JPH0951681A - 広入力圧電トランスインバータ - Google Patents
広入力圧電トランスインバータInfo
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- JPH0951681A JPH0951681A JP7201213A JP20121395A JPH0951681A JP H0951681 A JPH0951681 A JP H0951681A JP 7201213 A JP7201213 A JP 7201213A JP 20121395 A JP20121395 A JP 20121395A JP H0951681 A JPH0951681 A JP H0951681A
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Abstract
広入力電圧範囲に対応させる。 【解決手段】 直流電圧をスイッチングして交流電圧を
発生するスイッチング手段2と、前記交流電圧を滑らか
にするフィルター手段3と、このフィルター手段の交流
出力電圧に応じて電圧を変換する圧電トランス4と、こ
の圧電トランスの交流出力電圧を検出する検出手段6
と、この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数
を変調する周波数変調手段7と、この周波数変調手段の
出力交流信号に同期して前記スイッチング手段を駆動す
る駆動手段8と、この直流入力電圧によって前記駆動手
段の出力矩形波の時比率を変調する時比率変調手段9と
で構成してある。
Description
入力電圧変動を吸収し、広入力電圧範囲に対応できるよ
うにした広入力電圧トランスを用いたインバータに関す
る。
クライト用インバータは、負荷が冷陰極管という数百k
オームの一定負荷である。しかし、入力電圧は約5VD
Cから約20VDCの範囲、あるいはそれ以上の広入力
範囲で高効率で動作することが望まれている。
の場合、図9に示すように、圧電トランス自体が持って
いるバンドパスフィルター特性を利用して、インバータ
周波数を圧電トランスの共振点近傍でスイープさせるこ
とによって、出力電圧もしくは電流を所定の値に制御で
きる。この方式は、特開平6−167694号等で開示
されており、既に実用化されている。
来の周波数制御では、入力電圧が大きく変動する場合、
例えば5VDCから20VDCへ4倍変動するような場
合、出力電圧(または電流)を一定に保つためにはスイ
ッチング周波数を共振点近傍から大きくずらさなくては
ならない。図9に示すように、入力電圧5VDCのとき
スイッチング周波数が114KHzだとすると、20V
DCでは117KHzぐらいになる。すなわち、図9の
A点からB点へ周波数がスイープする。わずか3KHz
(3%)の変化であるが圧電トランスはQが高いため、
効率が10%以上と大きく低下してしまう。このため、
従来の周波数制御では入力電圧変動はせいぜい2倍以下
が現実的である。
onという)と周波数制御を組み合わせた制御方法が、特
開平4−210773号で提案されている。しかし、こ
の制御方法は、周波数制御とPWMのいずれもがフィー
ドバック制御となっているので、実用化する場合にはど
ちらの制御を優先させるか、あるいは制御間の干渉をど
のようになくすか等の解決すべき問題が多くあり現実的
でない。
ものであって、入力電圧が大きく変動しても、効率を低
下させずに圧電トランスの出力電圧(もしくは電流)を
一定に制御することのできる広入力圧電トランスインバ
ータの提供を目的とする。
説明を行なう。入力電圧を二個のスイッチで交互にスイ
ッチングして矩形波に変換し、この矩形波の時比率D
(Duty ratio)を入力電圧によって調整する、基本波成
分のエネルギーが変わるので、圧電トランスに送られる
電力を調整することができる。ここで、PWMは入力電
圧の値によって予め時比率を設定しておくフィードフォ
ワード制御によって行ない、微調整を従来の周波数制御
で行う。すなわち、本発明は、入力変動に対し、まずP
WMである程度大きな入力変動を吸収し、吸収しきれな
い分を周波数制御する構成としてある。
り、結果として広範囲入力電圧に対応できる。例えば、
高入力電圧時は時比率を小さくすることで矩形波の基本
波成分が小さくなり圧電トランスへ入力される電力を小
さくなる。また、低入力電圧時は、逆に時比率を大きく
とって(最大値0.5)、圧電トランスへ入力される電
力を大きくする。矩形波の時比率Dに対するフーリエ展
開は下式のように表される。 f(x)=Vin{D+(2/π)(−sinDπcosx+(1/2)sin2Dπcos2x−(1/3)sin3Dπcos 3x+...)} ・・・(1)
のみが圧電トランスに入力されるので、式(1)の交流
成分の第1項の振幅fac1は fac1=−Vin(2/π)sinDπ ・・・(2) と表され、時比率Dによって振幅を変えることができ
る。
り、小さくなるとスイッチングロスの増加が問題となる
ので、実際はD=0.2ぐらいが限界で、これ以上小さ
くすると効率が低下する。これにより、入力電圧変動を
全てPWMでカバーするのではなく、ある程度吸収し、
吸収しきれない分を周波数制御でカバーする。
体的な手段とすると、次のような回路構成となる。
イッチングして交流電圧を発生するスイッチンング手段
と、前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、こ
のフィルター手段の交流出力電圧に応じて電圧を変換す
る圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力電圧又
は交流を検出する検出手段と、この検出手段の出力電圧
によりスイッチング周波数を変調する周波数変調手段
と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記
スイッチンング手段を駆動する駆動手段と、前記直流入
力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率を変
調する時比率変調手段とを具備した構成としてある。
ある程度吸収し、吸収できない分のみを周波数制御で吸
収する。その結果、周波数制御の負担が軽くなり広入力
電圧範囲に対応することができる。
イッチングして交流電圧を発生するスイッチンング手段
と、前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、こ
のフィルター手段の交流出力電圧を変換する電磁トラン
スと、この電磁トランスの交流出力電圧に応じて電圧を
変換する圧電トランスと、この圧電トランスの交流出力
電圧又は電流を検出する検出手段と、この検出手段の出
力電圧によりスイッチング周波数を変調する周波数変調
手段と、この周波数変調手段の出力交流信号に同期して
前記スイッチンング手段を駆動する駆動手段と、前記直
流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の時比率
を変調する時比率変調手段とを具備したとしてある。こ
れにより、圧電トランスの昇圧比が充分でない場合で
も、必要とされる昇圧比を得ることができる。
手段において交互にオンする二個のスイッチを直列に接
続し、前記二個のスイッチの接続点を前記フィルター手
段に接続する構成としてある。これにより、簡単な回路
構成で確実な作動を行なわせることができる。
イッチングして交流電圧を発生するスイッチング手段
と、この前記スイッチング手段の交流出力電圧に応じて
電圧を変換する圧電トランスと、この前記圧電トランス
の交流出力電圧又は電流を検出する検出する検出手段
と、この前記検出手段の出力電圧によりスイッチング周
波数を変調する周波数変調手段と、この周波数変調手段
の出力交流信号に同期して前記スイッチング手段を駆動
する駆動手段と、この直流入力電圧によってこの駆動手
段の出力矩形波の時比率を変調する時比率変調手段とを
具備した構成としてある。これにより、圧電トランスの
入力端子間容量が小さい場合には、フィルター手段を省
略してインバータの小型化を図ることができる。
次巻線を有する電磁トランスと、前記直流入力電圧を前
記1次巻線に周期的に接続する第1のスイッチと、前記
第1のスイッチがオフしている期間に前記1次巻線の両
端の電圧を制限するキャパシタと第2のスイッチの直列
接続からなるクランプ手段と、前記2次巻線の電圧を滑
らかにするフィルター手段と、このフィルター手段の出
力交流電圧に応じて電圧を変換する圧電トランスと、こ
の圧電トランスの出力で電圧もしくは電流を検出する検
出手段と、この検出手段の出力電圧によりスイッチング
周波数を変調する周波数変調手段と、この周波数変調手
段の出力矩形波の時比率を変調する時比率変調手段とを
具備した構成としてある。これにより、時比率−Vin 2/
πで企画した値の特性が、リニアになるので、入力変化
に対する時比率の負担が少なくなる。
前記フィルター手段の一部であるインダクターを、前記
電磁トランスのリーケージインダクターと兼用した構成
としてもよく、また、前記電磁トランスをインダクター
に置換した構成とすることもできる。
図面を参照しつつ説明する。図1は、第一実施形態を示
す回路ブロック図であり、図2は、図1に示す回路の各
部における信号波形を示す図である。この実施形態にか
かる広入力圧電トランスインバータは、電源1からの直
流入力電圧を、二個のMOSFET等のスイッチ10,
11からなるスイッチング回路2で矩形波vdsに変換
し、フィルター回路3で矩形波vdsを正弦波v1 (若
干歪んでいても問題ない)に変換する。ここで、フィル
ター回路3のキャパシター12はDcバイアスカット用
で、キャパシター14は波形調整用であり圧電トランス
4の入力端子間容量との合成容量とインダクタンス13
でフィルター作用を行なう。
v1 は、機械的振動を発生することにより電圧を変換す
る圧電トランスに4に入力され、ここで、入力電圧に応
じて昇圧されて正弦波v2 となり、負荷である冷陰極管
5に出力される。一般的に冷陰極管は管電流で制御する
ため、管電流を検出回路6で検出し、所定の管電流にな
るようV−f変換回路7で周波数を変調する。駆動回路
8はV−f変換回路7からの出力に同期してスイッチン
グ回路2を駆動する。また、PWM回路9を付加し、入
力電圧に応じて駆動回路8からの出力矩形波の時比率を
変調する構成としてある。
電トランスインバータによって制御を行なう場合は、次
のようにして行なう。すなわち、図9に示すように、入
力変動を周波数変調だけで制御しようとするとA点から
B点まで周波数を大きく変化させなければならないた
め、効率は大きく低下してしまう。そこで、PWMによ
って周波数制御の負担を減らしてやる。
に、4倍の入力変動を全てPWMでカバーしようとする
と、時比率は0.5から0.08まで変化させなければ
ならないが、現実にはスイッチングロス等の問題で極端
には時比率を小さくできないので、せいぜい0.25ぐ
らいが限界である。したがって、PWMで時比率0.2
5程度までカバーし、あとのカバーできなかった分を周
波数制御でカバーする。具体的には、図9におけるA点
からC点まで周波数を変調させる。このようにすると、
周波数変動幅が狭くなったので圧電トランスの効率もあ
まり低下しない。
インバータの応用例である。すなわち、図3は圧電トラ
ンスの昇圧比が十分でない場合に適用するもので、圧電
トランスの前に電磁トランス15を介在させ、必要とさ
れる昇圧比を得る構成としてある。
量が小さい場合(例えば数百pF以下)に、フィルター
回路3を削除したものである。これは圧電トランス自体
がフィルター特性を持っているので圧電トランスの入力
端子間容量による充放電ロスが十分小さい場合はフィル
ター回路は必要としないからである。
バータにおける第二実施形態を示す回路ブロック図であ
り、アクティブクランプ(Active Clamp)を用いて時比
率制御を行なう構成としてある。図6は図5に示す回路
の各部における信号波形を示す図である。
02は、1次巻線および2次巻線を有する電磁トランス
103と、前記直流入力電圧を電磁トランス103の1
次巻線に周期的に接続する第1のスイッチ113と、前
記第1のスイッチ113がオフしている期間に前記1次
巻線の両端の電圧を制限するキャパシタ111と、この
キャパシタ111と直列接続する第2のスイッチ112
とからなっている。また、101は電源、104はイン
ダクタンス114とキャパシタ115からんるフィルタ
ー回路である。さらに、105は圧電トランス、106
は励陰極管、107は検出回路9、108はV−f変換
回路、109は駆動回路及び110はPWM回路であ
り、これらは第一実施形態のものと同じである。
おけるスイッチ112,113は、デッドタイムを有し
交互にオンする。そして、そのデッドタイム期間中に電
磁トランス103を流れる励磁電流でスイッチの寄生容
量を充放電することによって、ゼロボルトスイッチング
をさせスイッチングロスの低下を防いでいる。
電トランスに入力される基本波形成分をN=1とする
と、 fac1 =−{Vin/(1−Dπ)}× (2/π)sinDπ ・・・(3) となる。式(3)を図10にプロットすると、式(3)
の方が式(2)よりリニアなので入力変化に対する時比
率Dの負担は少ないことが理解できる。
インバータの応用例である。すなわち、図7は、フィル
ター回路104におけるインダクター114を電磁トラ
ンス116のリーケージインダクター117と兼用した
回路構成としてある。また、図8は圧電トランス105
の昇圧比が十分大きくて電磁トランスで昇圧する必要が
ない場合に、電磁トランスの巻き数比をN=1として、
電磁トランスをインダクター119に置換した回路構成
としてある。これによって、より小型、低価格が実現で
きる。
回路102のスチッチ112は、NchのMOSFET
を想定しているためフローティングして使用する必要が
あるが、PchのMOSFETを使えばソース端子をス
イッチ113(Nch MOSFET)のソース端子と
同電位にできるのでフローティングする必要はない。
制御により入電圧変動を吸収することができるので、周
波数制御の負担が軽くなり、結果としてより広入力電圧
範囲に対応することができる。
る。
ある。
図である。
ある。
Claims (5)
- 【請求項1】 直流入力電圧をスイッチングして交流電
圧を発生するスイッチンング手段と、 前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、 このフィルター手段の交流出力電圧に応じて電圧を変換
する圧電トランスと、 この圧電トランスの交流出力電圧又は交流を検出する検
出手段と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチンング手段を駆動する駆動手段と、 前記直流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを具備したことを特
徴とした広入力圧電トランスインバータ。 - 【請求項2】 直流入力電圧をスイッチングして交流電
圧を発生するスイッチング手段と、 前記交流電圧を滑らかにするフィルター手段と、 このフィルター手段の交流出力電圧を変換する電磁トラ
ンスと、 この電磁トランスの交流出力電圧に応じて電圧を変換す
る圧電トランスと、 この圧電トランスの交流出力電圧又は電流を検出する検
出手段と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチング手段を駆動する駆動手段と、 前記直流入力電圧によって前記駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを具備したことを特
徴とした広入力圧電トランスインバータ。 - 【請求項3】 前記スイッチング手段において交互にオ
ンする二個のスイッチを直列に接続し、前記二個のスイ
ッチの接続点を前記フィルター手段に接続する構成とし
た請求項1又は2記載の広入力圧電トランスインバー
タ。 - 【請求項4】 直流入力電圧をスイッチングして交流電
圧を発生するスイッチング手段と、 この前記スイッチング手段の交流出力電圧に応じて電圧
を変換する圧電トランスと、 この前記圧電トランスの交流出力電圧又は電流を検出す
る検出する検出手段と、 この前記検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数
を変調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力交流信号に同期して前記スイ
ッチング手段を駆動する駆動手段と、 この直流入力電圧によってこの駆動手段の出力矩形波の
時比率を変調する時比率変調手段とを具備した広入力圧
電トランスインバータ。 - 【請求項5】 1次巻線および2次巻線を有する電磁ト
ランスと、前記直流入力電圧を前記1次巻線に周期的に
接続する第1のスイッチと、前記第1のスイッチがオフ
している期間に前記1次巻線の両端の電圧を制限するキ
ャパシタと第2のスイッチの直列接続からなるクランプ
手段と、 前記2次巻線の電圧を滑らかにするフィルター手段と、 このフィルター手段の出力交流電圧に応じて電圧を変換
する圧電トランスと、この圧電トランスの出力で電圧も
しくは電流を検出する検出手段と、 この検出手段の出力電圧によりスイッチング周波数を変
調する周波数変調手段と、 この周波数変調手段の出力矩形波の時比率を変調する時
比率変調手段とを具備した広入力圧電トランスインバー
タ。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7201213A JP2817670B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | 広入力圧電トランスインバータ |
DE69620517T DE69620517T2 (de) | 1995-08-07 | 1996-08-01 | Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird |
EP96112452A EP0758159B1 (en) | 1995-08-07 | 1996-08-01 | Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal |
US08/692,279 US5739622A (en) | 1995-08-07 | 1996-08-05 | Converter wherein a piezoelectric transformer input signal is frequency modulated by a pulse width modulated signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7201213A JP2817670B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | 広入力圧電トランスインバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH0951681A true JPH0951681A (ja) | 1997-02-18 |
JP2817670B2 JP2817670B2 (ja) | 1998-10-30 |
Family
ID=16437226
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7201213A Expired - Lifetime JP2817670B2 (ja) | 1995-08-07 | 1995-08-07 | 広入力圧電トランスインバータ |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2817670B2 (ja) |
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CN115133804A (zh) * | 2022-08-26 | 2022-09-30 | 广州市迪士普信息科技有限公司 | 一种交流输出的开关电源 |
-
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- 1995-08-07 JP JP7201213A patent/JP2817670B2/ja not_active Expired - Lifetime
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JP2817670B2 (ja) | 1998-10-30 |
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