JPS6249832B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

この発明は、動作周波数を大きく変えることな
く定電圧制御ができる直列コンバータに関するも
のである。 直列共振コンバータはLCの直列共振回路とサ
イリスタなどのスイツチング素子で構成され、ス
イツチング素子は共振電流により自然消弧するの
で高周波化が可能であり、装置の無騒音化や小
形、軽量化の効果が期待でき、さらに定電流特性
をもつているので過負荷や負荷短絡が起つても装
置の過負荷保護が容易であるという特徴がある。 第１図は従来の直列共振コンバータを示す回路
図、第２図は第１図の各部の動作波形図である。 第１図において、サイリスタS₁を点弧すると、
直流電源１よりサイリスタS₁→整流回路５→負荷
７（コンデンサ６）→コンデンサ４→リアクタ３
を通つて直流電源１に戻る直列共振電流i₁が第２
図ａのように流れる。リアクタ３のインダクタン
スをι_０、コンデンサ４の容量をC₀、コンデン
サ６の容量をＣ_putとすると、コンデンサ６は出
力フイルタでコンデンサ４よりはるかに大きな値
に設計されるので、電流i₁の半周期はπ√_{0 0}
となる。電流i₁は流れはじめからπ√_{0 0}後に
零となり、その時のコンデンサ４の電圧が出力電
圧V₀と直流電源１の電圧Ｅ／２との和より大きいと、 今度は逆極性に電流i′₁が流れる。この電流i′₁もリ
アクタ３とコンデンサ４の直列共振電流で半周期
はπ√_{0 0}である。これにともなつて整流回路
５を通してフイルタ用のコンデンサ６に電流i₃が
第２図ｂに示すように流れる。 また、サイリスタS₂を点弧すると、第２図ａに
示すように電流i₁とは逆極性の電流i₂が直流電源
２よりリアクタ３→コンデンサ４→整流回路５→
負荷７（コンデンサ６）→サイリスタS₂を通して
直流電源２に戻るように流れ、一旦零になつた
後、逆極性に電流i′₂が流れる。これらの電流は整
流回路５を通してフイルタ用のコンデンサ６を充
電する電流i₃となり、負荷７に直流電圧を供給す
る。 上述のようにサイリスタS₁，S₂に流れる電流は
直列共振電流であるから、これ等サイリスタS₁，
S₂は点弧されてから時間π√_{0 0}の後には電流
が零になり、さらに逆電流i′₁またはi′₂が流れてい
るときにダイオードD₁またはD₂の順方向ドロツ
プで逆バイアスされ消弧する。従つてこのコンバ
ータはサイリスタS₁，S₂の転流回路が不要で高周
波動作が可能である。 ところでこの従来のコンバータにおいて、整流
回路５を通して負荷側へ変換される電荷量はコン
デンサ４の電圧変化から計算できる。 定常状態では第２図ｃの電圧波形において、
V₁₁＝V′₁₁と考えられるから半サイクル当りの移
動電荷量Q₀は、 Q₀＝C₀｛（V₁₁＋V₁₂）＋（V₁₂−V′₁₁）｝ ＝2C₀V₁₂ ……(1) である。ここで、V₁₁は共振電流が流れる前のコ
ンデンサ４の電圧、V₁₂はコンデンサ４のピーク
電圧である。 動作周波数、すなわちサイリスタS₁とS₂を交互
に点弧する周波数をとすると、電流i₃の平均値
I₃は、 となる。定常状態ではフイルタ用のコンデンサ６
の電圧は変化しないから、電流I₃はすべて負荷７
へ供給される。負荷７の抵抗値をＲとすると出力
電圧V₀は、 V₀＝Ｒ・I₃＝（4C₀V₁₂）・Ｒ ……(3) となる。 直流出力電圧V₀の制御は第(3)式からもわかる
ように、C₀，V₁₂またはのいずれかを制御する
ことにより可能である。コンデンサ４のC₀を連
続的に制御することは現在のところ難しい。ま
た、コンデンサ電圧V₁₂は定常状態ではダイオー
ドD₁またはD₂を通して帰還電流i′₁またはi′₂が流
れるので直流電源１，２でクランプされＥとな
り、直流電源１，２の電圧を変えないと制御でき
ない。従つて一般に電圧制御は制御回路により容
易に連続して変えられる動作周波数を制御するこ
とにより行つていた。 しかし、出力電圧V₀は周波数に比例するの
で、抵抗値Ｒが大きく変化する場合には周波数
の変化範囲もそれに従つて広くなる。特にサイリ
スタをスイツチング素子とすると、サイリスタの
ターンオフ時間から最高動作周波数は約25KHz程
度になり、通常使用するのはそれ以下の周波数と
なる。その場合、負荷が70％程度に減少すると動
作周波数は18KHz付近に下がり、騒音が発生し、
その周波数が負荷変化とともに変化することにな
り騒音対策が困難となる。 この発明はこれらの欠点を除去するためになさ
れたもので、出力の整流回路の交流側端子に並列
に第２の直列共振回路を接続し、その共振周波数
を第１の直列共振回路より低く選んだものであ
る。以下この発明を図面とともに詳細に説明す
る。 第３図はこの発明の第１の実施例を示す回路図
である。この図において、１０は第２の共振回路
で、リアクタ１１とコンデンサ１２で構成されて
いる。その他の第１図と同一符号は同一部分を示
す。第２の共振回路１０は整流回路５の交流側端
子と並列に接続してある。 第２の共振回路１０のリアクタ１１のインダク
タンスをι_s、コンデンサ１２の容量Ｃ_sとする
と、第２の共振回路１０の共振周波数

【式】を、リアクタ３およびコンデン サ４で構成される第１の共振回路の共振周波数

【式】より低く設定し、_sをコンバ ータの最低動作周波数とする。第２の共振回路１
０のインピーダンスは共振周波数_sの点で最小
となり、動作周波数が_sより高くなるとインピ
ーダンスは急増する。 今、第３図でサイリスタS₁を点弧すると、直流
電源１からサイリスタS₁→整流回路５→負荷７
（コンデンサ６）→コンデンサ４→リアクタ３の
ループで電流i₁が流れ、負荷７に電力が供給され
るとともに整流回路５と並列に接続された第２の
共振回路１０を通して電流ｉ_s1が流れる。電流i₁
の周期は第１図の従来例と同じくほぼ

【式】である。第２の共振回路１０を通る 電流ｉ_s1の周期はサイリスタS₁とS₂の点弧周期、
すなわち動作周期となり、大きさは回路のインピ
ーダンス、従つて動作周波数により変化する。こ
の動作周波数による電流の変化は第２の共振回路
１０のＱが高い、すなわちリアクタ１１のインダ
クタンスを大きくとると急峻になる。 これらの共振電流は、その共振周期の半分の時
間が経過すると零になり逆転し、今度はダイオー
ドD₁を通つて流れるようになる。このダイオー
ドD₁に電流が流れている期間、サイリスタS₁は
逆バイアスされ消弧する。 次に、サイリスタS₂を点弧すると、直流電源２
→リアクタ３→コンデンサ４→整流回路５→負荷
７（コンデンサ６）→サイリスタS₂を通して共振
電流i₂が流れると同時に第２の共振回路１０を通
しても共振電流ｉ_s2が流れる。これらの共振電流
もその共振周期の半分の時間が経過すると零にな
り、今度はダイオードD₂を通つて流れるように
なる。このダイオードD₂に電流が流れている期
間サイリスタS₂は逆バイアスされ消弧する。 これで１サイクルの動作が終了するが、第２の
共振回路１０を流れる電流は前述のように動作周
波数により大きく変わる。従つて第２の共振回路
１０に蓄積されるエネルギーも変化する。一方、
第１の共振回路を通して第２の共振回路１０と負
荷７へ供給されるエネルギーは、コンデンサ４の
電圧のピーク値V₂が前述のようにＥに抑えられ
るため一定であるから、第２の共振回路１０へ蓄
積されるエネルギーが増加すると、負荷側へ供給
されるエネルギーがそれだけ減少することにな
る。すなわち、負荷電圧が減少する。第２の共振
回路１０の蓄積エネルギーは動作周波数が共振周
波数_sから離れているときには少ないが、_sに
近づくと急激に増加する。従つて動作周波数をわ
ずかに変えることにより負荷側へ供給するエネル
ギー、すなわち出力電圧を制御することができ
る。 第４図はこの発明の第１の実施例による実験結
果を示す図である。この実験は、直流入力電圧Ｅ
＝100V、出力電圧V₀＝30V、第１の共振回路の
共振周波数_０＝59KHz、第２の共振回路の共振
周波数_s＝18KHzとし出力電流と動作周波数の
関係を測定したものである。従来回路は×印で示
す直線のように出力電流に比例して動作周波数が
変化しているが、この発明の回路によれば、〇印
で示す曲線のように18KHz以上の範囲でしか変化
しないことがわかる。 第５図はこの発明の第２の実施例を示す回路図
で、直流入力と出力を絶縁するためにトランスを
使つた直列共振コンバータにこの発明を適用した
ものである。すなわち、トランス２０の１次側を
第１の直列共振回路と直列に接続し、トランス２
０の２次側には整流回路５の交流側端子と接続す
る。さらに、トランス２０の１次側と並列に第２
の共振回路１０を接続する。 この第２の実施例による動作は第３図の第１の
実施例による動作と同一であるため説明は省略す
る。この第２の実施例によれば、入力側と出力側
を絶縁でき、トランス２０の巻線比ｎ_１／ｎ_２により出
力 電圧を自由に設定できる。 第６図はこの発明の第３の実施例を示す回路図
で、第２の共振回路１０をトランス２０の２次側
に整流回路５の交流側端子と並列に接続したもの
である。 この第３の実施例による動作も第３図の第１の
実施例と同一であるので説明は省略する。この実
施例によれば、トランス２０のもれインダクタン
スが第１の共振回路の共振用のリアクタ３と等価
な作用をもつので、リアクタ３のインダクタンス
を減少させることができ、また、第２の共振回路
１０が整流回路５の交流側端子に直接接続される
ので、この発明の効果がトランス２０により影響
されることがない。 以上説明したようにこの発明は、第２の共振回
路を整流回路の交流側端子と並列に接続したの
で、負荷電流に対して動作周波数の変化範囲を狭
くすることができ、直列共振コンバータを可聴領
域外で動作させることが可能である。従つてサイ
リスタなどの自己消弧機能のない素子を使つたコ
ンバータにこの発明を適用すれば、可聴領域以上
の周波数で動作させることも可能となり、無騒音
で大容量の装置が実現できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直列共振コンバータを示す回路
図、第２図は第１図の各部の動作波形図、第３図
はこの発明の第１の実施例を示す回路図、第４図
は第３図の実施例による実験結果を示す図、第５
図、第６図はこの発明の第２、第３の実施例を示
す図である。 図中、１，２は直流電源、３はリアクタ、４は
コンデンサ、５は整流回路、６はコンデンサ、７
は負荷、１０は第２の直列共振回路、１１はリア
クタ、１２はコンデンサ、S₁，S₂はサイリスタ、
D₁，D₂はダイオードである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 共振用コンデンサ、共振用リアクトルおよび
   整流回路の交流側端子を直列に接続した第１の共
   振回路、制御電極を持つ複数のスイツチング素子
   および直流電源とを備え、前記複数個のスイツチ
   ング素子を一定の順序で導通させることにより前
   記直流電源から前記第１の共振回路に直列共振電
   流が流れるように前記第１の共振回路、複数個の
   スイツチング素子および直流電源を接続し、前記
   各スイツチング素子にはそれぞれ逆並列にダイオ
   ードを接続し、前記整流回路から直流電圧を得る
   直列共振コンバータにおいて、共振用コンデンサ
   と共振用リアクトルを直列に接続しその共振周波
   数を前記第１の共振回路の共振周波数より低くし
   て第２の共振回路とし、この第２の共振回路を前
   記整流回路の交流側端子と並列に接続したことを
   特徴とする直列共振コンバータ。