JP2698867B2 - 非線形容量性負荷用高周波高圧電源 - Google Patents
非線形容量性負荷用高周波高圧電源Info
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、沿面放電型オゾナイザー等の如く静電容量
が電圧により変化する非線形性の容量負荷に効率よく、
安定かつ高い信頼性をもって高周波高圧電圧を印加する
ための電源に関するものである。 ［従来の技術］ 従来この種の電源としては高周波発振器と高周波用昇
圧変圧器の組合せが用いられて来た。その際、負荷の静
電容量が放電等のため、交流電圧の一周期内で電圧によ
り変化するため、その無効電力を直列ないし並列インダ
クタンスの使用により補償することが出来ず、したがっ
て高周波発振器、昇圧変圧器とも大型高価となり、損失
も増えて電力効率も極めて低くなる。その上、電圧があ
る値をこえると突然電流が過大な値に跳躍するという非
線形回路特有の不安定現象が存し、安定な駆動が困難で
ある。 これに対して本発明の発明者は別発明『高周波高圧電
源』（特願昭61−3040号、以下『別発明』とよぶ）にお
いて中点付き低圧側一次巻線と両端を出力端子とする高
圧側二次巻線を有する高周波用昇圧変圧器の該一次巻線
の中点に、充電用直流電源を具備せる電源コンデンサー
の一端を接続し、該一次巻線の両端をそれぞれ振動用イ
ンダクタンスおよびコンデンサー充電電圧の放電方向を
導通方向とせるシリコン制御整流素子（サイリスター）
など適当なる外部制御型スイッチ素子に直列接続の上、
該コンデンサーの他端に接続し、かつ該外部制御型スイ
ッチ素子のそれぞれに逆並列にダイオード素子を接続
し、制御電源から導通トリガー用制御信号を該外部制御
型スイッチ素子の制御素子に交互に供給して、該外部制
御型スイッチ素子を交互にオン・オフせしめ、これによ
って負荷の静電容量がたとえ電圧により変化する非線形
性のものであっても、常にもっとも高い電力効率をもっ
て安定に高周波高電圧を印加しうる電源を実現すること
を提案した。 但し、ここに外部制御型スイッチ素子とはその制御端
子に制御信号を供給しないときはオフ状態を保ち、供給
したときにアノード端子からカソード端子に向って電流
を導通せしめる作用を有する素子を総称する。 ［発明が解決しようとする問題］ 本発明は上記『別発明』の有する使用上の問題点を解
決しようとするものであるが、この問題点を明らかにす
るため、まず予め『別発明』の内容と動作を第１図およ
び第２図で説明する。 第１図において高周波用昇圧変圧器１の二次巻線２の
出力端子３、４に接続された小さな抵抗分Rkと比較的大
きな非線形性容量分Ckより成る容量性負荷５の一次側換
算容量a2Ckに対して、これより充分に大きい静電容量Co
を有する電源コンデンサー６の両端子ＭおよびＮは、低
周波交流電源７および両波整流器８より成る充電用直流
電源９に接続され、該コンデンサー６はたとえばＭ側が
正、Ｎ側（Ｎは接地されている）が負の極性で電圧Voに
充電されている。端子Ｍは昇圧変圧器１の一次巻線10の
中点Ｏに接続され、10の両端子A,Bはそれぞれ振動用イ
ンダクタンスL1,L2,これに直列に順方向に（コンデンサ
ー６の放電方向に）接続されたシリコン制御整流素子よ
り成る外部制御型スイッチ素子S1,S2を介して端子Ｎに
接続され、接地される。S1,S2にはそれぞれ逆並列にダ
イオード素子D1,D2が接続されている。11,12はD1,D2に
直列接続された小さなインダクタンスで、D1,D2を通っ
ての電流の逆転に際して逆方向の小さな電圧降下をS1,S
2両端に生じてそのオフ状態の回復を確実ならしめる。1
3は制御電源で、導線14,15を介してS1,S2の制御端子16,
17に交互に制御電流を供給し、S1,S2を交互に導通せし
める。まず制御信号をその制御端子に供給された方の外
部制御型スイッチ素子S1は直ちに導通状態となるので、
電源コンデンサーの充電電圧Voの一部は『該コンデンサ
ーの一端Ｍ→昇圧変圧器一次巻線の中点Ｏ→当該一次巻
線端子Ａ→当該振動用インダクタンスL1→導通状態にあ
る当該スイッチ素子S1→該コンデンサーの他端Ｎ』の回
路を通じて放電する。この時、昇圧変圧器の二次巻線に
は起電力が誘起されて、これに接続された前記の非線形
性容量性負荷の両端にこの起電力が加わる。この場合の
一次側および二次側の電圧と電流は、該電源コンデンサ
ーの静電容量Co,該振動インダクタンスL1のインダクタ
ンスlo,昇圧変圧器の一次側および二次側のもれインピ
ーダンスZ1,Z2,該容量性負荷の静電容Ckおよびその抵抗
分Rkの昇圧変圧器を介しての連成直列回路における過渡
振動となり、Co》a Ckの場合Ckはこれによって一旦2aVo
の近くまで充電される（但し、ａ＝二次巻線対一次巻線
Ｏ−Ａの巻数比）。次いでCkは二次巻を通じて放電し、
これに伴なって一次巻線の中点Ｏと該端子間ＡにはVoよ
りも大きな逆方向（電源コンデンサーを充電する向き）
の起電力を生じ、これに伴なって当該外部制御型スイッ
チ素子S1には逆方向電圧が加わり、非導通状態を回復す
る。しかし、これと逆並列に接続されたダイオード素子
が導通状態となるので、過渡信号は続行して『該コンデ
ンサーの他端Ｎ→当該ダイオード素子D1→当該振動用イ
ンダクタンスL1→昇圧変圧器の当該一次巻線端子Ａ→一
次巻線の中点Ｏ→該コンデンサーの一端Ｍ』の方向に逆
電流が流れ、該コンデンサーCoを充電して負荷のCkに供
給された無効電力をCoに回収する。この過程における容
量性負荷の両端電圧v2およびi2の時間的変化を第２図の
時間t1→t3の間に実線および点線で示す。但し、t1,t2
は当該外部制御型スイッチ素子がオンおよびオフとなっ
た時点、t3はCkの過渡信号による放電終了時点であり、
t3の後Ckは緩慢な放電に転ずる。この間における一次電
流i1Aの変化は実線に示す通りで、t1→t2の期間は『Ｍ
→Ｏ→Ａ→L2→S3→Ｎ』の回路、t1→t2の期間は『Ｎ→
D1→L1→Ａ→Ｏ→Ｍ』の回路を流れる。次に時点t4にお
いて、いま一つの外部制御型スイッチ素子S2に制御信号
が供給され、これが導通状態となると前記とまったく同
様の過渡振動がS2を含む側の回路、すなわち『Ｍ→Ｏ→
一次巻線のS2側の端子Ｂ→S2側の振動用インダクタンス
L2→S2→Ｎ』および『Ｎ→S2に逆並列に接続されたダイ
オードD2→L2→Ｂ→Ｏ→Ｍ』の回路を通じて発生し、こ
れに伴なって昇圧変圧器の二次巻線およびそれに接続さ
れた該容量性負荷の電圧v2,i2はいままでと逆向きとな
り、第２図における期間t4→t6に実線および点線で示す
様な経過をたどる。この間における一次電流i1Bの変化
は実線に示す通りである。次いで時点t7で再びS1がトリ
ガーされて導通状態となり、以下この過程をくり返すこ
とによって結局t1→t7の期間Toを一周期とする高周波高
電圧v2が出端子３、４から該容量性負荷５に印加される
のである。 この場合、一般にCo》a2Ckに選ぶとv2をもっとも大き
く出来て好適である。一次および二次巻線の抵抗および
負荷抵抗分Rkが無視できるほど小さい場合には、t1→t3
の過渡振動の一周期は近似的に次式で与えられる。 Ｌ＝l0＋l0＋l2′ （２） 但し、l1＝一次巻線OA,ないしOBのもれインダクタン
ス,l2′＝二次巻線のもれインダクタンスl2の一次側換
算値＝l2/a2,Ck′＝Ckの一次側換算値＝a2Ckである。し
たがって、本発明にあってはS1,S2に供給する制御信号
の時間間隔θ＝t4−t1は式（１）で与えられる過渡振動
期間Ｔに対して、一般にΘ≧Ｔにとる必要があり、した
がって正・負の各半波より成る交流出力高電圧の実効周
期To＝t7−t1はTo＞2Tとなる。 以上の結果として、『別発明』においてはS1,S2を含
む二つの回路『Ｍ−Ｏ−Ａ−Ｎ』と『Ｍ−Ｏ−Ｂ−Ｎ』
にはそれぞれ交互に第２図のi1A,i1Bで示す電流が流
れ、該容量性負荷５の両端３−４間には同図のv2で与え
られる高周波高電圧が印加されるのである。 しかし、いま負荷５と出力端子３、４の間の接続が断
線等の事故で切れ、出力端子３、４の両端が開放状態と
なると、第２図に示された過渡振動が発生しなくなり、
S1,S2のいずれか一方、又は双方が導通状態を持続し、
電源から直ちに短絡電流が流されて、これらの素子と整
流器８を焼損、電源が大きな損傷を受ける。この焼損事
故は瞬時に発生するので、通常のヒューズ等では防ぎき
れず、これが『別電源』使用に当って大きな実用上の問
題点となっていた。本発明は、別発明における上記の如
き出力端開放時の事故を完全な防止することを目的とす
る。 ［問題を解決するための手段］ 本発明は、出力端子３、４の間に負荷５と並列に固定
の保護用コンデンサーを接続しておくことにより上記問
題点を解決する。 ［作 用］ 出力端子３、４間に保護用コンデンサーが接続されて
いるため、たとえ万一負荷ちの３、４との接続が切れて
も、第２図に示された過渡振動は常に発生し、上述の事
故発生が防止される。この場合正常運転の時は、式
（１）に用いる負荷静電容量の一次側換算値Ck′が、保
護用コンデンサーの静電容量Cpに対応する分だけ増え
て、 Ck′＝a2（Ck＋Cp） （３） となる。又負荷５の接続が切れた時はCk′としては、次
の値を用いねばならなくなる。 Ck′＝a2Cp （４） ［実施例］ 本発明の実施例を第３図に示す。図における１より17
までの番号で示された要素、およびCk,Rk,A,B,M,N,O,L
1,L2,S1,S2,D1,D2の記号で示された要素の名称および機
能は第１図の同一番号，記号でされた要素のそれと同じ
である。また本発明の高周波高電圧発生に関する基本動
作は第１図、第２図に示された『別発明』の基本動作と
何等変る所がないので説明を省略する。 第３図において18は出力端子3,4の間に負荷５と並列
に接続された本発明の特徴をなす保護用コンデンサー
で、その静電容量Cpは負荷静電容量Ckの少なくとも数分
の一以上とする。F1は端子M,O間に挿入された過電流保
護用のヒューズ,F2,F3は低圧交流電源７の出力端子19,2
0と両波整流器８の入力端子21,22との間に挿入せるヒュ
ーズで、いずれも万一負荷５が事故により短絡した際に
生ずる過電流に対して、両波整流器8,外部制御型スイッ
チ素子S1,S2,昇圧変圧器２を保護する。特にスイッチF1
はこの短絡保護作用に効果が極めて大きく、その挿入位
置は単にＭとＯの間のみでなく、Coの他端Ｎと接地端子
Ｎ′との間に挿入してもよい。又F1と別個に、あるいは
F1の変りにＮ′とS1およびＮ′とS2の間にそれぞれヒュ
ーズを挿入してもよい。更に一般にはＭ−Ｏ−Ａ−S1−
Ｎ′−ＮおよびＭ−Ｏ−Ｂ−S2−Ｎ′−Ｎの回路の少な
くともいずれか一方に、好ましくは両方にヒューズを挿
入するのが短絡損傷防止上是非必要である。 ［発明の効果］ 本発明は叙上の如き作用を有することから保護用コン
デンサー18の出力端子3,4間への接続により上記説明の
如く、端子3,4間が開放状態となっても本電源が損傷す
ることが完全に防止できる。またヒューズF1の使用によ
り端子3,4間が短絡状態になっても本電源が損傷するこ
とが完全に防げる。 尚、本発明の電源では、外部制御型スイッチ素子S1,S
2としてシリコン制御整流素子の代りに電力用トランジ
スター,FETトランジスター，トライアック,GTO等適当な
如何なるスイッチをも用いることも出来る。また、充電
用直流電源９として三相ないし多相のダイオード・ブリ
ッジを組合せたものを用いることも出来る。
が電圧により変化する非線形性の容量負荷に効率よく、
安定かつ高い信頼性をもって高周波高圧電圧を印加する
ための電源に関するものである。 ［従来の技術］ 従来この種の電源としては高周波発振器と高周波用昇
圧変圧器の組合せが用いられて来た。その際、負荷の静
電容量が放電等のため、交流電圧の一周期内で電圧によ
り変化するため、その無効電力を直列ないし並列インダ
クタンスの使用により補償することが出来ず、したがっ
て高周波発振器、昇圧変圧器とも大型高価となり、損失
も増えて電力効率も極めて低くなる。その上、電圧があ
る値をこえると突然電流が過大な値に跳躍するという非
線形回路特有の不安定現象が存し、安定な駆動が困難で
ある。 これに対して本発明の発明者は別発明『高周波高圧電
源』（特願昭61−3040号、以下『別発明』とよぶ）にお
いて中点付き低圧側一次巻線と両端を出力端子とする高
圧側二次巻線を有する高周波用昇圧変圧器の該一次巻線
の中点に、充電用直流電源を具備せる電源コンデンサー
の一端を接続し、該一次巻線の両端をそれぞれ振動用イ
ンダクタンスおよびコンデンサー充電電圧の放電方向を
導通方向とせるシリコン制御整流素子（サイリスター）
など適当なる外部制御型スイッチ素子に直列接続の上、
該コンデンサーの他端に接続し、かつ該外部制御型スイ
ッチ素子のそれぞれに逆並列にダイオード素子を接続
し、制御電源から導通トリガー用制御信号を該外部制御
型スイッチ素子の制御素子に交互に供給して、該外部制
御型スイッチ素子を交互にオン・オフせしめ、これによ
って負荷の静電容量がたとえ電圧により変化する非線形
性のものであっても、常にもっとも高い電力効率をもっ
て安定に高周波高電圧を印加しうる電源を実現すること
を提案した。 但し、ここに外部制御型スイッチ素子とはその制御端
子に制御信号を供給しないときはオフ状態を保ち、供給
したときにアノード端子からカソード端子に向って電流
を導通せしめる作用を有する素子を総称する。 ［発明が解決しようとする問題］ 本発明は上記『別発明』の有する使用上の問題点を解
決しようとするものであるが、この問題点を明らかにす
るため、まず予め『別発明』の内容と動作を第１図およ
び第２図で説明する。 第１図において高周波用昇圧変圧器１の二次巻線２の
出力端子３、４に接続された小さな抵抗分Rkと比較的大
きな非線形性容量分Ckより成る容量性負荷５の一次側換
算容量a2Ckに対して、これより充分に大きい静電容量Co
を有する電源コンデンサー６の両端子ＭおよびＮは、低
周波交流電源７および両波整流器８より成る充電用直流
電源９に接続され、該コンデンサー６はたとえばＭ側が
正、Ｎ側（Ｎは接地されている）が負の極性で電圧Voに
充電されている。端子Ｍは昇圧変圧器１の一次巻線10の
中点Ｏに接続され、10の両端子A,Bはそれぞれ振動用イ
ンダクタンスL1,L2,これに直列に順方向に（コンデンサ
ー６の放電方向に）接続されたシリコン制御整流素子よ
り成る外部制御型スイッチ素子S1,S2を介して端子Ｎに
接続され、接地される。S1,S2にはそれぞれ逆並列にダ
イオード素子D1,D2が接続されている。11,12はD1,D2に
直列接続された小さなインダクタンスで、D1,D2を通っ
ての電流の逆転に際して逆方向の小さな電圧降下をS1,S
2両端に生じてそのオフ状態の回復を確実ならしめる。1
3は制御電源で、導線14,15を介してS1,S2の制御端子16,
17に交互に制御電流を供給し、S1,S2を交互に導通せし
める。まず制御信号をその制御端子に供給された方の外
部制御型スイッチ素子S1は直ちに導通状態となるので、
電源コンデンサーの充電電圧Voの一部は『該コンデンサ
ーの一端Ｍ→昇圧変圧器一次巻線の中点Ｏ→当該一次巻
線端子Ａ→当該振動用インダクタンスL1→導通状態にあ
る当該スイッチ素子S1→該コンデンサーの他端Ｎ』の回
路を通じて放電する。この時、昇圧変圧器の二次巻線に
は起電力が誘起されて、これに接続された前記の非線形
性容量性負荷の両端にこの起電力が加わる。この場合の
一次側および二次側の電圧と電流は、該電源コンデンサ
ーの静電容量Co,該振動インダクタンスL1のインダクタ
ンスlo,昇圧変圧器の一次側および二次側のもれインピ
ーダンスZ1,Z2,該容量性負荷の静電容Ckおよびその抵抗
分Rkの昇圧変圧器を介しての連成直列回路における過渡
振動となり、Co》a Ckの場合Ckはこれによって一旦2aVo
の近くまで充電される（但し、ａ＝二次巻線対一次巻線
Ｏ−Ａの巻数比）。次いでCkは二次巻を通じて放電し、
これに伴なって一次巻線の中点Ｏと該端子間ＡにはVoよ
りも大きな逆方向（電源コンデンサーを充電する向き）
の起電力を生じ、これに伴なって当該外部制御型スイッ
チ素子S1には逆方向電圧が加わり、非導通状態を回復す
る。しかし、これと逆並列に接続されたダイオード素子
が導通状態となるので、過渡信号は続行して『該コンデ
ンサーの他端Ｎ→当該ダイオード素子D1→当該振動用イ
ンダクタンスL1→昇圧変圧器の当該一次巻線端子Ａ→一
次巻線の中点Ｏ→該コンデンサーの一端Ｍ』の方向に逆
電流が流れ、該コンデンサーCoを充電して負荷のCkに供
給された無効電力をCoに回収する。この過程における容
量性負荷の両端電圧v2およびi2の時間的変化を第２図の
時間t1→t3の間に実線および点線で示す。但し、t1,t2
は当該外部制御型スイッチ素子がオンおよびオフとなっ
た時点、t3はCkの過渡信号による放電終了時点であり、
t3の後Ckは緩慢な放電に転ずる。この間における一次電
流i1Aの変化は実線に示す通りで、t1→t2の期間は『Ｍ
→Ｏ→Ａ→L2→S3→Ｎ』の回路、t1→t2の期間は『Ｎ→
D1→L1→Ａ→Ｏ→Ｍ』の回路を流れる。次に時点t4にお
いて、いま一つの外部制御型スイッチ素子S2に制御信号
が供給され、これが導通状態となると前記とまったく同
様の過渡振動がS2を含む側の回路、すなわち『Ｍ→Ｏ→
一次巻線のS2側の端子Ｂ→S2側の振動用インダクタンス
L2→S2→Ｎ』および『Ｎ→S2に逆並列に接続されたダイ
オードD2→L2→Ｂ→Ｏ→Ｍ』の回路を通じて発生し、こ
れに伴なって昇圧変圧器の二次巻線およびそれに接続さ
れた該容量性負荷の電圧v2,i2はいままでと逆向きとな
り、第２図における期間t4→t6に実線および点線で示す
様な経過をたどる。この間における一次電流i1Bの変化
は実線に示す通りである。次いで時点t7で再びS1がトリ
ガーされて導通状態となり、以下この過程をくり返すこ
とによって結局t1→t7の期間Toを一周期とする高周波高
電圧v2が出端子３、４から該容量性負荷５に印加される
のである。 この場合、一般にCo》a2Ckに選ぶとv2をもっとも大き
く出来て好適である。一次および二次巻線の抵抗および
負荷抵抗分Rkが無視できるほど小さい場合には、t1→t3
の過渡振動の一周期は近似的に次式で与えられる。 Ｌ＝l0＋l0＋l2′ （２） 但し、l1＝一次巻線OA,ないしOBのもれインダクタン
ス,l2′＝二次巻線のもれインダクタンスl2の一次側換
算値＝l2/a2,Ck′＝Ckの一次側換算値＝a2Ckである。し
たがって、本発明にあってはS1,S2に供給する制御信号
の時間間隔θ＝t4−t1は式（１）で与えられる過渡振動
期間Ｔに対して、一般にΘ≧Ｔにとる必要があり、した
がって正・負の各半波より成る交流出力高電圧の実効周
期To＝t7−t1はTo＞2Tとなる。 以上の結果として、『別発明』においてはS1,S2を含
む二つの回路『Ｍ−Ｏ−Ａ−Ｎ』と『Ｍ−Ｏ−Ｂ−Ｎ』
にはそれぞれ交互に第２図のi1A,i1Bで示す電流が流
れ、該容量性負荷５の両端３−４間には同図のv2で与え
られる高周波高電圧が印加されるのである。 しかし、いま負荷５と出力端子３、４の間の接続が断
線等の事故で切れ、出力端子３、４の両端が開放状態と
なると、第２図に示された過渡振動が発生しなくなり、
S1,S2のいずれか一方、又は双方が導通状態を持続し、
電源から直ちに短絡電流が流されて、これらの素子と整
流器８を焼損、電源が大きな損傷を受ける。この焼損事
故は瞬時に発生するので、通常のヒューズ等では防ぎき
れず、これが『別電源』使用に当って大きな実用上の問
題点となっていた。本発明は、別発明における上記の如
き出力端開放時の事故を完全な防止することを目的とす
る。 ［問題を解決するための手段］ 本発明は、出力端子３、４の間に負荷５と並列に固定
の保護用コンデンサーを接続しておくことにより上記問
題点を解決する。 ［作 用］ 出力端子３、４間に保護用コンデンサーが接続されて
いるため、たとえ万一負荷ちの３、４との接続が切れて
も、第２図に示された過渡振動は常に発生し、上述の事
故発生が防止される。この場合正常運転の時は、式
（１）に用いる負荷静電容量の一次側換算値Ck′が、保
護用コンデンサーの静電容量Cpに対応する分だけ増え
て、 Ck′＝a2（Ck＋Cp） （３） となる。又負荷５の接続が切れた時はCk′としては、次
の値を用いねばならなくなる。 Ck′＝a2Cp （４） ［実施例］ 本発明の実施例を第３図に示す。図における１より17
までの番号で示された要素、およびCk,Rk,A,B,M,N,O,L
1,L2,S1,S2,D1,D2の記号で示された要素の名称および機
能は第１図の同一番号，記号でされた要素のそれと同じ
である。また本発明の高周波高電圧発生に関する基本動
作は第１図、第２図に示された『別発明』の基本動作と
何等変る所がないので説明を省略する。 第３図において18は出力端子3,4の間に負荷５と並列
に接続された本発明の特徴をなす保護用コンデンサー
で、その静電容量Cpは負荷静電容量Ckの少なくとも数分
の一以上とする。F1は端子M,O間に挿入された過電流保
護用のヒューズ,F2,F3は低圧交流電源７の出力端子19,2
0と両波整流器８の入力端子21,22との間に挿入せるヒュ
ーズで、いずれも万一負荷５が事故により短絡した際に
生ずる過電流に対して、両波整流器8,外部制御型スイッ
チ素子S1,S2,昇圧変圧器２を保護する。特にスイッチF1
はこの短絡保護作用に効果が極めて大きく、その挿入位
置は単にＭとＯの間のみでなく、Coの他端Ｎと接地端子
Ｎ′との間に挿入してもよい。又F1と別個に、あるいは
F1の変りにＮ′とS1およびＮ′とS2の間にそれぞれヒュ
ーズを挿入してもよい。更に一般にはＭ−Ｏ−Ａ−S1−
Ｎ′−ＮおよびＭ−Ｏ−Ｂ−S2−Ｎ′−Ｎの回路の少な
くともいずれか一方に、好ましくは両方にヒューズを挿
入するのが短絡損傷防止上是非必要である。 ［発明の効果］ 本発明は叙上の如き作用を有することから保護用コン
デンサー18の出力端子3,4間への接続により上記説明の
如く、端子3,4間が開放状態となっても本電源が損傷す
ることが完全に防止できる。またヒューズF1の使用によ
り端子3,4間が短絡状態になっても本電源が損傷するこ
とが完全に防げる。 尚、本発明の電源では、外部制御型スイッチ素子S1,S
2としてシリコン制御整流素子の代りに電力用トランジ
スター,FETトランジスター，トライアック,GTO等適当な
如何なるスイッチをも用いることも出来る。また、充電
用直流電源９として三相ないし多相のダイオード・ブリ
ッジを組合せたものを用いることも出来る。
【図面の簡単な説明】
第１図は別発明の原理を示す回路図，第２図は別発明お
よび本発明の電源の出電圧力，および昇圧変圧器一次お
よび二次電流の波形を示す図，第３図は本発明の実施例
を示す回路図である。 v2……出力電圧 i2……出力電流 i1A,i1B……昇圧変圧器一次電流 １……高周波用昇圧変圧器 ２……二次巻線 ５……容量性負荷 ６……電源コンデンサー ９……充電用直流電源 10……一次巻線 S1,S2……シリコン制御整流素子 D1,D2……ダイオード素子 L1,L2……振動用インダクタンス 13……制御電源 18……保護用コンデンサー F1,F2,F3……ヒューズ
よび本発明の電源の出電圧力，および昇圧変圧器一次お
よび二次電流の波形を示す図，第３図は本発明の実施例
を示す回路図である。 v2……出力電圧 i2……出力電流 i1A,i1B……昇圧変圧器一次電流 １……高周波用昇圧変圧器 ２……二次巻線 ５……容量性負荷 ６……電源コンデンサー ９……充電用直流電源 10……一次巻線 S1,S2……シリコン制御整流素子 D1,D2……ダイオード素子 L1,L2……振動用インダクタンス 13……制御電源 18……保護用コンデンサー F1,F2,F3……ヒューズ
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．中点付き低圧側一次巻線10と両端を出力端子３、４
とする高圧側二次巻線２を有する高周波用昇圧変圧器１
の該一次巻線中線Ｏに、充電用直流電源９を具備せる電
源コンデンサー６の一端Ｍを接続し、該一次巻線の両端
A,Bをそれぞれ振動用インダクタンスL1,L2および該コン
デンサー充電電圧の放電方向を導通方向とせる外部制御
型スイッチ素子S1,S2に直列接続の上、該コンデンサー
６の他端Ｎに接続し、かつ、該外部制御型スイッチ素子
S1,S2のそれぞれに逆並列にダイオード素子D1,D2を接続
し、制御電源13から導通トリガー用制御信号を該スイッ
チ素子S1,S2の制御端子16,17に交互に供給して該外部制
御型スイッチ素子S1,S2を交互にオン・オフせしめる非
線形容量性負荷用高周波高圧電源において、該出力端子
3,4の間に、非線形容量性負荷の静電容量Ckの少なくと
も数分の１以上の静電容量Ckを有する保護用コンデンサ
ー18を該非線形容量性負荷５と並列に接続したことを特
徴とする非線形容量性負荷用高周波高圧電源。 ２．特許請求の範囲１に記載の装置において、該電源コ
ンデンサー６の一端Ｍより該一次巻線中点Ｏ、該端子
Ａ、接続端子Ｎ′を経て該コンデンサー６の他端Ｎに至
る回路、およびＭよりＯ、該端子B,N′を経てＮに至る
いま一つの回路の中少なくともいずれか一つの回路の途
中に直列に少なくとも１個のヒューズを挿入することを
特徴とする非線形容量性負荷用高周波高圧電源。 ３．特許請求の範囲２に記載の装置において、端子対M,
O間およびＮ′,N間の中少なくとも一つの端子対の間に
該ヒューズを挿入することを特徴とする非線形容量性負
荷用高周波高圧電源。 ４．特許請求の範囲３に記載の装置において、端子対M,
O間に該ヒューズを挿入することを特徴とする非線形容
量性負荷用高周波高圧電源。 ５．特許請求の範囲３に記載の装置において、端子対
Ｎ′,N間に該ヒューズを挿入することを特徴とする非線
形容量性負荷用高周波高圧電源。 ６．特許請求の範囲２に記載の装置において、ＡよりＮ
に至る回路部分およびＢよりＮに至る回路部分の両方に
該ヒューズを直列に挿入することを特徴とする非線形容
量性負荷用高周波高圧電源。 ７．特許請求の範囲６に記載の装置において、S1とＮの
間およびS2とＮの間にそれぞれ該ヒューズを挿入するこ
とを特徴とする非線形容量性負荷用高周波高圧電源。 ８．特許請求の範囲１より７までのいずれか１項に記載
の装置において該外部制御型スイッチ素子がシリコン制
御整流素子であることを特徴する非線形容量性負荷用高
周波高圧電源。 ９．特許請求の範囲１より７までのいずれか１項に記載
の装置において、該外部制御型スイッチ素子がFET型ト
ランジスターであることを特徴とする非線形容量性負荷
用高周波高圧電源。 １０．特許請求の範囲１より９までのいずれか１項に記
載の装置において、該ダイオード素子D1,D2に小インダ
クタンス11,12をそれぞれ直列接続の上、これらを、該
外部制御型スイッチ素子S1,S2に逆並列に接続したこと
を特徴とする非線形容量性負荷用高周波高圧電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62000854A JP2698867B2 (ja) | 1987-01-06 | 1987-01-06 | 非線形容量性負荷用高周波高圧電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62000854A JP2698867B2 (ja) | 1987-01-06 | 1987-01-06 | 非線形容量性負荷用高周波高圧電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63171169A JPS63171169A (ja) | 1988-07-14 |
| JP2698867B2 true JP2698867B2 (ja) | 1998-01-19 |
Family
ID=11485231
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62000854A Expired - Fee Related JP2698867B2 (ja) | 1987-01-06 | 1987-01-06 | 非線形容量性負荷用高周波高圧電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2698867B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS49114737A (ja) * | 1973-03-08 | 1974-11-01 | ||
| JPS5225225U (ja) * | 1975-08-12 | 1977-02-22 | ||
| JPS5376320A (en) * | 1976-12-18 | 1978-07-06 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter for transistor |
-
1987
- 1987-01-06 JP JP62000854A patent/JP2698867B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63171169A (ja) | 1988-07-14 |
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