JPS5840916B2 - 自然転流形ｄｃ↓−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電圧制御機能をもった直流電圧を他の直流電
圧に変換する自然転流形ＤＣ−ＤＣコンバータに関する
ものである。

自然転流形ＤＣ−ＤＣコンバータはサイリスクなどのス
イッチング素子を自然転流させて動作させるもので、例
えば第１図の構成がとられていた。

第１図において サイリスタＳ１を点弧すると、直流電
源１１よりサイリスタＳ１−トランス１２の一次側−コ
ンデンサ１３−リアクタ、１４を通って電源１２に戻る
直列共振電流ｉ１が第２図Ａに示すように流れる。

これに伴ってトランス１２の２次側にも全波整流回路１
５を通じてフィルタ用コンデンサ１６に電流ｉ３が第２
図Ｂに示すように流れる。

またサイリスタＳ２を点弧すると、第２図Ａに示すよう
に電流ｉ１とは逆極性の電流１２が、直流電源１７よリ
ーリアクタ１４−コンデンサ１３−トランス１２の一次
側−サイリスタＳ２を通して電源１７に戻るように流れ
る。

この電流ｉ２にもとすきトランス１２の２次側に電流ｉ
３が整流回路１５、コンデンサ１６を通じて流れる。

この電流ｉ３によりフィルタ用コンデンサ１６が充電さ
れ、負荷１８に直流電圧を供給する。

これ等電流１１＋１２はコンデンサ１３．１６、リアク
タ１４の直列共振電流になるが、一般にフィルタ用コン
デンサ１６は共振用コンデンサ１３より十分に大きな容
量値に設計される。

従ってコンデンサ１３の容量をＣ８、リアクタ１４のイ
ンダクタンスをり。

とすると、共振電流１１．１２の周期は２πＪ「□九と
なる。

共振用コンデンサ１３の電圧ｖ３は第２図Ｃのようにな
る。

サイリスタＳ１．Ｓ２に流れる電流は直列共振電流であ
るため、これ等サイリスクは点弧されてから時間πＪＬ
３凡の後には電流が零になるため自然消弧する。

従って１．この従来のＤＣ−ＤＣコンバータはサイリス
クの転流回路が不要であるため転流損がなく高周波の動
作が可能となる。

ところで、この従来のコンバータにおいてトランス１２
を通して２次側へ変換される電荷量は半サイクル当り Ｑｏ−Ｃｏ２■３ （１）で
ある。

こへで■３は共振用コンデンサ１３の電圧のピーク値で
ある。

動作周波数、即ちサイリスタＳ１．Ｓ２を交互に点弧す
る周波数をｆとするとトランス２次側の平均電流■３は Ｏ Ｉ −−＝ ４ ＣｏＶ３ｆ ３１ （２）ｆ となる。

定常状態ではフィルタ用コンデンサ１６の電圧が変化し
ないから、平均電流■３はすべて負荷１８へ供給される
ことになる。

従って負荷１８の抵抗値をＲとすれば、出力電圧■。

はＶ −ＲＩ−４ＲＣｏＶ３ｆ （３）
０ ３− となる。

この直流出力電圧■。の制御は（３）式から理解される
ようにＣ６，■３またはｆのいずれかを制御することに
より可能である。

コンデンサ１３の容量Ｃ８を連続的に制御することは現
在のところ実用的でないので、これは一般には用いられ
ない。

またピーク電圧■３を制御することは電源１１゜１７の
電圧を変えねばならないので可変直流電源が必要となり
、あまり用いられない。

従って一般に電圧制御は動作周波数ｆを変化させて行っ
ていた。

この動作周波数は制御回路により容易に連続的に変化で
きる。

しかし、抵抗■。

は周波数ｆに比例するので負荷抵抗Ｒが大きく変化する
場合には、周波数ｆの変化範囲もそれに従って大きくな
る。

％にサイリスクをスイッチ素子とすると、サイリスタの
ターンオフ時間から最高動作周波数は約２０ＫＨ２程度
になり、通常使用するにはそれ以下の周波数となる。

そのためコンバータから騒音が発生し、その周波数が負
荷変化とともに変化することとな忙騒音対策が困難にな
る。

またサイリスタＳ、及びＳ２は直列共振電流が零になっ
たあとに自然消弧するが、サイリスタのアノード及びカ
ソード間には逆電圧が印加されないため、順方向阻毫能
力を回復するまでの時間が長くなり、動作周波数を高め
ることができなかった。

特にトランス１２の励磁電流が大きい場合にはサイリス
クが消弧できないこともあった。

この発明の目的は負荷が大幅に変動しても騒音対策が容
易でかつスイッチング素子をその最高動作周波数で制御
することができる自然転流形ＤＣ−ＤＣコンバータを提
供することにある。

この発明によれば従来の自然転流形ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいてその各スイッチ素子にダイオードを逆並列接
続し、直流共振電流を整流する整流回路の入力側に並列
に直流共振電流の分流用スイッチを接続し、この分流田
スイッチを、各スイッチ素子を導通とした後に、導通状
態に制御するようにされる。

第３図はこの発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの実施例
であって、第１図と対応する部分には同一符号を付けで
ある。

この実施例においてはトランス１２の一次側の両端に、
サイリスタＳ３及びＳ４を逆並列接続した分流スイッチ
回路１９が接続される。

またサイリスタＳ１及びＳ２にそれぞれ逆並列にダイオ
ード２１及び２２が接続される。

サイリスタＳ１が点弧される前は、コンデンサ１３には
図示のようにリアクタ１４側が正となる極性で電荷が蓄
えられているとする。

この状態でサイリスタＳ１を点弧すると、直流電源１１
−サイリスタＳ１−トランス１２−コンデンサ１３−リ
アクタ１４−電源１１の経路に直列共振電流ｉ４が流れ
る。

この電流１４はトランス１２により２次側へ変換されて
、更に整流回路１５で整流され、第４図りに示すように
電流１７となり、コンデンサ１６に充電される。

第４図Ａに示すようにサイリスタＳ１を点弧してから時
間τを経過した後に分流スイッチ回路１９のサイリスタ
Ｓ３及びＳ４を点弧する。

サイリスタＳ３及びＳ４に第４図Ｂに示すような電流ｉ
５が流れ、トランス１２の一次側は短絡状態になる。

従って直列共振電流ｉ４はサイリスタＳ４を通って流れ
るようになり、第４図Ｃに示すようにトランス１２の電
流ｉ６は零になる。

従ってトランス１２の二次電流１７も零になる。

分流スイッチ回路１９が導通する前はトランス１２の二
次側のフィルタ用コンデンサ１６の電圧■ｏがトランス
１２の一次側に印加されているのでコンデンサ１３、リ
アクタ１４の共振回路２３には直流電源１１の電圧から
、■ｏｘ！！−Ｌを差引いた電２ 圧が印加されている。

こ＼でｎ、及びｎ２はそれぞれトランス１２の一次側及
び二次側のコイル各巻数である。

直列共振電流ｉ４が分流スイッチ回路１９を通って流れ
るようになると、共振回路２３には直流電源１１の電圧
が印加される。

従って共振電流は分流スイッチ回路１９を導通させるこ
とにより、これを導通させない場合より増加し、電流ｉ
４は第４図Ａに示すようになる。

この増加する量は分流スイッチ回路１９を導通させる時
の位相によって異なり、τ−〇にしたときが最大となる
。

スイッチ回路１９を導通させた後に、直流共振電流ｉ４
が零になり、さらにダイオード２１をとおって逆極性に
電流ｉ４′が流れる。

コンデンサ１３の電圧ｖ３は第４図Ｅに示すように分流
スイッチ回路１９を導通させることにより、共振電流が
流れる前の電圧より上昇するが、逆極性電流ｉ４′が流
れる時に放電する。

共振電流がダイオード２１を通って流れている間はサイ
リスタＳ１はダイオード２１の順方向電圧降下により逆
バイアスされ、確実にターンオフする。

次にサイリスタＳ２を点弧すると前とは逆の方向に直列
共振電流１８が第４図Ａに示すように流れる。

この時もトランス１２により電流１８は２次側に変換さ
れて整流され、電流１７となる。

サイリスタＳ２を点弧してから時間τが経過したあと、
再びサイリスタＳ３及びＳ４が点弧される。

従って直列共振電流１８は前の半サイクルと同様に分流
スイッチ回路１９を通して流れ、トランス１２の一次側
及び二次側の電流は第４図Ｃ及びＤに示すように零にな
る。

直列共振電流１８はその後次第に減少して零になり、つ
いにはダイオード２２を通して逆極性に電流１８′とし
て流れるようになる。

ダイオード２２が導通している間はサイリスタＳ２は逆
バイアスされ消弧する。

共振用コンデンサ１３の電圧■３は反転して最初の状態
に戻る。

これまでの説明で明らかなように、直列共振電流１４＋
１３のうち、トランス１２の二次側に変換されて整流さ
れ、負荷１８に供給される分は分流スイッチ回路１９を
導通状態にするまでの部分である。

サイリスタＳ１またはＳ２を導通させて直列共振電流ｉ
４又はｉ８を流しはじめてから分流スイッチ回路１９を
導通させるまでの時間τの間に、トランス１２を通して
フィルタ用コンテ゛ンサ１６に流れる電荷量Ｑは半サイ
クル当り次のようになる。

Ｑ−ｆｏ ｔ ６ （ｔ） ｄ ｔ ｆＯＩ６ ｐｓｉｎωｏｔｄｔ ” ｐ（１−ｃｏｓ（１）。

Ｔ ） （４）ωＯ こ＼で、■６．はトランス１２の一次電流のピーク値、
ω０− である。

トランス１２の二次側Ｊ「□九 の平均電流■７は動作周波数をｆとすれば、ｌ７＝Ｑ／
（１／２ ｆ） ■６ ” （１−ＣＯ３ω０τ） ２ ｆ （５）ω
０ となる。

従って定常状態における出力電圧■。はｖｏ−Ｒ■７ ６ｐ Ｒ（１−ＣＯ３ω０τ）２ｆ （６）ωＯ となる。

この（６）式より出力電圧■。は分流スイッチ回路１９
を導通させるまでの時間τにより制御できることが明ら
かである。

この制御によれば動作周波数ｆを変化させることは全く
必要ない。

したがって動作周波数ｆを可聴周波数以上に選べば騒音
が発生することはない。

またスイッチング素子にターンオフタイムの長いサイリ
スクを使った場合、動作周波数ｆを可聴周波数以上にす
るのは困難であるが、負荷１８の大小により騒音の周波
数が変化することはなく、１騒音対策がとりやすい。

また直列共振回路２３を直流電源に接続するサイリスタ
Ｓ１及びＳ２にはそれぞれに逆並列接続したダイオード
に電流が流れている間道バイアスが印加されるのでサイ
リスクのターンオフが確実に行われる。

第３図の実施例ではハーフブリッジによる回路構成で説
明したが、サイリスクをフルブリッジ接続した構成でも
同様にこの発明を適用できる。

またスイッチング素子としてはサイリスクの他にゲトア
システツドサイリスク（ＧＡＴＴ）、ゲートターンオフ
サイリスク（ＧＴＯ）など制御電極を持つスイッチ素子
を使用してもよい。

以上説明したようにこの発明のＤＣ−ＤＣコンバータに
よれば、自然転流形コンバータの出力電圧を、動作周波
数を一定にしたま〜で制御することができ、かつスイッ
チング素子のターンオフも確実に行われる。

従ってスイッチング素子のターンオフ時間に応じた最高
の周波数で動作させることができ、スイッチング素子の
利用率を高くできる。

また負荷が変動しても動作周波数がかわらないので騒音
対策も容易となる。

従ってこの発明のＤ（、−ＤＣコンバータは単位出力当
りの体積が小さく、騒音も小さい装置として実現でき、
設置場所が自由に選べるので、通信用コンバータや端末
機器用コンバータとして最適である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自然転流形ＤＣ−ＤＣコンバタを示す回
路図、第２図は第１図の回路の動作波形図、第３図はこ
の発明による自然転流形ＤＣ−ＤＣコンバータの実施例
を示す回路図、第４図は第３図の実施例の動作波形図で
ある。 Ｓｌ、Ｓ２：スイッチ素子としてのサイリスタ、１３：
共振用コンデンサ、１４：共振用リアクトル、１５：整
流回路、１６：フィルタ用コンデンサ、１８：負荷、１
９：分流用スイッチ回路、２３：直列共振回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 共振用コンデンサ、共振用リアクトル及び整流回路
   を直列に接続して共振回路を構成し、制御電極を持つ複
   数のスイッチ素子及び直流電源を備え、前記複数個のス
   イッチ素子を一定の順序で導通させることにより、前記
   直流電源から前記共振回路に直列共振電流が流れるよう
   に、前記共振回路、前記複数個のスイッチ素子及び前記
   直流電源を接続し、前記整流回路から直流電圧を得る自
   然転流形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記各スイッ
   チ素子とそれぞれ並列に逆極性でダイオードが接続され
   、前記スイッチ素子が導通状態にされた後に導通状態に
   制御される分流スイッチが前記整流回路と並列に接続さ
   れたことを特徴とする自然転流形ＤＣ−ＤＣコンバータ
   。