JPH10201241A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH10201241A JPH10201241A JP9005066A JP506697A JPH10201241A JP H10201241 A JPH10201241 A JP H10201241A JP 9005066 A JP9005066 A JP 9005066A JP 506697 A JP506697 A JP 506697A JP H10201241 A JPH10201241 A JP H10201241A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】直流電源として特別な構成のものを用いず、大
型化したり電力変換効率を低下させたりすることなく負
荷への供給電力を調節可能とした電力変換装置を提供す
る。 【解決手段】スイッチトキャパシタとインバータ回路と
からなる電源部から階段状かつ正弦波形状の交流電圧を
出力する。電源部の出力電圧は、１次巻線にコンデンサ
Ｃ4 を並列接続したリーケージトトランスＴ1 を介して
負荷３に印加される。リーケージトランスＴ1 のリーケ
ージ成分とコンデンサＣ4 とによりフィルタ要素が形成
され、タイミング制御回路ＣＮによりスイッチング素子
Ｓ1 〜Ｓ10のオンオフのタイミングを制御すると、負荷
３への供給電力が制御される。
型化したり電力変換効率を低下させたりすることなく負
荷への供給電力を調節可能とした電力変換装置を提供す
る。 【解決手段】スイッチトキャパシタとインバータ回路と
からなる電源部から階段状かつ正弦波形状の交流電圧を
出力する。電源部の出力電圧は、１次巻線にコンデンサ
Ｃ4 を並列接続したリーケージトトランスＴ1 を介して
負荷３に印加される。リーケージトランスＴ1 のリーケ
ージ成分とコンデンサＣ4 とによりフィルタ要素が形成
され、タイミング制御回路ＣＮによりスイッチング素子
Ｓ1 〜Ｓ10のオンオフのタイミングを制御すると、負荷
３への供給電力が制御される。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、不連続波形の交流
電圧を発生する電源部を用いるとともに負荷への供給電
力を調節可能とした電力変換装置に関するものである。
電圧を発生する電源部を用いるとともに負荷への供給電
力を調節可能とした電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】本件発明者は、スイッチトキャパシタお
よびインバータ回路を併用することによって直流から交
流に電力変換する電力変換装置を従来より提案してき
た。図１０に、この種の電力変換装置の一例を示す。ス
イッチトキャパシタとしては、３個のキャパシタＣ1 〜
Ｃ3 を備えたものを図示してある。また、直流電源Ｅの
正極とキャパシタＣ1 との間には充電用スイッチング素
子Ｓ1 を挿入し、キャパシタＣ2 ，Ｃ3 と直流電源Ｅの
各極との間にはそれぞれ充電用スイッチング素子Ｓ2 〜
Ｓ5 を挿入してある。さらに、各キャパシタＣ1 〜Ｃ3
と充電用スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ4 との接続点
に一端を接続し他端を共通に接続した放電用スイッチン
グ素子Ｓ8 〜Ｓ10を設け、キャパシタＣ1 の正極とキャ
パシタＣ2 の負極との間およびキャパシタＣ2 の正極と
キャパシタＣ3 の負極との間にそれぞれ放電用スイッチ
ング素子Ｓ6 ，Ｓ7 を挿入してある。充電用スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜
Ｓ10のオンオフのタイミングはタイミング制御回路ＣＮ
により制御され、放電用スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10を
共通に接続した接続点の電位を階段状に変化させる。
よびインバータ回路を併用することによって直流から交
流に電力変換する電力変換装置を従来より提案してき
た。図１０に、この種の電力変換装置の一例を示す。ス
イッチトキャパシタとしては、３個のキャパシタＣ1 〜
Ｃ3 を備えたものを図示してある。また、直流電源Ｅの
正極とキャパシタＣ1 との間には充電用スイッチング素
子Ｓ1 を挿入し、キャパシタＣ2 ，Ｃ3 と直流電源Ｅの
各極との間にはそれぞれ充電用スイッチング素子Ｓ2 〜
Ｓ5 を挿入してある。さらに、各キャパシタＣ1 〜Ｃ3
と充電用スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ4 との接続点
に一端を接続し他端を共通に接続した放電用スイッチン
グ素子Ｓ8 〜Ｓ10を設け、キャパシタＣ1 の正極とキャ
パシタＣ2 の負極との間およびキャパシタＣ2 の正極と
キャパシタＣ3 の負極との間にそれぞれ放電用スイッチ
ング素子Ｓ6 ，Ｓ7 を挿入してある。充電用スイッチン
グ素子Ｓ1 〜Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜
Ｓ10のオンオフのタイミングはタイミング制御回路ＣＮ
により制御され、放電用スイッチング素子Ｓ8 〜Ｓ10を
共通に接続した接続点の電位を階段状に変化させる。
【０００３】一方、インバータ回路は、スイッチング素
子Ｓａ〜Ｓｄをブリッジ接続したものであって、それぞ
れスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを直列接続した各アーム
におけるスイッチング素子Ｓａ，ＳｂおよびＳｃ，Ｓｄ
の接続点間にリーケージトランスＴ1 の１次巻線および
コンデンサＣ4 の並列回路を接続し、リーケージトラン
スＴ1 の２次巻線には負荷３を接続してある。この種の
インバータ回路は周知のものであって、ブリッジ回路の
対角位置に配置されたスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄおよ
びＳｂ，Ｓｃを同時にオンにする期間を設けるととも
に、各アームのスイッチング素子Ｓａ，ＳｂおよびＳ
ｃ，Ｓｄが同時にオンにならないように制御し、かつス
イッチング素子Ｓａ，Ｓｄを同時にオンにする期間とス
イッチング素子Ｓｂ，Ｓｃを同時にオンにする期間とを
交互に発生させることによって、負荷３に印加される電
圧の極性を交番させるようになっている。スイッチング
素子Ｓａ〜Ｓｄのオンオフはスイッチトキャパシタの充
電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ 5 や放電用スイッチング
素子Ｓ6 〜Ｓ10と同様にタイミング制御回路ＣＮにより
制御される。
子Ｓａ〜Ｓｄをブリッジ接続したものであって、それぞ
れスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを直列接続した各アーム
におけるスイッチング素子Ｓａ，ＳｂおよびＳｃ，Ｓｄ
の接続点間にリーケージトランスＴ1 の１次巻線および
コンデンサＣ4 の並列回路を接続し、リーケージトラン
スＴ1 の２次巻線には負荷３を接続してある。この種の
インバータ回路は周知のものであって、ブリッジ回路の
対角位置に配置されたスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄおよ
びＳｂ，Ｓｃを同時にオンにする期間を設けるととも
に、各アームのスイッチング素子Ｓａ，ＳｂおよびＳ
ｃ，Ｓｄが同時にオンにならないように制御し、かつス
イッチング素子Ｓａ，Ｓｄを同時にオンにする期間とス
イッチング素子Ｓｂ，Ｓｃを同時にオンにする期間とを
交互に発生させることによって、負荷３に印加される電
圧の極性を交番させるようになっている。スイッチング
素子Ｓａ〜Ｓｄのオンオフはスイッチトキャパシタの充
電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ 5 や放電用スイッチング
素子Ｓ6 〜Ｓ10と同様にタイミング制御回路ＣＮにより
制御される。
【０００４】したがって、スイッチトキャパシタにより
階段状に変化する電圧を発生させ、インバータ回路によ
り負荷３に印加する電圧の極性を交番させることができ
るのであって、スイッチトキャパシタとインバータ回路
とを適宜に制御することで階段状に変化する（つまり不
連続波形である）正弦波形状の交流電圧を負荷３に印加
することが可能になるのである。
階段状に変化する電圧を発生させ、インバータ回路によ
り負荷３に印加する電圧の極性を交番させることができ
るのであって、スイッチトキャパシタとインバータ回路
とを適宜に制御することで階段状に変化する（つまり不
連続波形である）正弦波形状の交流電圧を負荷３に印加
することが可能になるのである。
【０００５】ところで、タイミング制御回路ＣＮは、各
充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5、放電用スイッチン
グ素子Ｓ6 〜Ｓ10、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを図１
１に示すようなタイミングで制御する。いま、図１０に
示す回路が定常動作を行なっているものとして動作を説
明する。まず、時刻ｔ0 において充電用スイッチング素
子Ｓ1 〜Ｓ5 をすべてオンにし、かつ放電用スイッチン
グ素子Ｓ10をオンにする。このとき、各キャパシタＣ1
〜Ｃ3 の両端電圧は直流電源Ｅの両端電圧にほぼ一致す
る電圧まで充電され、インバータ回路に印加される電圧
Ｖ1は図１１（ｏ）のように直流電源Ｅの電圧にほぼ等
しくなる。
充電用スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5、放電用スイッチン
グ素子Ｓ6 〜Ｓ10、スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄを図１
１に示すようなタイミングで制御する。いま、図１０に
示す回路が定常動作を行なっているものとして動作を説
明する。まず、時刻ｔ0 において充電用スイッチング素
子Ｓ1 〜Ｓ5 をすべてオンにし、かつ放電用スイッチン
グ素子Ｓ10をオンにする。このとき、各キャパシタＣ1
〜Ｃ3 の両端電圧は直流電源Ｅの両端電圧にほぼ一致す
る電圧まで充電され、インバータ回路に印加される電圧
Ｖ1は図１１（ｏ）のように直流電源Ｅの電圧にほぼ等
しくなる。
【０００６】次に、時刻ｔ1 においてすべての充電用ス
イッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 をオフにし、放電用スイッチ
ング素子Ｓ6 ，Ｓ9 のみをオンにする。これによって、
キャパシタＣ1 ，Ｃ2 が直列接続され、インバータ回路
に印加される電圧Ｖ1は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ２
倍になる。さらに時刻ｔ2 において、この状態から放電
用スイッチング素子Ｓ9 をオフにし、スイッチング素子
Ｓ7 ，Ｓ8 をオンにすれば、すべてのキャパシタＣ1 〜
Ｃ3 を直列に接続したことになり、インバータ回路に印
加される電圧Ｖ1は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ３倍に
なる。
イッチング素子Ｓ1 〜Ｓ5 をオフにし、放電用スイッチ
ング素子Ｓ6 ，Ｓ9 のみをオンにする。これによって、
キャパシタＣ1 ，Ｃ2 が直列接続され、インバータ回路
に印加される電圧Ｖ1は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ２
倍になる。さらに時刻ｔ2 において、この状態から放電
用スイッチング素子Ｓ9 をオフにし、スイッチング素子
Ｓ7 ，Ｓ8 をオンにすれば、すべてのキャパシタＣ1 〜
Ｃ3 を直列に接続したことになり、インバータ回路に印
加される電圧Ｖ1は直流電源Ｅの両端電圧のほぼ３倍に
なる。
【０００７】時刻ｔ3 においては時刻ｔ1 と同じ状態に
設定し、時刻ｔ4 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ5 では時刻ｔ4 の状態をそのまま保
つ。以後、上述の動作を繰り返すことによって、インバ
ータ回路に印加される電圧Ｖ 1 は階段状に電圧が上下す
る脈流波形状になる。一方、インバータ回路を構成する
スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄは、図１１（ｋ）〜（ｎ）
に示すように、上述した充電用スイッチング素子Ｓ1 〜
Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10の期間ｔ
0 〜ｔ5 の一連の動作ごとに、リーケージトランスＴ2
に印加する電圧極性を反転させる。つまり、期間ｔ0 〜
ｔ5 はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオン、スイッチン
グ素子Ｓｂ，Ｓｃをオフにするのであり、期間ｔ5 〜ｔ
10はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオフ、スイッチング
素子Ｓｂ，Ｓｃをオンにするのである。このようにし
て、リーケージトランスＴ 1 の１次巻線に印加される電
圧は、階段状に電圧が変化し、かつ全体としては正弦波
交流波形状に電圧が変化することになる。
設定し、時刻ｔ4 においては時刻ｔ 0 と同じ状態に設定
する。また、時刻ｔ5 では時刻ｔ4 の状態をそのまま保
つ。以後、上述の動作を繰り返すことによって、インバ
ータ回路に印加される電圧Ｖ 1 は階段状に電圧が上下す
る脈流波形状になる。一方、インバータ回路を構成する
スイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄは、図１１（ｋ）〜（ｎ）
に示すように、上述した充電用スイッチング素子Ｓ1 〜
Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10の期間ｔ
0 〜ｔ5 の一連の動作ごとに、リーケージトランスＴ2
に印加する電圧極性を反転させる。つまり、期間ｔ0 〜
ｔ5 はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオン、スイッチン
グ素子Ｓｂ，Ｓｃをオフにするのであり、期間ｔ5 〜ｔ
10はスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄをオフ、スイッチング
素子Ｓｂ，Ｓｃをオンにするのである。このようにし
て、リーケージトランスＴ 1 の１次巻線に印加される電
圧は、階段状に電圧が変化し、かつ全体としては正弦波
交流波形状に電圧が変化することになる。
【０００８】上述の説明から明らかなように、スイッチ
トキャパシタを構成する充電用スイッチング素子Ｓ1 〜
Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10と、イン
バータ回路を構成するスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄとは
互いに連動するように制御される。ここにおいて、リー
ケージトランスＴ1 に印加される電圧は階段状に変化す
るものであるが、リーケージトランスＴ1 のリーケージ
成分とコンデンサＣ4 とがフィルタとして機能するか
ら、スイッチトキャパシタの階段状の不連続波形を図１
１（ｐ）のようなほぼ連続した波形に成形することがで
き、正弦波形状の交流電圧Ｖ2 を負荷３に印加すること
ができるのである。またリーケージトランスＴ 1 の巻比
を適宜に設定することによって負荷３への印加電圧を所
望値に設計できるようになっている。
トキャパシタを構成する充電用スイッチング素子Ｓ1 〜
Ｓ5 および放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ10と、イン
バータ回路を構成するスイッチング素子Ｓａ〜Ｓｄとは
互いに連動するように制御される。ここにおいて、リー
ケージトランスＴ1 に印加される電圧は階段状に変化す
るものであるが、リーケージトランスＴ1 のリーケージ
成分とコンデンサＣ4 とがフィルタとして機能するか
ら、スイッチトキャパシタの階段状の不連続波形を図１
１（ｐ）のようなほぼ連続した波形に成形することがで
き、正弦波形状の交流電圧Ｖ2 を負荷３に印加すること
ができるのである。またリーケージトランスＴ 1 の巻比
を適宜に設定することによって負荷３への印加電圧を所
望値に設計できるようになっている。
【０００９】この回路構成では、スイッチング素子Ｓ1
〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄをスイッチングさせる周波数を高く
することによって、各キャパシタＣ1 〜Ｃ3 の１回の充
放電のエネルギを小さくすることができるから、キャパ
シタＣ1 〜Ｃ3 の容量を小さくすることができ、小型の
電力変換装置を提供することが可能になる。
〜Ｓ10，Ｓａ〜Ｓｄをスイッチングさせる周波数を高く
することによって、各キャパシタＣ1 〜Ｃ3 の１回の充
放電のエネルギを小さくすることができるから、キャパ
シタＣ1 〜Ｃ3 の容量を小さくすることができ、小型の
電力変換装置を提供することが可能になる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記構成に
おいて負荷３に印加する電圧を調節するには、図１０に
図示しているように直流電源Ｅの出力電圧を可変にする
ことが考えられる。しかしながら、このように直流電源
Ｅの出力電圧を可変にすると、特別な構成の直流電源Ｅ
が必要になって装置が大型化したり、電力変換効率が低
下したりするという問題が生じる。
おいて負荷３に印加する電圧を調節するには、図１０に
図示しているように直流電源Ｅの出力電圧を可変にする
ことが考えられる。しかしながら、このように直流電源
Ｅの出力電圧を可変にすると、特別な構成の直流電源Ｅ
が必要になって装置が大型化したり、電力変換効率が低
下したりするという問題が生じる。
【００１１】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、直流電源として特別な構成のものを
用いずに電源部の出力電圧波形を制御する構成を採用す
ることによって、装置を大型化したり電力変換効率を低
下させたりすることなく負荷への供給電力を調節可能と
した電力変換装置を提供することにある。
あり、その目的は、直流電源として特別な構成のものを
用いずに電源部の出力電圧波形を制御する構成を採用す
ることによって、装置を大型化したり電力変換効率を低
下させたりすることなく負荷への供給電力を調節可能と
した電力変換装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、不連
続な正弦波状波形の交流を出力する電源部と、電源部の
出力電圧波形をほぼ連続した波形に成形するフィルタ要
素とを備え、電源部の出力電圧の周波数成分比を変化さ
せることによりフィルタ要素を通して負荷に供給される
電力を調整するものである。この構成によれば、電源部
の出力電圧の波形を制御することによってフィルタ要素
を通過する電力量を調節するから、電源部の電源として
は特別なものを用いる必要がなく、電源部として出力電
圧波形を変化させることができる回路構成を採用するだ
けで負荷への供給電力を容易に調節することができる。
その結果、装置が大型化したり電力変換効率を低下させ
ることなく負荷への供給電力を調節することが可能にな
る。
続な正弦波状波形の交流を出力する電源部と、電源部の
出力電圧波形をほぼ連続した波形に成形するフィルタ要
素とを備え、電源部の出力電圧の周波数成分比を変化さ
せることによりフィルタ要素を通して負荷に供給される
電力を調整するものである。この構成によれば、電源部
の出力電圧の波形を制御することによってフィルタ要素
を通過する電力量を調節するから、電源部の電源として
は特別なものを用いる必要がなく、電源部として出力電
圧波形を変化させることができる回路構成を採用するだ
けで負荷への供給電力を容易に調節することができる。
その結果、装置が大型化したり電力変換効率を低下させ
ることなく負荷への供給電力を調節することが可能にな
る。
【００１３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、フィルタ要素が圧電トランスよりなるものである。
この構成によれば、フィルタ要素として小型のものを用
いることになるから、小型化かつ低背化が可能になる。
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明にお
いて、電源部が、複数個のキャパシタと、直流電源から
キャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイッチン
グ素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電経路に
挿入された放電用スイッチング素子と、充電用スイッチ
ング素子および放電用スイッチング素子のオンオフのタ
イミングを制御することにより出力電圧波形を段階的に
変化する脈流波形状とするタイミング制御回路とからな
るスイッチトキャパシタを備え、スイッチトキャパシタ
の出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転させて
圧電トランスに印加するインバータ回路を備え、タイミ
ング制御回路による上記タイミングを制御することによ
り出力電圧の周波数成分比を変化させるものである。こ
の構成によれば、電源部を小型化することが可能であ
り、しかもスイッチング素子の動作タイミングを制御す
るだけで出力電圧波形を容易に制御することが可能であ
る。
て、フィルタ要素が圧電トランスよりなるものである。
この構成によれば、フィルタ要素として小型のものを用
いることになるから、小型化かつ低背化が可能になる。
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明にお
いて、電源部が、複数個のキャパシタと、直流電源から
キャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイッチン
グ素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電経路に
挿入された放電用スイッチング素子と、充電用スイッチ
ング素子および放電用スイッチング素子のオンオフのタ
イミングを制御することにより出力電圧波形を段階的に
変化する脈流波形状とするタイミング制御回路とからな
るスイッチトキャパシタを備え、スイッチトキャパシタ
の出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転させて
圧電トランスに印加するインバータ回路を備え、タイミ
ング制御回路による上記タイミングを制御することによ
り出力電圧の周波数成分比を変化させるものである。こ
の構成によれば、電源部を小型化することが可能であ
り、しかもスイッチング素子の動作タイミングを制御す
るだけで出力電圧波形を容易に制御することが可能であ
る。
【００１４】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、放電灯を負荷とし、フィルタ要素は
放電灯を安定に点灯維持することができる電圧を出力す
るものである。この構成は望ましい実施態様である。請
求項５の発明は、不連続な正弦波状波形の交流を出力す
る電源部と、圧電素子を挟んで一対の入力電極を対向配
置した駆動部から所定距離だけ離して圧電素子に出力電
極を設けて発電部が形成されたトランスであって電源部
の出力電圧波形をほぼ連続した波形に成形するとともに
電源部の出力電圧を電圧変換して負荷に印加する圧電ト
ランスとを備え、電源部は、複数個のキャパシタと、直
流電源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電用
スイッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへの
放電経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充電
用スイッチング素子および放電用スイッチング素子のオ
ンオフのタイミングを制御することにより出力電圧波形
を段階的に変化する脈流波形状とするタイミング制御回
路とからなるスイッチトキャパシタを備えるとともに、
スイッチトキャパシタの出力電圧の極性を脈流波形の１
周期ごとに反転させて圧電トランスに印加するインバー
タ回路を備え、タイミング制御回路による上記タイミン
グを制御することにより出力電圧の周波数成分比を変化
させるものである。この構成によれば、請求項１ないし
請求項３の発明と同様の効果を奏する。
３の発明において、放電灯を負荷とし、フィルタ要素は
放電灯を安定に点灯維持することができる電圧を出力す
るものである。この構成は望ましい実施態様である。請
求項５の発明は、不連続な正弦波状波形の交流を出力す
る電源部と、圧電素子を挟んで一対の入力電極を対向配
置した駆動部から所定距離だけ離して圧電素子に出力電
極を設けて発電部が形成されたトランスであって電源部
の出力電圧波形をほぼ連続した波形に成形するとともに
電源部の出力電圧を電圧変換して負荷に印加する圧電ト
ランスとを備え、電源部は、複数個のキャパシタと、直
流電源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電用
スイッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへの
放電経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充電
用スイッチング素子および放電用スイッチング素子のオ
ンオフのタイミングを制御することにより出力電圧波形
を段階的に変化する脈流波形状とするタイミング制御回
路とからなるスイッチトキャパシタを備えるとともに、
スイッチトキャパシタの出力電圧の極性を脈流波形の１
周期ごとに反転させて圧電トランスに印加するインバー
タ回路を備え、タイミング制御回路による上記タイミン
グを制御することにより出力電圧の周波数成分比を変化
させるものである。この構成によれば、請求項１ないし
請求項３の発明と同様の効果を奏する。
【００１５】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
５の発明において、電源部の出力電圧が休止期間を持つ
とともに休止期間を調節可能としたものである。この構
成は望ましい実施態様である。
５の発明において、電源部の出力電圧が休止期間を持つ
とともに休止期間を調節可能としたものである。この構
成は望ましい実施態様である。
【００１６】
（実施形態１）本実施形態の回路は図１（ａ）に示すよ
うに、図１０に示した回路と同様のものを用いる。すな
わち、スイッチトキャパシタおよびインバータ回路によ
り電源部を構成してある。ただし、直流電源Ｅの出力電
圧は一定になっている。本実施形態はタイミング制御回
路ＣＮによる放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ8 のオン
期間を制御することによって、負荷３への供給電力を制
御することを特徴としている。
うに、図１０に示した回路と同様のものを用いる。すな
わち、スイッチトキャパシタおよびインバータ回路によ
り電源部を構成してある。ただし、直流電源Ｅの出力電
圧は一定になっている。本実施形態はタイミング制御回
路ＣＮによる放電用スイッチング素子Ｓ6 〜Ｓ8 のオン
期間を制御することによって、負荷３への供給電力を制
御することを特徴としている。
【００１７】すなわち、図１０に示した回路におけるリ
ーケージトランスＴ1 の１次巻線への印加電圧は、図１
（ｂ）に示すような階段状の不連続な波形であって、全
体としてはほぼ正弦波交流波形状になっている。ここ
で、放電用スイッチング素子Ｓ 6 〜Ｓ8 のオン期間を制
御すると、階段状の波形のうち電圧の絶対値がもっとも
高くなる期間Ｗ1 が変化することになる。
ーケージトランスＴ1 の１次巻線への印加電圧は、図１
（ｂ）に示すような階段状の不連続な波形であって、全
体としてはほぼ正弦波交流波形状になっている。ここ
で、放電用スイッチング素子Ｓ 6 〜Ｓ8 のオン期間を制
御すると、階段状の波形のうち電圧の絶対値がもっとも
高くなる期間Ｗ1 が変化することになる。
【００１８】いま、図１に示す階段状の波形が正弦波に
もっとも近い状態（つまり、階段状波形に含まれる基本
波成分が最大になる状態）から期間Ｗ1 を短くする方向
に変化させたとする。この場合、階段状波形に含まれる
高周波成分が増加することになる。つまり、期間Ｗ1 が
短くなることによって、１周期あたりの全エネルギが減
少するとともに、基本波成分が減少し、かつ高周波成分
が増加する。いま、階段状波形を基本波成分の周波数で
ある基本周波数の整数倍の成分の和で表すものとすると
（フーリエ変換などを施せばよい）、図２に示すよう
に、基本周波数ｆ 0 と基本周波数の整数倍成分ｆ1 ，ｆ
2 ，……との成分比で階段状波形に含まれる周波数成分
を示すことができる。しかして、期間Ｗ1 を変化させる
前の周波数成分が図２に実線で表す関係であったとし
て、期間Ｗ1 を短くすれば周波数成分は図２に破線で示
す関係に変化することになる。
もっとも近い状態（つまり、階段状波形に含まれる基本
波成分が最大になる状態）から期間Ｗ1 を短くする方向
に変化させたとする。この場合、階段状波形に含まれる
高周波成分が増加することになる。つまり、期間Ｗ1 が
短くなることによって、１周期あたりの全エネルギが減
少するとともに、基本波成分が減少し、かつ高周波成分
が増加する。いま、階段状波形を基本波成分の周波数で
ある基本周波数の整数倍の成分の和で表すものとすると
（フーリエ変換などを施せばよい）、図２に示すよう
に、基本周波数ｆ 0 と基本周波数の整数倍成分ｆ1 ，ｆ
2 ，……との成分比で階段状波形に含まれる周波数成分
を示すことができる。しかして、期間Ｗ1 を変化させる
前の周波数成分が図２に実線で表す関係であったとし
て、期間Ｗ1 を短くすれば周波数成分は図２に破線で示
す関係に変化することになる。
【００１９】一方、負荷３に電力を供給する経路にはフ
ィルタ要素として機能するリーケージトランスＴ1 およ
びコンデンサＣ4 を設けているから、リーケージトラン
スＴ 1 の１次巻線に印加される階段状波形の周波数成分
が変化すれば、フィルタを通過する電力が変化し、結果
的に負荷３への供給電力も変化することになる。要する
に、直流電源Ｅの出力電圧を変化させることなくタイミ
ング制御回路ＣＮの制御のみによって負荷３への供給電
力を調節することが可能になる。その結果、装置を大型
化させたり電力変換効率を低下させたりすることなく負
荷３への供給電力を容易に調節することができる。他の
構成および動作は図１０に示したものと同様である。
ィルタ要素として機能するリーケージトランスＴ1 およ
びコンデンサＣ4 を設けているから、リーケージトラン
スＴ 1 の１次巻線に印加される階段状波形の周波数成分
が変化すれば、フィルタを通過する電力が変化し、結果
的に負荷３への供給電力も変化することになる。要する
に、直流電源Ｅの出力電圧を変化させることなくタイミ
ング制御回路ＣＮの制御のみによって負荷３への供給電
力を調節することが可能になる。その結果、装置を大型
化させたり電力変換効率を低下させたりすることなく負
荷３への供給電力を容易に調節することができる。他の
構成および動作は図１０に示したものと同様である。
【００２０】ところで、図１０に示した構成ではリーケ
ージトランスＴ1 の１次巻線への印加電圧が３段階に変
化する階段波形状になっている。そこで、最大電圧の期
間Ｗ 1 を変化させるかわりに、３段のうち図３に示す中
間の電圧の期間Ｗ2 を変化させたり、図４に示すもっと
も低い電圧の期間Ｗ3 を変化させることも可能である。
これらの場合も、期間Ｗ2 ，Ｗ3 を制御することによっ
て負荷３への供給電力を調節することができる。
ージトランスＴ1 の１次巻線への印加電圧が３段階に変
化する階段波形状になっている。そこで、最大電圧の期
間Ｗ 1 を変化させるかわりに、３段のうち図３に示す中
間の電圧の期間Ｗ2 を変化させたり、図４に示すもっと
も低い電圧の期間Ｗ3 を変化させることも可能である。
これらの場合も、期間Ｗ2 ，Ｗ3 を制御することによっ
て負荷３への供給電力を調節することができる。
【００２１】また、もっとも低い電圧の期間Ｗ3 を変化
させる際に、極性が反転する前後で図５のように休止期
間Ｔを設けるようにしてもよい。この休止期間Ｔを変化
させることによっても周波数成分比を変化させることが
できる。この制御はスイッチング素子9 のオン期間のみ
の制御で実現することができるから、制御が簡単であ
る。
させる際に、極性が反転する前後で図５のように休止期
間Ｔを設けるようにしてもよい。この休止期間Ｔを変化
させることによっても周波数成分比を変化させることが
できる。この制御はスイッチング素子9 のオン期間のみ
の制御で実現することができるから、制御が簡単であ
る。
【００２２】期間Ｗ1 〜Ｗ3 は任意に組み合わせて制御
してもよい。また、スイッチトキャパシタを構成する各
スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10の状態の切換は一定時間間
隔である必要はなく、時間間隔を適宜に変化させてもよ
い。つまり、半周期の電圧波形が図１０に示したもので
は対称形になっているが、非対称形となるようにしても
よい。
してもよい。また、スイッチトキャパシタを構成する各
スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10の状態の切換は一定時間間
隔である必要はなく、時間間隔を適宜に変化させてもよ
い。つまり、半周期の電圧波形が図１０に示したもので
は対称形になっているが、非対称形となるようにしても
よい。
【００２３】（実施形態２）本実施形態は、図６に示す
ように、リーケージトランスＴ1 に代えて圧電トランス
Ｔ2 を用いるものである。圧電トランスＴ2 は直方体状
の圧電素子１１の長手方向の一端部に一対の入力電極１
２ａ，１２ｂを対向させて設け、長手方向の他端面に出
力電極１３を設けた形状を有している。両入力電極１２
ａ，１２ｂの間は駆動部１５として機能し、駆動部１５
から出力電極１３までの間で発電部１６が形成される。
ように、リーケージトランスＴ1 に代えて圧電トランス
Ｔ2 を用いるものである。圧電トランスＴ2 は直方体状
の圧電素子１１の長手方向の一端部に一対の入力電極１
２ａ，１２ｂを対向させて設け、長手方向の他端面に出
力電極１３を設けた形状を有している。両入力電極１２
ａ，１２ｂの間は駆動部１５として機能し、駆動部１５
から出力電極１３までの間で発電部１６が形成される。
【００２４】圧電トランスＴ2 は駆動部１５に交流電圧
を印加することによって圧電素子１１に機械的振動を生
じさせ、この機械的振動により生じる電圧を出力電極１
３から取り出すようにしたものである。しかして、機械
的振動には慣性があるから、等価的にはフィルタ回路と
して機能することになる。また、圧電トランスＴ2 は発
電部１６の長さ寸法に応じた共振周波数を有しており、
この共振周波数に近い周波数の電圧を入力電極１２ａ、
１２ｂに印加して圧電素子１１を共振させることによ
り、出力電極１３から大きく昇圧された電圧を得ること
ができるようになっている。
を印加することによって圧電素子１１に機械的振動を生
じさせ、この機械的振動により生じる電圧を出力電極１
３から取り出すようにしたものである。しかして、機械
的振動には慣性があるから、等価的にはフィルタ回路と
して機能することになる。また、圧電トランスＴ2 は発
電部１６の長さ寸法に応じた共振周波数を有しており、
この共振周波数に近い周波数の電圧を入力電極１２ａ、
１２ｂに印加して圧電素子１１を共振させることによ
り、出力電極１３から大きく昇圧された電圧を得ること
ができるようになっている。
【００２５】このように、圧電トランスＴ2 はフィルタ
要素としての機能と変圧要素としての機能とを兼ね備え
ているから、コンデンサＣ4 を設けることなくフィルタ
として作用させることができる。しかも、鉄芯に巻線を
設けたトランスに比較して圧電トランスＴ2 は小型化可
能であるから、全体としての小型化ないし低背化（薄型
化）につながる。
要素としての機能と変圧要素としての機能とを兼ね備え
ているから、コンデンサＣ4 を設けることなくフィルタ
として作用させることができる。しかも、鉄芯に巻線を
設けたトランスに比較して圧電トランスＴ2 は小型化可
能であるから、全体としての小型化ないし低背化（薄型
化）につながる。
【００２６】他の構成は図１０に示した構成と同様であ
る。ただし、図ではタイミング制御回路ＣＮは図示して
いない。また、各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10のスイッ
チングのタイミングは実施形態１と同様である。 （実施形態３）本実施形態は、図７に示すように、実施
形態２の構成において負荷３として冷陰極３２を持つ放
電灯３１を用い、放電灯３１の両端間にコンデンサＣ5
を接続したものである。この構成では、放電灯３１の始
動時に高電圧が必要であるが、圧電トランスＴ2 を用い
たことにより小型ながら高い昇圧比を得ることができ、
結果的に小型の装置を提供することが可能である。他の
構成および動作は実施形態２と同様である。
る。ただし、図ではタイミング制御回路ＣＮは図示して
いない。また、各スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ10のスイッ
チングのタイミングは実施形態１と同様である。 （実施形態３）本実施形態は、図７に示すように、実施
形態２の構成において負荷３として冷陰極３２を持つ放
電灯３１を用い、放電灯３１の両端間にコンデンサＣ5
を接続したものである。この構成では、放電灯３１の始
動時に高電圧が必要であるが、圧電トランスＴ2 を用い
たことにより小型ながら高い昇圧比を得ることができ、
結果的に小型の装置を提供することが可能である。他の
構成および動作は実施形態２と同様である。
【００２７】（実施形態４）本実施形態は、図８に示す
ように、図６に示した実施形態２の構成において、スイ
ッチトキャパシタを省略し、圧電トランスＴ2 の１次側
にコンデンサＣ4 を並列接続し、コンデンサＣ4 とイン
ダクタＬ1 との直列回路をインバータ回路の出力端間に
接続したものである。要するに、インバータ回路を用い
て直流電源Ｅから矩形波状の交流電圧を得る構成とし、
この交流電圧をフィルタに通すとともに圧電トランスＴ
2 で変圧して負荷３に供給するのである。各スイッチン
グ素子Ｓａ〜Ｓｄは図示しないタイミング制御回路によ
り制御される。
ように、図６に示した実施形態２の構成において、スイ
ッチトキャパシタを省略し、圧電トランスＴ2 の１次側
にコンデンサＣ4 を並列接続し、コンデンサＣ4 とイン
ダクタＬ1 との直列回路をインバータ回路の出力端間に
接続したものである。要するに、インバータ回路を用い
て直流電源Ｅから矩形波状の交流電圧を得る構成とし、
この交流電圧をフィルタに通すとともに圧電トランスＴ
2 で変圧して負荷３に供給するのである。各スイッチン
グ素子Ｓａ〜Ｓｄは図示しないタイミング制御回路によ
り制御される。
【００２８】ただし、インバータ回路を構成する各スイ
ッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの動作タイミングは図９のよう
に設定されている。すなわち、ブリッジ回路の各アーム
で直列接続されているスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂおよ
びＳｃ，Ｓｄは交互にオンオフさせ、かつ対角位置に設
けたスイッチング素子Ｓａ，ＳｄおよびＳｂ，Ｓｃは同
時にオンする期間の前後に各一方のみがオンする期間を
設けてある。図９に基づいて説明すれば、期間ｔ1 〜ｔ
2 ではスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄがオンになり、図８
におけるＡ点が正極、Ｂ点が負極になるから、図９
（ｅ）のようにＡ点−Ｂ点間に正電圧が印加される。次
に、期間ｔ2 〜ｔ3 ではスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｄが
オンになるから、Ａ点とＢ点はともに負極となってＡ点
−Ｂ点間には電圧が印加されず、期間ｔ3 〜ｔ4 におい
てスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃがオンになると、Ａ点が
負極、Ｂ点が正極になって、図９（ｅ）のようにＡ点−
Ｂ点間に負電圧が印加される。その後、期間ｔ4 〜ｔ5
ではスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄがオンになるから、Ａ
点とＢ点はともに正極となってＡ点−Ｂ点間には電圧が
印加されなくなる。このようにして、図９（ｆ）に示す
ようなほぼ連続した電圧波形の電圧を負荷３に印加する
ことができる。
ッチング素子Ｓａ〜Ｓｄの動作タイミングは図９のよう
に設定されている。すなわち、ブリッジ回路の各アーム
で直列接続されているスイッチング素子Ｓａ，Ｓｂおよ
びＳｃ，Ｓｄは交互にオンオフさせ、かつ対角位置に設
けたスイッチング素子Ｓａ，ＳｄおよびＳｂ，Ｓｃは同
時にオンする期間の前後に各一方のみがオンする期間を
設けてある。図９に基づいて説明すれば、期間ｔ1 〜ｔ
2 ではスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄがオンになり、図８
におけるＡ点が正極、Ｂ点が負極になるから、図９
（ｅ）のようにＡ点−Ｂ点間に正電圧が印加される。次
に、期間ｔ2 〜ｔ3 ではスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｄが
オンになるから、Ａ点とＢ点はともに負極となってＡ点
−Ｂ点間には電圧が印加されず、期間ｔ3 〜ｔ4 におい
てスイッチング素子Ｓｂ，Ｓｃがオンになると、Ａ点が
負極、Ｂ点が正極になって、図９（ｅ）のようにＡ点−
Ｂ点間に負電圧が印加される。その後、期間ｔ4 〜ｔ5
ではスイッチング素子Ｓａ，Ｓｄがオンになるから、Ａ
点とＢ点はともに正極となってＡ点−Ｂ点間には電圧が
印加されなくなる。このようにして、図９（ｆ）に示す
ようなほぼ連続した電圧波形の電圧を負荷３に印加する
ことができる。
【００２９】以上説明したように、Ａ点−Ｂ点間の電圧
は直流電源Ｅの出力電圧を絶対値として正負を交互に繰
り返し、かつ正負の反転の間に休止期間が存在する電圧
波形になる。そこで、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂとス
イッチング素子Ｓｃ，Ｓｄとの制御の位相差θをタイミ
ング制御回路によって調節すれば、Ａ点−Ｂ点間に電圧
を印加している期間Ｗ0 を変化させることができる。期
間Ｗ0 が変化すれば、Ａ点−Ｂ点間に印加される電圧波
形に含まれる周波数成分が変化するとともに、単位時間
あたりの供給電力が変化するから、結果的に負荷３への
供給電力を変化させることができる。
は直流電源Ｅの出力電圧を絶対値として正負を交互に繰
り返し、かつ正負の反転の間に休止期間が存在する電圧
波形になる。そこで、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂとス
イッチング素子Ｓｃ，Ｓｄとの制御の位相差θをタイミ
ング制御回路によって調節すれば、Ａ点−Ｂ点間に電圧
を印加している期間Ｗ0 を変化させることができる。期
間Ｗ0 が変化すれば、Ａ点−Ｂ点間に印加される電圧波
形に含まれる周波数成分が変化するとともに、単位時間
あたりの供給電力が変化するから、結果的に負荷３への
供給電力を変化させることができる。
【００３０】ところで、一般に圧電トランスＴ2 は容量
成分を持っているから、インバータ回路の出力電圧を印
加したときに突入電流が流れる可能性があるが、本実施
形態の回路構成では、圧電トランスＴ2 およびコンデン
サＣ4 の並列回路に対してインダクタＬ1 を直列接続し
たことによってチョークインプット型の回路が構成さ
れ、突入電流を軽減することができる。したがって、突
入電流によるストレスやノイズの発生を抑制することが
できる。
成分を持っているから、インバータ回路の出力電圧を印
加したときに突入電流が流れる可能性があるが、本実施
形態の回路構成では、圧電トランスＴ2 およびコンデン
サＣ4 の並列回路に対してインダクタＬ1 を直列接続し
たことによってチョークインプット型の回路が構成さ
れ、突入電流を軽減することができる。したがって、突
入電流によるストレスやノイズの発生を抑制することが
できる。
【００３１】
【発明の効果】請求項１の発明は、不連続な正弦波状波
形の交流を出力する電源部と、電源部の出力電圧波形を
ほぼ連続した波形に成形するフィルタ要素とを備え、電
源部の出力電圧の周波数成分比を変化させることにより
フィルタ要素を通して負荷に供給される電力を調整する
ものであり、電源部の出力電圧の波形を制御することに
よってフィルタ要素を通過する電力量を調節するから、
電源部の電源としては特別なものを用いる必要がなく、
電源部として出力電圧波形を変化させることができる回
路構成を採用するだけで負荷への供給電力を容易に調節
することができるという利点がある。その結果、装置が
大型化したり電力変換効率を低下させることなく負荷へ
の供給電力を調節することが可能になる。
形の交流を出力する電源部と、電源部の出力電圧波形を
ほぼ連続した波形に成形するフィルタ要素とを備え、電
源部の出力電圧の周波数成分比を変化させることにより
フィルタ要素を通して負荷に供給される電力を調整する
ものであり、電源部の出力電圧の波形を制御することに
よってフィルタ要素を通過する電力量を調節するから、
電源部の電源としては特別なものを用いる必要がなく、
電源部として出力電圧波形を変化させることができる回
路構成を採用するだけで負荷への供給電力を容易に調節
することができるという利点がある。その結果、装置が
大型化したり電力変換効率を低下させることなく負荷へ
の供給電力を調節することが可能になる。
【００３２】請求項２の発明のように、フィルタ要素が
圧電トランスよりなるものでは、フィルタ要素として小
型のものを用いることになるから、小型化かつ低背化が
可能になるという利点がある。請求項３の発明のよう
に、電源部が、複数個のキャパシタと、直流電源からキ
ャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイッチング
素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電経路に挿
入された放電用スイッチング素子と、充電用スイッチン
グ素子および放電用スイッチング素子のオンオフのタイ
ミングを制御することにより出力電圧波形を段階的に変
化する脈流波形状とするタイミング制御回路とからなる
スイッチトキャパシタを備え、スイッチトキャパシタの
出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転させて圧
電トランスに印加するインバータ回路を備え、タイミン
グ制御回路による上記タイミングを制御することにより
出力電圧の周波数成分比を変化させるものでは、電源部
を小型化することが可能であり、しかもスイッチング素
子の動作タイミングを制御するだけで出力電圧波形を容
易に制御することが可能であるという利点がある。
圧電トランスよりなるものでは、フィルタ要素として小
型のものを用いることになるから、小型化かつ低背化が
可能になるという利点がある。請求項３の発明のよう
に、電源部が、複数個のキャパシタと、直流電源からキ
ャパシタへの充電経路に挿入された充電用スイッチング
素子と、キャパシタから圧電トランスへの放電経路に挿
入された放電用スイッチング素子と、充電用スイッチン
グ素子および放電用スイッチング素子のオンオフのタイ
ミングを制御することにより出力電圧波形を段階的に変
化する脈流波形状とするタイミング制御回路とからなる
スイッチトキャパシタを備え、スイッチトキャパシタの
出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反転させて圧
電トランスに印加するインバータ回路を備え、タイミン
グ制御回路による上記タイミングを制御することにより
出力電圧の周波数成分比を変化させるものでは、電源部
を小型化することが可能であり、しかもスイッチング素
子の動作タイミングを制御するだけで出力電圧波形を容
易に制御することが可能であるという利点がある。
【００３３】請求項５の発明は、不連続な正弦波状波形
の交流を出力する電源部と、圧電素子を挟んで一対の入
力電極を対向配置した駆動部から所定距離だけ離して圧
電素子に出力電極を設けて発電部が形成されたトランス
であって電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に成
形するとともに電源部の出力電圧を電圧変換して負荷に
印加する圧電トランスとを備え、電源部は、複数個のキ
ャパシタと、直流電源からキャパシタへの充電経路に挿
入された充電用スイッチング素子と、キャパシタから圧
電トランスへの放電経路に挿入された放電用スイッチン
グ素子と、充電用スイッチング素子および放電用スイッ
チング素子のオンオフのタイミングを制御することによ
り出力電圧波形を段階的に変化する脈流波形状とするタ
イミング制御回路とからなるスイッチトキャパシタを備
えるとともに、スイッチトキャパシタの出力電圧の極性
を脈流波形の１周期ごとに反転させて圧電トランスに印
加するインバータ回路を備え、タイミング制御回路によ
る上記タイミングを制御することにより出力電圧の周波
数成分比を変化させるものであり、請求項１ないし請求
項３の発明と同様の効果を奏する。
の交流を出力する電源部と、圧電素子を挟んで一対の入
力電極を対向配置した駆動部から所定距離だけ離して圧
電素子に出力電極を設けて発電部が形成されたトランス
であって電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に成
形するとともに電源部の出力電圧を電圧変換して負荷に
印加する圧電トランスとを備え、電源部は、複数個のキ
ャパシタと、直流電源からキャパシタへの充電経路に挿
入された充電用スイッチング素子と、キャパシタから圧
電トランスへの放電経路に挿入された放電用スイッチン
グ素子と、充電用スイッチング素子および放電用スイッ
チング素子のオンオフのタイミングを制御することによ
り出力電圧波形を段階的に変化する脈流波形状とするタ
イミング制御回路とからなるスイッチトキャパシタを備
えるとともに、スイッチトキャパシタの出力電圧の極性
を脈流波形の１周期ごとに反転させて圧電トランスに印
加するインバータ回路を備え、タイミング制御回路によ
る上記タイミングを制御することにより出力電圧の周波
数成分比を変化させるものであり、請求項１ないし請求
項３の発明と同様の効果を奏する。
【図１】実施形態１を示し、（ａ）は回路図、（ｂ）は
動作説明図である。
動作説明図である。
【図２】実施形態１の動作説明図である。
【図３】実施形態１の他の動作説明図である。
【図４】実施形態１のさらに他の動作説明図である。
【図５】実施形態１の別の動作説明図である。
【図６】実施形態２を示す回路図である。
【図７】実施形態３を示す要部回路図である。
【図８】実施形態４を示す回路図である。
【図９】実施形態４の動作説明図である。
【図１０】実施形態１０を示す回路図である。
【図１１】同上の動作説明図である。
３ 負荷 １１ 圧電素子 １２ａ，１２ｂ 入力電極 １３ 出力電極 １５ 駆動部 １６ 発電部 ３１ 放電灯 Ｃ1 〜Ｃ3 キャパシタ ＣＮ タイミング制御回路 Ｅ 直流電源 Ｓ1 〜Ｓ5 充電用スイッチング素子 Ｓ6 〜Ｓ10 放電用スイッチング素子 Ｓａ〜Ｓｄ スイッチング素子 Ｔ1 リーケージトランス Ｔ2 圧電トランス
Claims (6)
- 【請求項１】 不連続な正弦波状波形の交流を出力する
電源部と、電源部の出力電圧波形をほぼ連続した波形に
成形するフィルタ要素とを備え、電源部の出力電圧の周
波数成分比を変化させることによりフィルタ要素を通し
て負荷に供給される電力を調整することを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項２】 フィルタ要素は圧電トランスよりなるこ
とを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 - 【請求項３】 電源部は、複数個のキャパシタと、直流
電源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電用ス
イッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへの放
電経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充電用
スイッチング素子および放電用スイッチング素子のオン
オフのタイミングを制御することにより出力電圧波形を
段階的に変化する脈流波形状とするタイミング制御回路
とからなるスイッチトキャパシタを備え、スイッチトキ
ャパシタの出力電圧の極性を脈流波形の１周期ごとに反
転させて圧電トランスに印加するインバータ回路を備
え、タイミング制御回路による上記タイミングを制御す
ることにより出力電圧の周波数成分比を変化させること
を特徴とする請求項１または請求項２記載の電力変換装
置。 - 【請求項４】 放電灯を負荷とし、フィルタ要素は放電
灯を安定に点灯維持することができる電圧を出力するこ
とを特徴とする請求項１ないし請求項３記載の電力変換
装置。 - 【請求項５】 不連続な正弦波状波形の交流を出力する
電源部と、圧電素子を挟んで一対の入力電極を対向配置
した駆動部から所定距離だけ離して圧電素子に出力電極
を設けて発電部が形成されたトランスであって電源部の
出力電圧波形をほぼ連続した波形に成形するとともに電
源部の出力電圧を電圧変換して負荷に印加する圧電トラ
ンスとを備え、電源部は、複数個のキャパシタと、直流
電源からキャパシタへの充電経路に挿入された充電用ス
イッチング素子と、キャパシタから圧電トランスへの放
電経路に挿入された放電用スイッチング素子と、充電用
スイッチング素子および放電用スイッチング素子のオン
オフのタイミングを制御することにより出力電圧波形を
段階的に変化する脈流波形状とするタイミング制御回路
とからなるスイッチトキャパシタを備えるとともに、ス
イッチトキャパシタの出力電圧の極性を脈流波形の１周
期ごとに反転させて圧電トランスに印加するインバータ
回路を備え、タイミング制御回路による上記タイミング
を制御することにより出力電圧の周波数成分比を変化さ
せることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項６】 電源部は出力電圧が休止期間を持つとと
もに休止期間が調節であることを特徴とする請求項１な
いし請求項５記載の電力変換装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00506697A JP3475688B2 (ja) | 1997-01-14 | 1997-01-14 | 電力変換装置 |
| US09/006,951 US5969963A (en) | 1997-01-14 | 1998-01-14 | Power converting device supplying AC voltage of a continuous wave form |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00506697A JP3475688B2 (ja) | 1997-01-14 | 1997-01-14 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10201241A true JPH10201241A (ja) | 1998-07-31 |
| JP3475688B2 JP3475688B2 (ja) | 2003-12-08 |
Family
ID=11601024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00506697A Expired - Fee Related JP3475688B2 (ja) | 1997-01-14 | 1997-01-14 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3475688B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6911787B2 (en) | 2002-11-25 | 2005-06-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Driving method and driving circuit for piezoelectric transformer, cold-cathode tube light-emitting apparatus, liquid crystal panel and device with built-in liquid crystal panel |
| EP2452424A1 (en) * | 2009-07-07 | 2012-05-16 | A-T Holding DA | Method and device for controlling inductive loads |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8619445B1 (en) | 2013-03-15 | 2013-12-31 | Arctic Sand Technologies, Inc. | Protection of switched capacitor power converter |
| US9203299B2 (en) * | 2013-03-15 | 2015-12-01 | Artic Sand Technologies, Inc. | Controller-driven reconfiguration of switched-capacitor power converter |
-
1997
- 1997-01-14 JP JP00506697A patent/JP3475688B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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