JPH03207268A - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、Ｍ流回路の入力波形を正弦波に近似させるこ
とができるスイッチングレギュレータに関する。

［従来の技術］ 代表的なスイッチングレギュレータは第８図に示すよう
に、交流電源１に電源スィッチ２と交流フィルタ３とを
介して接続された整流回路４を有する。交流フィルタ３
は一対のリアクトル５．６と小容量のコンデンサ７とか
ら成り、整流回路４はブリッジ接続された４個の整流用
ダイオード８．９．１０．１１から成る。整流回路４の
一対の出力ライン１２．１３との間には突入電流防止用
抵抗１４を介して平滑用コンデンサ１５が接続されてい
る。平滑用コンデンサ１５の一端と他端との間には高周
波トランス１６の１次巻線１７を介してトランジスタか
ら成るスイッチング素子１８が＃続されている。スイッ
チング素子１８としてのトランジスタのベース（制御端
子）には、これをオン・オフ制御するための制御回路１
９が接続されている。トランス１６の２次巻線２ｏはダ
イオード２１．２２とリアクトル２３と平滑用コンデン
サ２４とから成る整流平滑回路２５を介して負荷２６に
接続されている。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、このスイッチングレギュレータは、直流平滑
用コンデンサ１５を有するので、この充電のための電流
ｉが第９図に示すようにパルス状に流れる。従って、ス
イッチングレギュレータの入力力率が７０％程度と悪か
った。また、電流の高調波成分も大きく、これが電力系
統に種々の障害を及ぼした。また、電源スィッチ２をオ
ンにした時に、コンデンサ１５の突入電流（ラッシュカ
ーレント）が流れ、電源電圧の瞬時低下や整流口Ｗ１４
のダイオードの破壊が生じる。抵抗１４の値を大きくす
ると、突入電流は小さくなるが、電力損失が生じて効率
が低下する。

そこで、本発明の目的は、入力電流の波形を改善するこ
とが可能なスイッチングレギュレータを提供することに
ある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、交流電源に接続さ
れる整流回路と、前記整流回路の一対の出力端子の一方
と他方との間に接続されたリアクトルとスイッチング素
子との直列回路と、前記スイッチング素子を前記交流電
源の電圧の周期よりも短い周期でオン・オフさせるため
の制御回路と、前記スイッチング素子に並列に接続され
たトランスとコンデンサとの直列回路と、前記トランス
に結合された出力整流平滑回路とから成るスイッチング
レギュレータに係わるものである。　なお、請求項２に
示すように、出力整流平滑回路は互いに反対に動作する
第１及び第２のダイオードを含む回路であることが望ま
しい。

また、請求項３に示すように、リセット回路を設けるこ
とが望ましい。

また、請求項４に示すように、交流フィルタを入力段に
設けることが望ましい。

［作　用］ 本発明において、トランスに直列に接続されたコンデン
サは、平滑作用を発揮し、スイッチング素子がオフの時
に充電され、オンの時に放電する。

これにより、トランスを介して出力整流平滑回路にエネ
ルギを与えることができる。スイッチング素子のオン・
オフ周期を交流電源電圧の周期よりも短い周期（１７４
以下）に設定することによって入力電流がｖ！Ｒ続的に
流れ、この断続的に流れる電流の振幅の最大値は入力電
圧値に依存する。従って、入力電圧が正弦波であれば、
断続的に流れる電流の最大値の変化も正弦波に追従し、
結局入力電流波形が改善される。なお、コンデンサに対
してトランス及びリアクトルが直列に接続されるので、
これ等の内部抵抗でコンデンサの突入電流が制限される
。

請求項２に従って第１及び第２のダイオードを設けると
、負荷へのエネルギの供給を円滑に行うことができる。

請求項３に従ってリセット回路を設けると、リアクトル
を流れる電流が零になった後におけるトランスのリセッ
トを確実に達成することができる。

請求項４に従って、交流フィルタを設けると、スイッチ
ング素子によって断続された電流が平滑化され、近似正
弦波になる。

［実施例］ 次に、第１図〜第７図を参照して本発明の実施例に係わ
るスイッチングレギュレータを説明する。

但し、第１図で符号１〜１３で示すものは第８図で同一
符号で示すものと同一であるので、その説明を省略する
。

全波整流口８＠４の一方の出力ライン１２と他方の出力
ライン１３との間には、高周波リアクトル３０とスイッ
チング素子３１との直列回路が接続されている。スイッ
チング素子３１としてのトランジスタのベースにはこれ
をオン・オフ制御するための制御回路３２が接続されて
いる。制御回路３２は商用交流電源１の周波数（５０又
は６０Ｈｚ＞よりも十分に高い周波数（好ましくは数ｋ
Ｈｚ以上）でスイッチング素子３１をオン・オフ制御す
る。

スイッチング素子３１に並列に高周波トランス３３の１
次巻線３４と平滑用コンデンサ３５との直列回路が接続
されている。トランス３３の２次巻線３６は上半分３６
ａと下半分３６ｂとを有するセンタタップに形成され、
上半分３６ａの上端は第１のダイオード３７と平滑用リ
アクトル３８とを介して負荷３９の一端（上端）に接続
されている。負荷３９の他端（下端）は２次巻線３６の
センタタップ４０に接続されている。フィードバックダ
イオード４１は平滑用リアクトル３８の入力端と負荷３
９の下端との間に接続され、出力平滑用コンデンサ４２
は負荷３９に並列に接続されている。第２のダイオード
４３は２次巻線３６の下半分の下端と負荷３９の上端と
の間に接続されている。１次巻線３４にダイオード４４
を介して並列に接続されたコンデンサ４５及びこれに並
列接続された抵抗４６はスナバ回路及びトランスの磁気
リセット回路として機能する。

［動　作］ 次に、第２図〜第６図を参照してスイッチングレギュレ
ータの動作を説明する。スイッチング素子３１のオン・
オフ制御を開始する前のスイッチオフ状態において、電
源スィッチ２をオンにすると、第２図に示す回路でコン
デンサ３５の充電電流が流れる。トランス３３の１次巻
線３４は内部抵抗を有するので、これによりコンデンサ
３５の突入ｔｈ流が制限される。コンデンサ７にも電流
が流れるが、この容量は極めて小さいので、この突入電
流はほとんど問題にならない。

次に、スイッチング素子３１のオン・オフ動作を開始さ
せた後のオン期間においては、第３図に示す等価回路に
従って動作する。この時、まずリアクトル３０はスイッ
チング素子３１を介して整流回路４に並列接続される。

即ち、整流回路４の一対の出力ライン１２．１３がリア
クトル３０を介して短絡される。従って、整流回路４の
入力電流ｉは次式で表わされる。

ｉ　＝　（１／Ｌ）　ｆ　ｅｄｔ　　　　　（１）但し
、Ｌはリアクトル３０のインダクタンス、ｅは電源１の
電圧である。この時の電流は第６図のＴ１区間で示すよ
うに時間と共に増大する。そして、このピーク値（三角
波のピーク）は電源電圧ｅの振幅に依存し、電源電圧ｅ
の振幅が正弦波に変化すると、三角波のピークも正弦波
に追従して変化する。理解を容易にするために、スイッ
チング素子３１のオン期間Ｔ１中の電圧が一定値Ｅであ
ると仮定すれば、Ｔ１区間の電流ｉの変化率（傾き）は
Ｅ／Ｌであり、ピーク値は（Ｅ／Ｌ）Ｔ１である。

一方、１次巻線３４とコンデンサ３５とから成る直列回
路は、スイッチング素子３１を介して短絡されている。

従って、コンデンサ３５の電圧をＥｃとすれば、これが
１次巻線３４に印加され、２次巻線３６ａにＥｃ／ｎ（
但し、ｎは１次巻線３４と２次巻線３６の上半分３６ａ
との巻数比）が発生し、これがダイオード３７．４１と
リアクトル３８とコンデンサ４２とから成る整流平滑回
路を介して負荷３９に供給される。

第６図のＴ１区間の後にスイッチング素子３１がオフに
なると、第４図の等価回路が成立する。

このオフ時には、トランスの２次巻線３６にオン時と逆
向き（下向き）の電圧が発生し、ダイオード４３が導通
する。このなめに出力平滑用コンデンサ４２の電圧をＥ
ｄとすれば、１次巻線３４にｎＥｄの電圧が発生する。

従って、リアクトル３０に加わる電圧はｌ　ｅ　ｌ　　
Ｂｃ−ｎＥｄとなり、リアクトル３０に流れる電流ｉ（
入力電流と同じ）は次式で表わされる。

１＝（１／Ｌ）／　（ｔｅｌ　−Ｅｃ　−ｎＥｄ　）ｄ
ｔ（２） リアクトル３０を通って流れる電流はコンデンサ３５及
び出力平滑用コンデンサ４２を充電する。

これ等の電圧が上昇してＥｃ　＋ｎＥｄが電源電圧ｅ１
に等しくなると、リアクトル３０を通る電流が零になる
。第４図の等価回路が成立している期間の電流Ｉは第６
図のＴ２区間で表わされる。

電流ｉが零になった時点から次にスイッチング素子３１
がオンになる時点までに第６図に示すように期間Ｔ３を
設けると、第５図の等価回路が成立し、フライバック電
圧が抑制され且つトランス３３がリセットされる。即ち
、１次巻線３４にダイオード４４を介してコンデンサ４
５が並列に接続され、１次巻線３４のインダクタンス分
に蓄積されたエネルギの放出に基づく電流が流れ、トラ
ンス３３の磁気リセットが達成される。

出力電圧の制御は、制御回路３２によってスイッチング
素子３１のオン期間Ｔ１を制御することによって行う、
オン期間Ｔ１には出力平滑用コンデンサ４２の充電が行
われるので、Ｔ１　＋７２　＋Ｔ３を一定にしてＴ１を
変えることにより、出力電圧を調整することができる。

なお、Ｔ２はＴ１に依存して決まる。

Ｔ１期間の動作説明から明らかなように、第６図の三角
波のピーク値は正弦波の電源電圧ｅの振幅の変化に追従
して変化する。従って、電流ｉが交流フィルタ３で平滑
されると、入力電流ｉａは第６図で点線で示すようにほ
ぼ正弦波となり、且つ位相が電圧にほぼ一致し、力率が
９９％程度になる。また、Ｔ１及びＴ２期間でコンデン
サ４２の充電が行われるので、リプル低減効果が得られ
る。

［別の実施例コ 次に、第７図に示す別の実施例のスイッチングレギュレ
ータを説明する。但し、第７図において第１図と共通す
る部分には同一の符号を付してその説明を省略する。第
７図のスイッチングレギュレータはトランス３３の２次
側の回路を除いて第１図と同一に構成されている。第７
図の２次巻線３６はセンタタップを有さす、この一端と
他端との間に第１のダイオード３７とリアクトル３８と
負荷３つと第１の逆流阻止ダイオード５ｏとから成る回
路が接続され、フィードバックダイオード４１及びコン
デンサ４２は第１図と同様に接続され、第２のダイオー
ド４３は２次巻線３６の下端とコンデンサ４２の上端と
の間に接続され、コンデンサ４２の下端と２次巻線３６
の上端との間にダイオード５１が接続されている。この
回路によれば、２次巻線３６にセンタタップを設けない
分だけトランス３３を小型化することができる。

［変形例コ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能である。

（１）　交流電源１に接続される別の負荷回路（図示せ
ず）が第６図の三角波′＠流ｌを許すものであれば、交
流フィルタ３を省くことができる。

（２）　ダイオード４４とコンデンサ４５と抵抗４６と
から成るリセット及びスナバ回路は、第１図に限定され
るものでなく、種々変形可能である。

［発明の効果〕 各請求項の発明によれば、入力電流を正弦波に近づけ、
且つ力率を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わるスイッチングレギュレ
ータを示す回路図、 第２図は第１図の電源スィッチをオンにした直後の状態
を説明するための等価回路図、第３図は第１図のスイッ
チング素子のオン期間の動作を説明するための等価回路
図、 第４図は第１図のスイッチング素子のオフ期間の動作を
説明するための等価回路図、 第５図は第１図のスイッチング素子がオフで且つリアク
トルの電流が零の期間の動作を説明するための等価回路
図、 第６図は第１図の回路の電源電圧と入力電流との関係及
びスイッチング素子のオン・オフを示す波形図、 第７図は本発明の別の実施例のスイッチングレギュレー
タを示す回路図、 第８図は従来のスイッチングレギュレータを示す回路図
、 第９図は第８図の電源電圧と入力電流とを示す波形図で
ある。 １・・・交流電源、４・・・整流回路、３０・・・リア
クトル、３１・・・スイッチング素子、３２・・・制御
回路、３３・・・トランス、３４・・・１次巻線、３５
・・・コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］交流電源に接続される整流回路と、 前記整流回路の一対の出力端子の一方と他方との間に接
   続されたリアクトルとスイッチング素子との直列回路と
   、 前記スイッチング素子を前記交流電源の電圧の周期より
   も短い周期でオン・オフさせるための制御回路と、 前記スイッチング素子に並列に接続されたトランスとコ
   ンデンサとの直列回路と、 前記トランスに結合された出力整流平滑回路とから成る
   スイッチングレギュレータ。 ［２］前記出力整流平滑回路は、 前記スイッチング素子がオンの期間にオンになる方向性
   を有して前記トランスの１次巻線又は２次巻線に接続さ
   れた第１のダイオードと、 前記スイッチング素子がオフの期間にオンになる方向性
   を有して前記トランスの１次巻線又は２次巻線に接続さ
   れた第２のダイオードと、 前記第１及び第２のダイオードの出力側に接続された平
   滑回路と から成る請求項１記載のスイッチングレギュレータ。 ［３］更に、前記トランスに並列に接続されたリセット
   回路を有する請求項１又は２記載のスイッチングレギュ
   レータ。 ［４］更に、前記整流回路の前段に交流フィルタを有す
   る請求項１又は２又は３記載のスイッチングレギュレー
   タ。