JPH0993959A

JPH0993959A - インバ−タ装置

Info

Publication number: JPH0993959A
Application number: JP7274688A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Kobayashi; 茂小林; Keiichi Nakajima; 恵一中島
Original assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd; Nagano Japan Radio Co Ltd
Priority date: 1995-09-27
Filing date: 1995-09-27
Publication date: 1997-04-04

Abstract

(57)【要約】【課題】変換効率の向上が可能なインバータ装置を提
供することにある。【解決手段】誘導性素子３およびスイッチング素子４
を有し入力された直流電力をスイッチングするスイッチ
ング回路と、交流電力を出力する圧電トランス５とを備
えたインバータ装置１において、誘導性素子３は、圧電
トランス５の入力容量、等価質量、並びに圧電トランス
に負荷を接続したときの圧電トランスの共振周波数およ
び負荷ＱをそれぞれＣ₀₁、Ｌ₀ 、ｆ_0cおよびＱ_L とした
ときに、Ｑ_L ・（ｘ−１／ｘ）＝１．１５｛Ｃ₀₁・Ｌ₀ ・（ｘ² −１）・（ｘ² −ａ）／ｘ² ｝
^0.5 ＝０．４６／（２π・ｆ_0c）Ｌｒ＜１／｛（２π・ｆ_0c）² ・Ｃ₀₁・ａ｝が成立する前記インダクタンス値Ｌｒを有している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、圧電トランスを用
いて直流電力を交流電力に変換するインバータ装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種のインバータ装置として、直流電
力を出力する直流電源、スイッチング用チョークコイ
ル、ＦＥＴ、圧電トランス、駆動回路およびパルス発生
器を備えているものが知られている。

【０００３】この従来のインバータ装置では、パルス発
生器によって発生されるスイッチング信号が駆動回路を
介してＦＥＴのゲートに入力されると、そのスイッチン
グ信号のレベルに応じてＦＥＴがオン／オフ動作を繰り
返す。この場合、ＦＥＴがオンしているときは、圧電ト
ランスの入力部に等価的に並列接続されている入力容量
に既に充電されている電荷が、ＦＥＴのドレインを介し
て放電されると共に、スイッチング用チョークコイルに
エネルギーが蓄えられる。一方、ＦＥＴがオフのとき
は、スイッチング用チョークコイルに蓄積されたエネル
ギーが放出されると共に、そのエネルギーが入力容量に
充電される。これらを繰り返すことによって、直流電力
が交流電力に変換され、変換された交流電力が圧電トラ
ンスから出力される。

【０００４】この場合、ＦＥＴは、できるだけスイッチ
ングロスを生じないように構成されている。つまり、ス
イッチング用チョークコイルに蓄積されたエネルギーが
放出され入力容量に充電される時間は、スイッチング用
チョークコイルと入力容量の時定数によって決定され
る。一方、ＦＥＴがオフしている時にスイッチング用チ
ョークコイルから入力容量へのエネルギーの放出が完了
しなければ、スイッチングロスが生じてしまう。このた
め、従来のインバータ装置では、スイッチング用チョー
クコイルと入力容量の時定数に基づく共振周波数をスイ
ッチング周波数と等しくすることにより、いわゆるＥ級
動作でＦＥＴを動作させている。この場合、Ｅ級動作と
は、図３（ａ）に示すように、スイッチング用チョーク
コイルに蓄積されたエネルギーが入力容量に充電される
際の共振波形が、ＦＥＴのオフ時間内に完全に入ってい
るような動作をいう。より具体的には、ＦＥＴがオンし
始めるときのドレイン電圧をＶｄｓとすると、Ｖｄｓ＝０ｄＶｄｓ／ｄｔ＝０という２式が成立するような動作をいう。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
インバータ装置には以下の問題点がある。すなわち、Ｆ
ＥＴは、入力電圧、スイッチング周波数および圧電トラ
ンスの内部定数などが所定の関係条件を満たしたときに
のみＥ級で動作する。このため、このインバータ装置で
は、入力される直流電圧が上昇すると、ＦＥＴは、Ｅ級
および準Ｅ級動作以外の動作状態、つまり、同図（ｂ）
の右側に示すようなスイッチング動作になってしまう。
この結果、多大なスイッチングロスが生じてしまうとい
う問題がある。なお、準Ｅ級動作とは、同図（ｂ）の左
側に示すように、Ｖｄｓ＝０ｄＶｄｓ／ｄｔ≠０という２式が成立するようなスイッチングトランジスタ
の動作をいう。

【０００６】このため、従来のインバータ装置は、高い
変換効率を維持したままで、例えば、５Ｖ〜２０Ｖまで
の電圧の直流電力を一定電圧の交流電力に変換可能とい
ういわゆるオールボルトタイプに構成することができな
かった。この場合、直流電源とスイッチング用コイルと
の間にＤＣ／ＤＣコンバータなどを配設することにより
入力される直流電力の電圧を一定にすることも考えられ
るが、かかる場合には、装置の大型化・コストアップ化
を招くと共に、ＤＣ／ＤＣコンバータなどの変換損失に
よって、装置の変換効率がかえって低下してしまうとい
う問題がある。

【０００７】本発明は、かかる問題点に鑑みてなされた
ものであり、変換効率を向上させることができると共
に、スイッチングロスを生じさせることなく幅広い電圧
の直流電力を一定電圧の交流電力に変換することができ
るインバータ装置を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のインバータ装置は、スイッチング用チョー
クコイルおよびスイッチング素子を有し入力された直流
電力をスイッチングすることにより誘導性素子にエネル
ギーを蓄積するスイッチング回路と、蓄積されたエネル
ギーを入力しそのエネルギーに基づいて交流電力を出力
する圧電トランスとを備えたインバータ装置において、
誘導性素子は、ｘおよびａをそれぞれ正の実数である変
数とし、圧電トランスの入力容量、等価質量、並びに圧
電トランスに負荷を接続したときの負荷を含めた圧電ト
ランスの共振周波数および負荷ＱをそれぞれＣ₀₁、Ｌ
₀ 、ｆ_0cおよびＱ_L としたときに、以下の３式、Ｑ_L ・（ｘ−１／ｘ）＝１．１５・・・・・・・・（第１式）｛Ｃ₀₁・Ｌ₀ ・（ｘ² −１）・（ｘ² −ａ）／ｘ² ｝^0.5 ＝０．４６／（２π ・ｆ_0c）・・・・・・・・・・・・・・・・・・（第２式）Ｌｒ＜１／｛（２π・ｆ_0c）² ・Ｃ₀₁・ａ｝・・・（第３式）が成立するインダクタンス値Ｌｒを有していることを特
徴とする。

【０００９】この場合、上記第１式と第２式を満足する
変数ｘおよびａを第３式の右辺に代入すれば、スイッチ
ング素子がＥ級動作を行うと共にそのオン期間とオフ期
間が等しい（デューティ比が５０％）という条件を満た
すときの誘導性素子のインダクタンス値が得られる。一
方、誘導性素子のインダクタンス値を、この演算された
値よりも小さい値にすると、スイッチング素子は、その
動作条件がＥ級からずれると共に、ダンピングファクタ
ーがより小さくなることにより、スイッチング素子の共
振波形が振動的になる。つまり、図３（ｃ）の左側に示
すように、誘導性素子に蓄積されたエネルギーが圧電ト
ランスの入力容量に流れ込むときの共振波形の周期がス
イッチング周波数の周期よりも短くなる（同図では、ス
イッチング素子をＦＥＴとした例を示す）。したがっ
て、入力される直流電力の電圧が上昇したとしても、同
図（ｃ）の右側に示すように、誘導性素子に蓄積された
すべてのエネルギーをスイッチング素子のオフ期間内で
圧電トランスの入力容量に流し込むことができる。この
ように、入力電圧が上昇したとしても、スイッチング素
子がスイッチングロスを発生しないため、直流電力を安
定化させるためのＤＣ／ＤＣコンバータなどを不要に
し、効率を低下させることなく、いわゆるオールボルト
タイプのインバータ装置を実現することができる。

【００１０】請求項２記載のインバータ装置は、請求項
１記載のインバータ装置において、負荷に印加される負
荷電圧、および負荷に流れる負荷電流のいずれか一方を
検出電圧として検出する検出部と、検出電圧と基準電圧
との差電圧に基づくスイッチング信号によってスイッチ
ング素子をスイッチングすることにより検出電圧を一定
値にフィードバック制御する制御部をさらに有し、制御
部は、入力された直流電力の電圧値に応じてスイッチン
グ信号のパルス幅を変化させるパルス幅制御回路を備え
ていることを特徴とする。

【００１１】このインバータ装置では、例えば、入力さ
れた直流電力の電圧が上昇すると、制御部内のパルス幅
制御部が、スイッチング素子のオン期間が短くなるよう
にスイッチング信号のパルス幅を制御する。これによ
り、誘導性素子に蓄積されるエネルギーが少なくなるた
め、出力される交流電力の電圧値を一定にすることがで
きる。また、スイッチング素子のオフ期間内に誘導性素
子に蓄積されたすべてのエネルギーを圧電トランスの入
力容量に流し込むことができるため、スイッチングロス
をなくすことができる。また、パルス幅制御部が、入力
された直流電力の電圧値に応じてスイッチング信号のパ
ルス幅を直ちに変化させるので、フィードバックループ
のループ応答時間よりも早い過渡応答特性を有すること
になる。

【００１２】請求項３記載のインバータ装置は、請求項
２記載のインバータ装置において、制御部は、スイッチ
ング信号を差電圧の電圧値に応じた周波数のスイッチン
グ信号に変換する電圧／周波数変換回路を備えているこ
とを特徴とする。

【００１３】このインバータ装置では、電圧／周波数変
換回路が、差電圧に応じた周波数、つまり、負荷電圧の
変動に応じてスイッチング周波数を変化させる。このた
め、直流電力から交流電力への高い変換効率を有するフ
ィードバック制御として最も好ましい態様となる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るインバータ装置の好適な実施の形態について説
明する。

【００１５】図１は、液晶用バックライトなどの点灯管
を点灯させるための交流電力を直流電源から生成するイ
ンバータ装置１の電気的な構成を示している。同図に示
すように、インバータ装置１は、直流電力を出力する直
流電源２と、直流電源２に直列接続されるスイッチング
用チョークコイル（誘導性素子）３およびＦＥＴ（スイ
ッチング素子）４の直列回路（スイッチング回路）と、
圧電トランス５と、負荷コンデンサ６と、冷陰極蛍光灯
（ＣＣＦＬ）７と、冷陰極蛍光灯７を流れる負荷電流を
検出する検出抵抗（検出部）８と、ＦＥＴ４のスイッチ
ングを制御する制御部１１とを備えている。このインバ
ータ装置１は、直流電源２の直流電圧が５Ｖ〜２０Ｖま
で変化しても、冷陰極蛍光灯７に出力する交流電圧が一
定値を保持すると共に、直流電力を交流電力に変換する
変換効率が最大９５％以上で最低変換効率８５％以上に
なるように構成されている。

【００１６】次に、インバータ装置１の主要構成要素に
ついて説明する。

【００１７】スイッチング用チョークコイル３は、ＦＥ
Ｔ４がオンしたときに直流電源２の直流電流が流れるこ
とによりエネルギーを蓄積し、ＦＥＴ４がオフしたとき
に、その蓄積したエネルギーを圧電トランス５に出力す
る。なお、このスイッチング用チョークコイルのインダ
クタンス値は、所定の値に定められており、これについ
ては後述する。

【００１８】圧電トランス５は、チタン酸ジルコン酸鉛
系セラミック（ＰＺＴ）をベースにして第三成分や添加
物で変成されたセラミック材料を使用したローゼン型
（ＲｏｓｅｎＴｙｐｅ）で構成されている。この圧電
トランス５は、厚み方向に対して交流電力を印加する
と、その交流電力の電圧を昇圧し、昇圧した交流電力を
逆圧電効果により長さ方向に出力する。本実施の形態で
は、圧電トランス５は、特に限定されないが、約１３ｐ
Ｆの負荷コンデンサ６を接続した状態での共振周波数ｆ
_0Cが１１６．１ＫＨｚで、交流電力出力２Ｗの仕様に構
成されている。

【００１９】冷陰極蛍光灯７は、ノート型パソコンの液
晶ディスプレイのバックライト用として用いられるもの
であり、その仕様は、例えば、点灯開始時に必要とする
印加電圧が約１２００Ｖｒｍｓ、通常点灯時に必要とす
る印加電圧が約５００Ｖｒｍｓで消費電流が約２．５ｍ
Ａ〜５ｍＡとなっている。

【００２０】検出抵抗８は、冷陰極蛍光灯７を流れる交
流電力の電流値を、電圧変換することによって検出電圧
として検出し、その検出電圧をエラーアンプ１２に出力
する。

【００２１】制御部１１は、エラーアンプ１２、Ｖ／Ｆ
変換回路（電圧／周波数変換回路）１３およびドライバ
回路（パルス幅制御回路）１４を備えている。エラーア
ンプ１２は、検出抵抗８から出力される検出電圧を整流
し、内部に有する基準電源の基準電圧（Ｖｒｅｆ）と比
較して、その誤差分に相当する誤差信号（差電圧）を増
幅してＶ／Ｆ変換回路１３に出力する。Ｖ／Ｆ変換回路
１３は、スイッチング信号である三角波信号を発振する
ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator ）を備えてい
る。このＶＣＯは、例えば、負荷コンデンサ６として１
３ｐＦを接続した場合、エラーアンプ１２において誤差
電圧が０Ｖのときに、約１１７．５ＫＨｚのスイッチン
グ信号（Ｈ信号）を出力し、誤差電圧が正の方向に大き
くなるに従って高い発振周波数のスイッチング信号を出
力し、最大誤差電圧時には、約１２０ＫＨｚのスイッチ
ング信号を出力する。また、誤差電圧が負の方向に大き
くなると、その誤差電圧の絶対値に従って低い発振周波
数のスイッチング信号を出力し、最大誤差電圧時には、
圧電トランス５の共振周波数ｆ_0Cである１１６．１ＫＨ
ｚのスイッチング信号を出力する。なお、エラーアンプ
１２内にはマイナス側の誤差電圧の振幅を制限するリミ
ッタが設けられており、リミッタは、スイッチング信号
が１１６．１ＫＨｚの共振周波数ｆ_0Cよりも低くならな
いように制限する。

【００２２】ドライバ回路１４は、オペアンプ１５、抵
抗１６〜２０および基準電源２１を備え、Ｖ／Ｆ変換回
路１３から出力されるスイッチング信号を反転し、反転
したスイッチング信号をＦＥＴ４に出力する。このドラ
イバ回路１４では、直流電源２の直流電圧から基準電源
の基準電圧Ｖｒｅｆを減算した電圧を抵抗１７および１
８によって分圧し、分圧した電圧に基準電圧を加算した
電圧、つまり、電圧＝Ｖｒｅｆ＋（Ｖｃｃ−Ｖｒｅｆ）×（抵抗１８の
抵抗値）／（抵抗１８の抵抗値＋抵抗１７の抵抗値）の式で表される電圧が、Ｖ／Ｆ変換回路１３から出力さ
れる三角波に加算され、加算後の三角波がオペアンプ１
５のマイナス入力に入力される。そして、オペアンプ１
５が、基準電源２１の基準電圧Ｖｒｅｆと加算後の三角
波の信号電圧との差電圧分を反転増幅してＦＥＴ４に出
力する。

【００２３】この場合の動作について具体的に説明す
る。電源投入時には、オペアンプ１５のプラス入力に基
準電圧Ｖｒｅｆが入力されると共にマイナス入力にそれ
よりも高い電圧が入力されるため、出力電圧は０Ｖにな
る、この場合、抵抗２０，１９のヒステリシス回路によ
って、プラス入力の電圧が、電圧＝（基準電圧Ｖｒｅｆ−０Ｖ）×（抵抗２０の抵抗
値）／（抵抗２０の抵抗値＋抵抗１９の抵抗値）の式で表される電圧になる結果、出力電圧は０Ｖに一旦
維持される。次いで、三角波が入力されると、三角波の
マイナス電圧部分によってＡ点の電圧値がプラス入力の
電圧よりも低下するため、出力電圧が反転し、反転した
ハイ電圧（電源電圧とほぼ等しい電圧）が出力される。
その後、三角波のプラス電圧部分およびマイナス電圧部
分に応じて、オペアンプ１５は、ハイレベルおよびロウ
レベル（０Ｖ）が繰り返される矩形波を出力する。

【００２４】次いで、制御部１１の動作概要について説
明する。冷陰極蛍光灯７に印加される電圧が高くなった
り、冷陰極蛍光灯７を流れる電流が大きくなったりする
と、検出抵抗８によって検出された検出電圧もそれに従
って高くなり、Ｖ／Ｆ変換回路１３の発振周波数も高く
なる。この結果、スイッチング周波数ｆｓが高くなるた
め、圧電トランス５の変換利得が低下することによって
圧電トランス５の出力交流電力電圧が低下し、検出電圧
が常に一定値の電圧になるように制御される。このよう
に、制御部１１のフィードバックループ制御により、冷
陰極蛍光灯７に印加される交流電力の電圧値および冷陰
極蛍光灯７に流れる電流の少なくとも一方が所定の値に
なるように確実に制御される。

【００２５】なお、直流電源２の電源電圧が標準電圧に
対して所定範囲内である場合には、スイッチング信号の
デューティ比はほぼ５０％に保たれ、電源電圧が所定範
囲外になると、それに従ってデューティー比が変化す
る。同図の下部に示すＡ点およびＢ点の信号波形図を参
照して具体的に説明すると、例えば、直流電源２の電源
電圧が低下すると、Ａ点の電圧も低下する。この結果、
三角波のスロープの中心電圧Ｃは、同図の下図に示すよ
うに、基準電圧Ｖｒｅｆよりも低くなる。これにより、
オペアンプ１５の出力電圧は、下図に示すように、スイ
ッチング信号のパルス幅が広がる方向にデューティー比
が大きくなる。したがって、スイッチング用チョークコ
イル３に蓄積されるエネルギーが大きくなるため圧電ト
ランス５に入力されるエネルギーも大きくなり、圧電ト
ランス５の出力側の交流電力は、その電圧値が上がり一
定値に維持される。逆に、電源電圧が上昇すると、スイ
ッチング信号のパルス幅が狭まる方向にデューティー比
が小さくなり、スイッチング用チョークコイル３に蓄積
されるエネルギーが少なくなる。このため、圧電トラン
ス５に入力されるエネルギーも小さくなるので、出力さ
れる交流電力は、その電圧値が下がり一定値に維持され
る。このように、直流電源２の直流電圧が変動したとし
ても、圧電トランス５から出力される交流電力の電圧値
を一定値にすることができる。また、ＦＥＴ４のオフ期
間内にスイッチング用チョークコイル３に蓄積されたす
べてのエネルギーを圧電トランス５に入力することがで
きるので、スイッチングロスをなくすことができる。

【００２６】次に、インバータ装置１の動作原理につい
て、図２，３を参照して説明する。

【００２７】図２は、インバータ装置１の主要回路の等
価回路を示しており、図１における構成要素と同じ要素
については同一の符号を用いている。なお、符号３１
は、本願発明者が用いた圧電トランス５の等価回路であ
る。符号３３は、圧電トランス５の入力部に並列に接続
され約０．０３２３μＦの容量を有する入力容量を示
す。符号３４は、インダクタンスが約８７０μＨの等価
質量を示し、符号３５は、容量が約２２１１ｐＦの等価
スティフネスを示す。符号３６は、抵抗値が約０．８１
Ωの等価機械抵抗を示し、符号３７は、圧電トランス５
のステップアップ比を示す等価トランスを示し、符号３
８は、圧電トランス５の出力部に並列に接続されている
５．２ｐＦの出力容量を示す。さらに、符号３９は、図
１における冷陰極蛍光灯７の等価抵抗を示す。この場
合、負荷としての冷陰極蛍光灯７を接続したときの圧電
トランス５の共振周波数ｆ_0Cは、等価質量３４、およ
び、等価スティフネス３５と出力容量３８と負荷コンデ
ンサ６との合成容量で共振する周波数になる。

【００２８】また、スイッチング用チョークコイル３
は、ｘおよびａをそれぞれ正の実数である変数とし、圧
電トランス５の入力容量３３、等価質量３４、冷陰極蛍
光灯７を接続したときの負荷を含めた圧電トランス５の
共振周波数および負荷ＱをそれぞれＣ₀₁、Ｌ₀ 、ｆ_0cお
よびＱ_L としたときに、以下の３式、Ｑ_L ・（ｘ−１／ｘ）＝１．１５・・・・・・・・（第１式）｛Ｃ₀₁・Ｌ₀ ・（ｘ² −１）・（ｘ² −ａ）／ｘ² ｝^0.5 ＝０．４６／（２π ・ｆ_0c）・・・・・・・・・・・・・・・・・・（第２式）Ｌｒ＜１／｛（２π・ｆ_0c）² ・Ｃ₀₁・ａ｝・・・（第３式）が成立するインダクタンス値Ｌｒを有している。

【００２９】この場合、上記第１式と第２式を満足する
変数ｘおよびａを第３式の右辺に代入すれば、ＦＥＴ４
がＥ級動作を行うと共にそのオン期間とオフ期間が等し
い（デューティ比が５０％）という条件を満たすスイッ
チング用チョークコイル３のインダクタンス値Ｌｒが得
られる。一方、スイッチング用チョークコイル３のイン
ダクタンス値を、この演算された値よりも小さい値にす
ると、ＦＥＴ４は、その動作条件がＥ級からずれると共
に、ダンピングファクターがより小さくなることによ
り、ＦＥＴ４の共振波形が振動的になる。つまり、図３
（ｃ）の左側に示すように、スイッチング用チョークコ
イル３に蓄積されたエネルギーが圧電トランス５の入力
容量３３に流れ込むときの共振波形の周期がスイッチン
グ周波数ｆｓの周期よりも短くなる。したがって、入力
される直流電力の電圧が上昇したとしても、同図（ｃ）
の右側に示すように、スイッチング用チョークコイル３
に蓄積されたすべてのエネルギーをＦＥＴ４のオフ期間
内に入力容量３３に流し込むことができる。このよう
に、入力電圧が上昇したとしても、ＦＥＴ４がスイッチ
ングロスを発生しないため、直流電力を安定化させるた
めのＤＣ／ＤＣコンバータなどを不要にし、効率を低下
させることなく、いわゆるオールボルトタイプのインバ
ータ装置を実現することができる。

【００３０】なお、スイッチング用チョークコイル３の
インダクタンス値Ｌｒは、一義的に決定されるものでは
なく、図３（ｃ）の左側における共振波形をどのように
収束させるか、つまり、共振波形のダンピングファクタ
ーとの関係で定められる。言い換えれば、直流電源２の
入力電圧幅をどの程度にするかによって決定される。次
の条件、すなわち、負荷Ｑが４４．０７、共振周波数ｆ
_0Cが１１６．１ＫＨｚ、等価質量３４が８７０μＨ、入
力容量３３が０．０３２３μＦのときに、前記３式を演
算すると、Ｌｒの値は、１２５μＨとなるが、発明者の
実験によれば、実際に用いたインダクタンス値が６１．
１３μＨのときに、高効率のオールボルトタイプのイン
バータ装置を構成することができた。具体的には、負
荷、入力電圧、スイッチング周波数ｆｓおよびデューテ
ィ比を、それぞれ２．１Ｗ、９．５Ｖ、１１７．５ＫＨ
ｚおよび４４％としたときに、効率が９１％であった。
また、スイッチング用チョークコイル３のインダクタン
ス値Ｌｒは、小さくすれば入力容量３３とスイッチング
用チョークコイル３とに起因する共振電流が増大するた
め、上記で得られたインダクタンス値Ｌｒの２０％を最
小値とするのが好ましい。これは、共振電流が増大する
と、スイッチング用チョークコイル３に流れる電流値が
大きくなる結果、巻線に太い線種を使用しなければなら
ず、スイッチング用チョークコイルの形状が圧電トラン
ス５の大きさに対して相対的に大きくなってしまうため
である。

【００３１】また、図１，２で破線で示すように、スイ
ッチング用コイル３とは別にコイル９と直流カット用の
コンデンサ１０を接続してもよく、かかる場合には、コ
イル９のインダクタンス値が、上記で演算したインダク
タンス値Ｌｒとなり、スイッチング用チョークコイル３
のインダクタンス値は、直流電源２を定電流源とみなせ
る値のインダクタンス値となる。

【００３２】次に、インバータ装置１の全体的な動作に
ついて説明する。

【００３３】このインバータ装置１では、エラーアンプ
１２が、検出抵抗８によって検出された検出電圧とエラ
ーアンプ１２内の基準電圧との誤差電圧を増幅しＶ／Ｆ
変換回路１３に出力する。Ｖ／Ｆ変換回路１３は、増幅
された誤差電圧に対応する周波数のスイッチング信号を
生成し、ドライバ回路１４に出力する。そして、ドライ
バ回路１４がスイッチング信号を反転増幅した後に、そ
のスイッチング信号をＦＥＴ４に出力する。ＦＥＴ４が
オンのときは、圧電トランス５の入力容量３３に蓄積さ
れている電荷が放電され、スイッチング用チョークコイ
ル３にはエネルギーが蓄積される。一方、ＦＥＴ４がオ
フのときは、スイッチング用チョークコイル３に蓄積さ
れたエネルギーが放出されて圧電トランス５の入力容量
３３に充電される。そして、入力容量３３が充放電を繰
り返すことによって、圧電トランス５は、その充放電さ
れる電圧を所定の変換利得で昇圧し、昇圧した交流電力
を出力する。

【００３４】一方、冷陰極蛍光灯７に印加される電圧、
つまり負荷側の電圧が上昇したときは、検出抵抗８によ
る検出電圧の電圧値が高くなり、これに伴って、エラー
アンプ１２による誤差電圧も大きくなる。これにより、
Ｖ／Ｆ変換回路１３の発振周波数が高くなり、スイッチ
ング周波数ｆｓも高い周波数になる。この結果、圧電ト
ランス５の変換利得が低下し、負荷側電圧が低下するこ
とにより、負荷電圧が一定電圧に維持される。逆に、負
荷側電圧が低下したときは、誤差電圧がマイナス電圧に
なり、Ｖ／Ｆ変換回路１３の発振周波数が低下すること
によって、圧電トランス５の変換利得が高くなる。この
結果、負荷側電圧が上昇することによって、負荷電圧が
一定電圧に維持される。

【００３５】また、直流電源２の電源電圧が上昇したと
きは、ドライバ回路１４が、スイッチング信号のパルス
幅を狭くするように制御し、この結果、ＦＥＴ４のオン
時間が短くなり、スイッチング用チョークコイル３を介
して圧電トランス５に入力されるエネルギーが少なくな
る。これにより、負荷側の電圧上昇が防止され、負荷電
圧は、一定電圧に維持される。

【００３６】なお、この実施の形態では、直流電力から
交流電力に変換する例について説明したが、これに限定
されず、交流電力を直流電力に整流する整流回路を圧電
トランス５の出力側に配設してＤＣ／ＤＣコンバータと
して適用することができるのは勿論である。この場合、
負荷コンデンサ６は、圧電トランス５の出力と整流回路
の接続点とアース間に配設すればよい。また、整流回路
の出力電圧をエラーアンプ１２に入力することによっ
て、フィードバック制御することができ、この場合に
は、検出抵抗８を省略することができる。

【００３７】また、この実施形態では、Ｖ／Ｆ変換回路
１３を使用したが、ＰＷＭ（PulseWidth Modulation）
回路を用いてフィードバック制御することもできる。

【００３８】さらに、直流電源２として充電式の電池や
乾電池を用いることもできるし、ドライバ回路１４の接
続関係を適宜変更することもできる。

【００３９】

【発明の効果】以上のように本発明に係るインバータ装
置によれば、スイッチング回路の誘導性素子が所定の式
を満足するインダクタンス値を有するため、直流電源の
電圧が上昇したとしても、スイッチング素子がスイッチ
ングロスを発生せずに出力する交流電力の電圧値を一定
にするため、直流電力を安定化させるためのＤＣ／ＤＣ
コンバータなどを不要にし、効率を低下させることな
く、いわゆるオールボルトタイプのインバータ装置を実
現することができる。

【００４０】また、例えば、入力された直流電力の電圧
が上昇すると、制御部内のパルス幅制御部が、スイッチ
ング素子のオン期間が短くなるようにスイッチング信号
のパルス幅を制御するので、誘導性素子に蓄積されるエ
ネルギーが少なくなり、これにより、スイッチング素子
のオフ期間内に誘導性素子に蓄積されたすべてのエネル
ギーを圧電トランスの入力容量に流し込むことができ
る。このため、スイッチングロスをなくすことができ
る。また、パルス幅制御部が、入力された直流電力の電
圧値に応じてスイッチング信号のパルス幅を直ちに変化
させるので、フィードバックループのループ応答時間よ
りも早い過渡応答特性を有することになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るインバータ装置のブ
ロック図である。

【図２】本発明の実施の形態に係るインバータ装置の動
作原理を説明するためのインバータ装置の主要回路の等
価回路である。

【図３】（ａ）はＥ級の動作時において圧電トランスに
入力される電圧波形を示す図であり、（ｂ）は、準Ｅ級
の動作時、並びに、Ｅ級および準Ｅ級以外の動作時にお
ける圧電トランスに入力される電圧波形を示す図であ
り、（ｃ）は、本実施形態に係るインバータ装置の圧電
トランスに入力される電圧波形を示す図である。

【符号の説明】

１インバータ装置３スイッチング用チョークコイル４ＦＥＴ５圧電トランス８検出抵抗１１制御部１２エラーアンプ１３Ｖ／Ｆ変換回路１４ドライバ回路３３入力容量

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所 // Ｈ０２Ｍ 3/24 Ｈ０１Ｌ 41/08 Ａ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導性素子およびスイッチング素子を有
し入力された直流電力をスイッチングすることにより前
記誘導性素子にエネルギーを蓄積するスイッチング回路
と、当該蓄積されたエネルギーを入力し当該エネルギー
に基づいて交流電力を出力する圧電トランスとを備えた
インバータ装置において、前記誘導性素子は、ｘおよびａをそれぞれ正の実数であ
る変数とし、前記圧電トランスの入力容量、等価質量、
並びに当該圧電トランスに負荷を接続したときの当該負
荷を含めた当該圧電トランスの共振周波数および負荷Ｑ
をそれぞれＣ₀₁、Ｌ₀ 、ｆ_0cおよびＱ_L としたときに、
以下の３式、Ｑ_L ・（ｘ−１／ｘ）＝１．１５｛Ｃ₀₁・Ｌ₀ ・（ｘ² −１）・（ｘ² −ａ）／ｘ² ｝
^0.5 ＝０．４６／（２π・ｆ_0c）Ｌｒ＜１／｛（２π・ｆ_0c）² ・Ｃ₀₁・ａ｝が成立する前記インダクタンス値Ｌｒを有していること
を特徴とするインバータ装置。
【請求項２】前記負荷に印加される負荷電圧、および
前記負荷に流れる負荷電流のいずれか一方を検出電圧と
して検出する検出部と、当該検出電圧と基準電圧との差
電圧に基づくスイッチング信号によって前記スイッチン
グ素子をスイッチングすることにより前記検出電圧を一
定値にフィードバック制御する制御部とをさらに有し、
当該制御部は、前記スイッチング回路に入力された直流
電力の電圧値に応じて前記スイッチング信号のパルス幅
を変化させるパルス幅制御回路を備えていることを特徴
とする請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】前記制御部は、前記スイッチング信号を
前記差電圧の電圧値に応じた周波数のスイッチング信号
に変換する電圧／周波数変換回路を備えていることを特
徴とする請求項２記載のインバータ装置。