面放電型オゾナイザー等の如く静電容量
が電圧により大きく変化する非線形の容量性負荷に「電
流跳躍現象」を避けつつ効率よく安定に高周波高電圧を
印加するための電源に関するものである。 従来技術 従来この種の電源としては連続した交流電圧を発生す
る高周波発信器（高周波インバーターを含む）と高周波
用昇圧変圧器の組み合わせが用いられて来た。この際、
負荷が例えば本発明者が別発明特許第1829950号および
実用新案登録第1968115号で提案した沿面放電型オゾナ
イザーのような沿面放電負荷の場合には、ある電圧で沿
面放電が起こってその沿面放電域が電極の役目を果た
し、電極面積が突然増加したことになって、その静電容
量が交流電圧の一周期内で突然増加する。そのため負荷
の性能、例えば沿面放電型オゾナイザーのオゾン発生量
を上げようとして、印加電圧を上げて行く場合、電圧が
ある域値をこえると上記容量性負荷の静電容量の非線形
性が変圧器鉄心のリーケジ・インダクタンスの非線形性
と相互作用し、突然電流が過大な値に跳躍するという非
線形回路特有の不安定現象（以下「電流跳躍現象」と呼
ぶ）が出現し安定な駆動が困難となるばかりでなく上記
変圧器の巻線、該外部制御型スイッチ素子、該ダイオー
ド素子等が渦電流のため焼損し、このため負荷に十分な
性能を発揮させることが不可能であった。 本発明が解決しようとする問題点 本発明が解決しようとする問題点は、非線形容量性負
荷で必然的発生する上記「電流跳躍現象」を完全に防止
することである。これによって該負荷に常に安定に高い
高周波高電圧を印加し、最高の性能を発揮させ得る非線
形容量性負荷駆動用高周波高圧電源を提供する事を目的
とする。 問題を解決するための手段 本発明は上記の問題を、電源と該非線形容量性負荷と
の間に正負交互の方向にそれぞれ１周期ずつ過渡自由振
動を発生さ、これを正負の半サイクルとして非線形容量
性負荷に加えるべき交流高電圧を形成すること及びその
それぞれの正負過渡自由振動を始発させるトリガー用制
御信号の相隣る相互の時間間隔を上記過渡自由振動の１
周期より大きくして、相隣る正負の過渡自由振動の間に
「休止期間」をおき、その相互干渉を断ち切ることによ
って解決する。 その理由は、上記非線形回路で「電流跳躍現象」が発
生するのは、印加交流電圧を通常のインバーター等で発
生する「連続した交流電圧」として、これで強制励振し
た場合だからである。この場合には前の半波の残留エネ
ルギーが後の半波での励振時に加算されて振動系の非線
形エネルギー蓄積要素（変圧器の非線形リーケージ・イ
ンダクタンスや非線形容量負荷）に蓄積増大し、遂にあ
る電圧閾値で突然これらのインダクタンス値ないし容量
値を大きな非線形領域に突入せしめて上記の「電流跳躍
現象」が発生する。 本発明による非線形容量性負荷駆動用高周波高圧電源
は、中点付き低圧側一次巻線と両端を出力端子とする高
圧側二次巻線を有する高周波昇圧変圧器の該出力端子に
非線形容量性負荷を接続し、該中点に充電用直流電源を
具備せる電源コンデンサーの一端を接続、その他端をそ
れぞれ該コンデンサー充電電圧の放電方向を導通方向と
せるシリコン制御整流素子（サイリスター）、FET型ト
ランジスターなど、外部から制御御信号を与えることに
よって導通状態となる、適当なる外部制御型スイッチ素
子と振動用インダクタンスとの直列接続体を介して該一
次巻線の両端に接続し、かつ該外部制御型スイッチ素子
のそれぞれに逆並列にダイオード素子を接続し、該外部
制御型スイッチ素子の各制御端子に導通用トリガー制御
信号を供給してこれを導通させるための一対の制御信号
出力端子を備えた制御電源を設け、該電源コンデンサー
の静電容量C₀を、二次捲線対中点から両端までの一次捲
線の巻線比ａと容量性負荷の静電容量C_kに対して、C₀≫
a²C_kとし、また該制御信号出力端子からそれぞれの当該
外部制御型スイッチ素子の制御端子に交互に制御信号を
供給して、該外部制御型スイッチ素子を交互にオン・オ
フせしめ、上記オン・オフの度に生ずる振動で該出力端
子に交互の極性で生ずる高電圧を該負荷に印加する高周
波高圧電源において、該制御電源の一対の出力端子から
供給する相隣る制御信号相互の時間間隔θを、該コンデ
ンサー・該昇圧変圧器一次巻線片側部・該昇圧変圧器の
二次巻線・該非線形容量性負荷・当該振動用インダクタ
ンス・これに接続された当該外部制御型スイッチ素子・
それに逆並列接続された当該ダイオード素子で構成され
た、それぞれの片側回路連成振動系の過渡自由振動周期
Ｔよりも大きくする様に設定し、これによって該出力交
流電圧の正負半波の電圧が相互に休止期間をもって独立
に発生し、連続した交流電圧とならない様にしたもので
ある。 但し、ここに外部制御型スイッチ素子とはその制御端
子に制御信号を供給しないときはオフ状態を保ち、供給
したときはにアノード端子からカソード端子に向かって
電流を導通せしめる作用を有する素子を総称する。 作用 第２図を参照して、制御信号をその制御端子に供給さ
れた方の外部制御型スイッチ素子S₁は直ちに導通状態と
なるので、電源コンデンサー６の充電電圧V₀の一部は
「該コンデンサーの一端Ｍ→昇圧変圧器一次巻線の中点
Ｏ→当該一次巻線端子Ａ→当該振動用インダクタンスL1
→導通状態にある当該スイッチ素子S₁→該コンデンサー
の他端Ｎ」の回路を通じて放電する。 この時、昇圧変圧器の二次巻線には起電力が誘起され
て、これに接続された前記の非線形容量性負荷Rk−Ckの
両端にこの起電力が加わる。この場合の一次側および二
次側の電圧と電流は、「該電源コンデンサーの静電容量
C₀、該振動用インダクタンスL₁のインダクタンスl₀、昇
圧変圧器の一次側および二次側のリーケージ・インピー
ダンスZ₁、Z₂、容量性負荷の静電容量C_kおよびその抵抗
分R_k」の昇圧変圧器を介しての直列連成振動回路におけ
る過渡自由振動となり、C₀≫a²C_kの場合C_kはこれによっ
て一旦2aV₀の近くまで過渡的に充電される（但し、ａ＝
二次巻線対一次巻線Ｏ−Ａの巻数比）。 ついでC_kは二次巻線を通じて放電し、これに伴って一
次巻線の中点Ｏと当該端子Ａ間にはV₀よりも大きな逆方
向（電源コンデンサーを充電する向き）の起電力を生
じ、これに伴って当該外部制御型スイッチ素子S₁には逆
方向電圧が加わり、非導通状態を回復する。しかし、こ
れと逆並列に接続されたダイオード素子D₁が導通状態と
なるので、過渡振動は続行して「該電源コンデンサーの
他端Ｎ→当該ダイオード素子D₁→当該振動用インダクタ
ンスL₁→昇圧変圧器の当該一次巻線端子Ａ→一次巻線の
中点Ｏ→該電源コンデンサーの一端Ｍ」の方向の逆電流
が流れ、当該電源コンデンサー６を充電して負荷のCkに
供給された無効電力を電源コンデンサ６に回収する。こ
の過程における上記容量性負荷の両端電圧v₂および電流
i₂の時間的変化を、第１図の時間t₁→t₃の間の実線およ
び点線で示す。但し、t₁、t₂は当該外部制御型スイッチ
素子がオンおよびオフとなった時点、t₃はC_kの過渡自由
振動による放電終了時点であり、t₃の後はC_kはもれ抵抗
による緩慢な放電に転ずる。この間における一次電流i
_1Aの変化は細い実線に示す通りで、t₁→t₂の期間は「Ｍ
→Ｏ→Ａ→L₁→S₁→Ｎ」の回路、t₂→t₃の期間は「Ｎ→
D₁→L₁→Ａ→Ｏ→Ｍ」の回路を矢印の方向に流れる。す
なわちコンデンサー６の一端Ｍ・昇圧変圧器一次側巻線
片側Ｏ−Ａ・振動用インダクタンスL₁・外部制御型スイ
ッチ素子S₁・ダイオード素子D₁を含む第一の片側回路の
過渡自由振動は時点t₃において完了する。 次にこの第一の片側回路過渡自由振動終了時点t₃より
所定の時間だけ遅れた時点t₄において、コンデンサー６
の一端Ｍ・昇圧変圧器一次側巻線の別の片側部Ｏ−Ｂ・
振動用インダクタンスL₂・外部制御型スイッチ素子S₂・
ダイオード素子D₂を含む第二の片側回路の外部制御型ス
イッチ素子S₂に制御信号が供給され、これが導通状態と
なって前記とまったく同様の過渡自由振動がS₂を含む側
の回路、すなわち「Ｍ→Ｏ→一次巻線のS₂側の端子Ｂ→
S₂側の振動用インダクタンスL₂→S₂→Ｎ」および「Ｎ→
S₂に逆並列に接続されたダイオード素子D₂→L₂→Ｂ→Ｏ
→Ｍ」の回路を通じて発生し、これに伴って昇圧変圧器
の二次巻線およびせれに接続された該容量性負荷の電圧
v₂、電流i₂はいままでと逆向きとなり、第１図における
期間t₄→t₆に実線および点線で示す様な経過をたどる。
この間における一次電流i_1Bの変化は細い実線に示す通
りである。 ついで上記第二の片側回路の過渡自由振動終了時点t₆
から再び上記所定時間だけ遅れた時点t₇において、再び
第一の片側回路の外部制御型スイッチ素子S₁がトリガー
されて導通状態となり、以下この過程をくり返すことに
よってt₁→t₇の期間T₀を見かけ上の１周期とする高周波
高電圧が該容量性負荷に印加されるのである。 但し本発明の高周波高電圧は連続した交流電圧ではな
く、互いに休止時間をもって全く独立に離隔して発生す
る半波電圧からなるものであることが本発明の核心をな
すものである。 すなわち本発明の発明者は、上記した非線形回路独特
の「電流跳躍現象」が従来公知のインバーター回路等に
よる通常の連続した交流電圧を非線形容量性負荷に印加
してこれを強制励振した時にのみ発生するものであり、
上述の様に交流電圧を半波毎に休止時間をもって離隔し
て発生させた正方向と負方向交互の過渡自由振動で構成
すればかかる「電流跳躍現象」の発生を完全に阻止でき
ることを発見し、本発明を実現したのである。 この場合、一般にC₀≫a²C_kに選ぶとv₂をもっとも大き
く出来て好適である。一次および二次巻線の抵抗および
負荷抵抗分R_kが無視できるほど小さい場合には、t₁→t₃
の期間の過渡自由振動の一周期は近似的に次式で与えら
れる。 Ｌ＝l₀＋l₁＋l₂′ （２） 但し l₀＝振動用インダクタンスL₁ないしL₂のインダクタン
ス， l₁＝一次巻線OAないしOBのもれインダクタンス， l₂′＝二次巻線のもれインダクタンスl₂の一次側換算
値 ＝l₂/a², C_k′＝C_kの一次側換算値＝a²C_kである。 したがって、本発明の電源にあってはS₁,S₂に供給す
る制御信号の時間間隔θ＝t₄−t₁は式（１）で与え過渡
自由振動周期Ｔに対して、θ＞Ｔにとる必要があり、本
発明では該制御電源として、特にその２個の出力信号端
子からの制御信号相互の間に上述の様に時間間隔を与
え、θ≧Ｔとした制御電源を用いることによって、実用
運転で生ずる各種の変動に対しても余裕をもって「電流
跳躍現象防止」の用件を達成する。したがって正・負の
各半波よりなる本発明の電源の交流出力高電圧の実効周
期T₀＝t₇−t₁はT₀＝２θ＞2Tとなり、通常のインバータ
ーの場合と全く異なる。 実施例 この発明の実施例を第２図に基いて説明すると、高周
波昇圧変圧器１の二次巻線２の出力端子３、４に、小さ
な抵抗分R_kと比較的大きな非線形性容量分C_kよりなる例
えば沿面放電型オゾナイザー等の容量性負荷５が接続さ
れる。その一次側換算容量a²C_k対して、これより十分に
大きい静電容量C₀を有する電源コンデンサー６の両端子
ＭおよびＮを、低周波交流電源７および両波流器８より
なる充電用直流電源９に接続する。該コンデンサー６は
Ｍ側が正、Ｎ側（Ｎは接地されている）が負の極性に電
圧V₀に充電される。端子Ｍは昇圧変圧器１の一次巻線10
の中点Ｏに接続され、10の両端Ａ、Ｂはそれぞれ振動用
インダクタンスL₁、L₂、これに直列に順方向に（コンデ
ンサー６の放電方向に接続されたシリコン制御整流素子
よりなる外部制御型スイッチ素子S₁、S₂を介して端子Ｎ
に接続され、接地される。S₁、S₂にはそれぞれ逆並列に
ダイオード素子D₁、D₂が接続されている。11、12はD₁お
よびD₂にそれぞれ直列接続された小さなインダクタンス
で、D₁、D₂を通っての電流の逆転に際して逆方向の小さ
な電圧降下をS₁、S₂の両端に与えて、そのオフ状態の回
復を確実ならしめる。13は本発明の核心をなす制御電源
で、導線14、15を介してS₁、S₂の制御端子16、17に交互
に、上記片側回路の過渡自由振動の周期Ｔよりも、長い
時間間隔θをもって制御電流を供給し、S₁、S₂を交互に
導通せしめる。 その結果、S₁、S₂を含む二つの回路枝「Ｍ−Ｏ−Ａ−
Ｎ」と「Ｍ−Ｏ−Ｂ−Ｎ」にはそれぞれ交互に第１図の
i_1A、i_1Bで示す電流が流れ、該容量性負荷５の両端３−
４には同図のv₂で与えられる高周波高電圧が印加され
る。 本発明の電源では、外部制御型スイッチ素子S₁、S₂と
してシリコン制御整流素子の代わりに電力用トランジス
ター、FETトランジスター、トライアック、GTO等を用い
ることも出来る。また、充電用直流電源９として三相な
いし多相の低圧交流電源に三相ないし多相のダイオード
・ブリッジを組み合わせたものを用いることも出来る。 効果 本発明の非線形容量性負荷駆動用高周波高圧電源で
は、出力交流高電圧はそれぞれが一種の自由振動である
Ｌ−Ｃ過渡振動から成る正・負の半波から構成されてい
ると共に、上述の様に制御電源から第一および第二の片
側回路の外部制御型スイッチ素子S₁、S₂に、各片側回路
の過渡振動の周期Ｔに対してθ≧Ｔである様な時間間隔
θをもって制御信号を供給するので、一方の半波が完全
に停止した後休止期間をおいて余裕をもって他方の半波
が始動され、両半波は完全に切り離されて独立なものと
なり、その間に相互干渉がなくなる。 その結果、昇圧変圧器の出力端子に負荷として例えば
沿面放電型オゾナイザーの様な非線形容量性負荷を接続
して上記の非線形回路とした時も、これを通常のインバ
ーター等の連続した交流高電圧で強制励振した時と異な
り、いかに電圧値を上げても前記「電流跳躍現象」の発
生を完全に防止することが出来、上記沿面放電型オゾナ
イザー等の非線形容量性負荷に最大限度の電圧を印加し
て、その性能を最高度に発揮させることが出来る。 また、各過渡振動の前記（t₁→t₂ないしt₄→t₅）に容
量性負荷のC_kに供給された無効電力はその後期（t₂→t₃
ないしt₅→t₆）に逆振動によってもっとも効率よく電源
コンデンサーのC₀に回収されるので、著しく電力効率が
高い。 また、Ｌ−Ｃ振動にる共振充電によって負荷電圧v₂は
単にaV₀ではなく2aV₀付近まで上昇するので自然的に電
圧倍加の効果があらわれ、得られる電圧に比べて要する
各素子・部品は小型となり経済的である。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の電源の出力電圧、出力電流および昇圧
変圧器一次電流の波形を示し第２図は本発明の実施例を
示す回路図である。 v₂……二次電圧 i₂……二次電流 i_1A、i_1B……昇圧変圧器一次電流 １……高周波用昇圧変圧器 ２……二次巻線 ５……容量性負荷 ６……電源コンデンサー ９……充電用直流電源 10……一次巻線 S₁、S₂……シリコン制御整流素子 D1、D2……ダイオード素子 L1、L2……振動用インダクタンス 13……制御電源

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．中点付き低圧側一次巻線と両端を出力端子とする高
   圧側二次巻線を有する高周波昇圧変圧器を有し、充電用
   直流電源を具備せる電源コンデンサーを有し、該コンデ
   ンサーの一端を該一次巻線中点に接続し、その他端をそ
   れぞれ該コンデンサー充電電圧の放電方向を導通方向と
   せる外部制御型スイッチ素子と振動用インダクタンスと
   の直列接続体を介して該一次巻線の両端に接続し、かつ
   該外部制御型スイッチ素子のそれぞれに逆並列にダイオ
   ード素子を接続し、該外部制御型スイッチ素子の各制御
   端子に導通用トリガー制御信号を供給してこれを導通さ
   せるための一対の制御信号出力端子を備えた制御電源を
   有し、該制御信号出力端子からそれぞれの当該外部制御
   型スイッチ素子の制御端子に交互に制御信号を供給して
   該外部制御型スイッチ素子を交互にオン・オフせしめ該
   高周波変圧器の出力端子に非線形容量性負荷を接続し、
   該電源コンデンサーの静電容量C₀を二次捲線対該中点か
   ら両端までの一時捲線の捲線比ａと、非線形容量性負荷
   の静電容量C_kに対して、C₀≫a²C_kとし、また上記オン・
   オフの度に生ずる過度自由振動で該出力端子に正負交互
   の極性で生ずる高電圧を該負荷に印加する高周波高圧電
   源において、該制御電源をその一対の出力端子から供給
   する制御信号の相隣る相互の時間間隔θが該過渡自由振
   動の周期Ｔより大きくなる様にした制御電源とし、これ
   によって該正負極性の出力高電圧が相互に休止期間をも
   って離間して発生し、連続した交流電圧とならない様に
   したことを特徴とする非線形容量性負荷駆動用高周波高
   圧電源。 ２．外部制御型スイッチ素子がシリコン制御整流素子
   （サイリスター）であることを特徴とする特許請求の範
   囲１に記載の非線形容量性負荷駆動用高周波高圧電源。 ３．外部制御型スイッチ素子がFET型トランジスターで
   あることを特徴とする特許請求の範囲１に記載の非線形
   容量性負荷駆動用高周波高圧電源。 ４．ダイオード素子に小インダクタンスを直列に接続の
   上、この直列接続体を該外部制御型スイッチ素子に並列
   に、その導通方向と該ダイオード素子の導通方向が逆に
   なるように逆並列接続したことを特徴とする特許請求の
   範囲１、２、もしくは３のいずれか１項に記載の非線形
   容量性負荷駆動用高周波高圧電源。