JP2005198462A - 圧電トランスを用いた電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ３ｋＶ程度の高電圧から数１０Ｖの低電圧までが得られ、かつ１００倍程度の電力的可変幅が得られ、しかも効率を向上できる、圧電トランスを用いた電源装置を提供する。
【解決手段】 電源装置１０は、印加された駆動電圧Ｖｄを変圧して出力電圧Ｖｏとして負荷Ｌへ供給する圧電トランス２０と、圧電トランス２０の出力電圧Ｖｏを検出する出力検出部１２と、出力検出部１２で検出された出力電圧Ｖｏ（以下「検出出力電圧Ｖｏ」という。）が設定された出力電圧Ｖｓ（以下「設定出力電圧Ｖｓ」という。）に等しくなるように駆動電圧Ｖｄの周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕを同時に制御する駆動電圧制御部１４と、駆動電圧制御部１４で制御された周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕによって駆動電圧Ｖｄを圧電トランス２０に印加する駆動部１６とを備えたものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は、圧電振動子の共振現象を利用して交流電圧を変圧する圧電トランスに関し、詳しくはこれを用いた電源装置に関する。

複写機やプリンタ等の電子写真装置には、帯電器等に直流高電圧を印加するための直流バイアス電源が用いられている。この直流バイアス電源は、例えば、出力電圧が数１０Ｖから３ｋＶ程度まで変化し、負荷が数１０ＭΩから１０ＧΩ程度まで変化する特性が要求され、主に巻線式トランスが使用されてきた。

しかし、巻線式トランスは、絶縁体として有機物が使用されているので、可燃性の点で問題があった。また、直流バイアス電源は出力電流値が数μＡという極めて微小な値であることにより、巻線式トランスは漏れ電流を極力少なくするために実装や構造での工夫が必要であった。

これらの欠点を補うために、圧電トランスを用いて直流バイアス電源を構成することが考えられている。圧電トランスは、セラミックスからなることにより有機絶縁物を必要としないので燃焼の危険性がなく、しかも小型化及び軽量化が容易である、という優れた特徴を有する。

この圧電トランスを用いて出力電圧を変えるには、駆動電圧の周波数を変える方法（以下「周波数制御」という。）と、駆動電圧のデューティ比を変える方法（以下「デューティ比制御」という。）とが知られている。また、特許文献１には、周波数制御とデューティ比制御とを、消費電力に応じてどちら一方に切り替える技術が開示されている。

特開２００３−２３５２５５号公報

しかしながら、周波数制御では次のような問題があった。

圧電トランスには複数の共振点が存在する。そして、その共振周波数を基準にして駆動電圧の周波数を上げても下げても、出力電圧が低下する。しかし、共振周波数から周波数を変化させても、出力電圧の最大値を数ｋＶに設定すると数１００Ｖ以下にはならない。なぜなら、周波数を大きく変化させると、次の共振周波数が近くなるため、却って出力電圧が上昇してしまうからである。

更に、駆動電圧の周波数には、共振周波数近傍等の効率の良い範囲が存在する。しかし、出力電圧の可変幅を大きくするために、効率の悪い範囲の周波数も使用しなければならないので、全体としての効率が良くなかった。

一方、デューティ比制御では次のような問題があった。

一般に、デューディ比は、５０％のときに出力電圧が最大値となり、これよりも小さくするにつれて出力電圧も低下する。また、デューディ比制御では、駆動電圧の周波数が例えば１００ｋＨｚを越える場合、駆動電圧の１周期が１０μｓｅｃ以下となる。しかし、一般的なＩＣやスイッチング素子では数μｓｅｃを制御することが困難であることにより、デューティ比を１０％未満に精度良く制御できないので、出力電圧の最大値を数ｋＶに設定すると数１０Ｖの低電圧を得ることができなかった。

更に、駆動電圧のデューティ比には、例えば５０％近傍等の効率の良い範囲が存在する。しかし、出力電圧の可変幅を大きくするために、効率の悪い範囲のデューティ比も使用しなければならないので、全体としての効率が良くなかった。

このように、周波数制御でもデューディ制御でも数１０Ｖの低電圧が得られないので、圧電トランスを用いて電子写真装置用の直流バイアス電源を作製することが困難であった。また、出力電圧が低いことは、出力電圧と出力電流との積である出力電力の可変幅も狭いことを意味する。これに加え、周波数制御でもデューディ制御でも、出力電圧の可変幅を広げようとすると効率が大きく低下していた。

そこで、本発明の目的は、３ｋＶ程度の高電圧から数１０Ｖの低電圧までが得られ、かつ１００倍程度の電力的可変幅が得られ、しかも効率を向上できる、圧電トランスを用いた電源装置を提供することにある。

本発明者は、上記目的を達成すべく研究を重ねた結果、周波数制御とデューティ比制御とを同時に実行すること（以下「周波数及びデューティ比同時制御」という。）により、これらが相乗的に作用するので、予想もしなかったような極めて低い出力電圧及び極めて広い電力的可変幅が容易に得られることを見出した。つまり、出力電圧が最小値となる周波数と出力電圧が最小値となるデューティ比とを組み合わせると、周波数制御又はデューティ比制御の単独では得られなかった低い出力電圧が容易に得られるのである。本発明は、この知見に基づきなされたものである。なお、ここでいうデューティ比とは、（オン時間）／（オン時間＋オフ時間）である。

すなわち、本発明に係る電源装置（請求項１）は、印加された駆動電圧を変圧して出力電圧として負荷へ供給する圧電トランスと、この圧電トランスの出力電圧を検出する出力検出部と、この出力検出部で検出された出力電圧が設定された出力電圧に等しくなるように周波数及びデューティ比を同時に制御する駆動電圧制御部と、この駆動電圧制御部で制御された周波数及びデューティ比によって駆動電圧を圧電トランスに印加する駆動部と、を備えたものである。

駆動部は、制御された周波数及びデューティ比を用いて、駆動電圧を圧電トランスに印加する。圧電トランスは、印加された駆動電圧を変圧して、出力電圧として負荷へ供給する。出力検出部は、圧電トランスの出力電圧を検出して、駆動電圧制御部へフィードバックする。駆動電圧制御部は、検出された出力電圧（以下「検出出力電圧」という。）が設定された出力電圧（以下「設定出力電圧」という。）に等しくなるように、周波数及びデューティ比を同時に制御する。これにより、出力電圧は、負荷変動等に伴って変動しても、直ちに設定された値に戻る。このとき、周波数及びデューティ比同時制御によって、低い出力電圧及び広い電力的可変幅が容易に得られる。したがって、負荷が激しく変動しても、出力電圧の安定性が容易に保たれる定電圧電源が得られる。

また、駆動電圧の印加に使用する周波数及びデューティ比の効率の良い範囲同士を組み合わせることにより、効率の悪い周波数及びデューティ比を使わなくても出力電圧の可変幅を広げることができるので、効率が向上する。

請求項２記載の電源装置は、請求項１記載の電源装置において、任意の出力電圧を設定する出力設定部を更に備えている。そして、駆動電圧制御部は、出力検出部で検出された出力電圧が出力設定部で設定された出力電圧に等しくなるように、周波数及びデューティ比を同時に制御する。

周波数及びデューティ比同時制御によって、低い出力電圧及び広い電力的可変幅が容易に得られる。したがって、極めて広い範囲に渡って出力電圧を変えられる可変電圧電源が得られる。

請求項３記載の電源装置は、請求項１又は２記載の電源装置において、出力電圧が最大値となる周波数及びデューティ比をそれぞれＦ１，Ｄ１とし、出力電圧が最小値となる周波数及びデューティ比をそれぞれＦ２，Ｄ２としたとき、駆動電圧制御部は次のように動作する。すなわち、検出出力電圧が設定出力電圧よりも小さければ周波数及びデューティ比をそれぞれＦ１及びＤ１に近づけ、逆に検出出力電圧が設定出力電圧よりも大きければ周波数及びデューティ比をそれぞれＦ２及びＤ２に近づける。

駆動電圧の周波数をＦ１に近づけると出力電圧が増加する。また、デューティ比をＤ１に近づけると出力電圧が増加する。したがって、周波数をＦ１に近づけ、かつデューティ比をＤ１に近づけると、より一層出力電圧が増加する。一方、駆動電圧の周波数をＦ２に近づけると出力電圧が減少する。また、デューティ比をＤ２に近づけると出力電圧が減少する。したがって、周波数をＦ２に近づけ、かつデューティ比をＤ２に近づけると、より一層出力電圧が減少する。このように、周波数の範囲とデューティ比の範囲とを一定の関係にすることにより、周波数及びデューティ比を同時に制御することを可能にしている。

請求項４記載の電源装置は、請求項３記載の電源装置において、出力電圧が最大値となるとき、周波数は圧電トランスの共振周波数であり、デューティ比は５０％である、というものである。

一般に、周波数制御において、周波数が共振周波数であるとき、出力電圧及び効率が最大になる。一般に、デューティ比制御において、デューティ比が５０％であるとき、出力電圧及び効率が最大になる。したがって、これらの条件を組み合わせることにより、一般的な圧電トランスの周波数及びデューティ比同時制御において出力電圧及び効率の最大値が得られる。

請求項５記載の電源装置は、請求項３又は４記載の電源装置において、周波数は圧電トランスの共振周波数よりも常に高い、というものである。

駆動電圧の周波数を共振周波数よりも高くしても低くしても、出力電圧を下げることができる。共振周波数よりも高い方を使用する理由は、次のとおりである。(1).同じ出力電圧であれば低周波側よりも高周波側の方が効率がよい。(2).圧電トランスは、一定以上の出力電圧を得るように周波数を変化させると、図８のような非線形現象が現れる。すなわち、高い周波数側から共振周波数に近づけた場合と、低い周波数側から共振周波数に近づけた場合とで、最大出力電圧が得られる周波数が異なる。特に低い周波数側からスキャンすると、いわゆるジャンプ現象が発生して、周波数変化に対する出力電圧変化が極めて大きくなる。したがって、共振周波数よりも高い方からスキャンすると、周波数変化に対する出力電圧変化が小さいので、出力電圧を高精度に制御できる。

請求項６記載の電源装置は、請求項１〜５記載の電源装置において、駆動電圧制御部が矩形波制御パルス発生部、三角波発振部及び誤差検出制御部を備えたものである。矩形波制御パルス発生部は、直流電圧Ｖａと三角波電圧Ｖｂとを比較し、Ｖａ＜Ｖｂである時間とＶａ＞Ｖｂである時間とに基づき、周波数及びデューディ比を定める。三角波発振部は、三角波電圧Ｖｂを生成する。誤差検出制御部は、検出出力電圧と設定出力電圧との差に基づき、直流電圧Ｖａの電圧値を変えるとともに、三角波電圧Ｖｂの周波数を変える。

例えば、Ｖａ＜Ｖｂである時間をオン時間とし、Ｖａ＞Ｖｂである時間をオフ時間とする。ここで、検出出力電圧が設定出力電圧よりも低ければ、誤差検出制御部は、例えば、直流電圧Ｖａの電圧値を下げて、三角波電圧Ｖｂの周波数を下げる。すると、矩形波制御パルス発生部は、（オン時間）／（オン時間＋オフ時間）が増えることによりデューティ比を５０％に近づけ、（オン時間＋オフ時間）が増えることにより周波数を共振周波数に近づける。逆に、検出出力電圧が設定出力電圧よりも高ければ、誤差検出制御部は、例えば、直流電圧Ｖａの電圧値を上げて、三角波電圧Ｖｂの周波数を上げる。すると、矩形波制御パルス発生部は、（オン時間）／（オン時間＋オフ時間）が減ることによりデューティ比を５０％から遠ざけ、（オン時間＋オフ時間）が減ることにより周波数を共振周波数から遠ざける。このようにして、駆動電圧制御部は、検出出力電圧が設定出力電圧に等しくなるように、駆動電圧の印加に使用する周波数及びデューティ比を同時に制御する。

請求項７記載の電源装置は、請求項１〜６記載の電源装置において、出力電圧に代えて出力電流としたものである。

例えば、請求項１記載の電源装置は、次のようになる。印加された駆動電圧を変圧して出力電流として負荷へ供給する圧電トランスと、この圧電トランスの出力電流を検出する出力検出部と、検出出力電流が設定出力電流に等しくなるように周波数及びデューティ比を同時に制御する駆動電圧制御部と、この駆動電圧制御部で制御された周波数及びデューティ比によって駆動電圧を圧電トランスに印加する駆動部と、を備えた電源装置。このように、出力電圧に代えて出力電流を用いても、前述と同様の作用が得られる。

請求項８の電源装置は、請求項１〜７の電源装置において、電子写真装置の直流バイアス電源として用いられるものである。

この直流バイアス電源は、例えば、出力電圧が数１０Ｖから３ｋＶ程度まで変化し、負荷が数１０ＭΩから１０ＧΩ程度まで変化する特性が要求されるので、本発明の電源装置が好適である。

本発明に係る電源装置によれば、周波数及びデューティ比同時制御を採用して出力電圧を一定にすることにより、低い出力電圧及び広い電力的可変幅が容易に得られるので、出力電圧の安定性に優れた定電圧電源を得ることができる。しかも、周波数及びデューティ比の効率の良い範囲同士を組み合わせることにより、効率の悪い周波数及びデューティ比を使わなくても出力電圧の可変幅を広げることができるので、効率を向上できる。また、本発明に係る電源装置は、請求項ごとに次の効果も奏する。

請求項２記載の電源装置によれば、任意の出力電圧を設定する出力設定部を備えたことのより、極めて広い出力電圧幅を有する可変電圧電源を得ることができる。

請求項３記載の電源装置によれば、駆動電圧の周波数及びデューティ比を、最小出力電圧が得られる周波数及びデューティ比の組み合わせ、又は最大出力電圧が得られる周波数及びデューティ比の組み合わせのどちらかに一方に近づけることにより、極めて広い出力電圧幅を得ることができる。

請求項４記載の電源装置によれば、駆動電圧の周波数及びデューティ比を共振周波数及び５０％として出力電圧の最大値を得ることにより、一般的な圧電トランスにおいて最も効率を向上できる。

請求項５記載の電源装置によれば、周波数を圧電トランスの共振周波数よりも高い方を使うことにより、低い方を使う場合に比べて、効率を向上でき、出力電圧を高精度に制御でき、共振周波数以下になっても出力電圧が若干上がる特性を利用できる。

請求項６記載の電源装置によれば、検出出力電圧と設定出力電圧との差に基づき直流電圧Ｖａの電圧値及び三角波電圧Ｖｂの周波数を変え、直流電圧Ｖａと三角波電圧Ｖｂとを比較して周波数及びデューディ比を定めることにより、低い出力電圧を得ることができる。

請求項７記載の電源装置によれば、出力電圧に代えて出力電流としたことにより、出力電流を基準として前述した効果を得ることができる。

請求項８の電源装置によれば、例えば、出力電圧が数１０Ｖから３ｋＶ程度まで変化し、負荷が数１０ＭΩから１０ＧΩ程度まで変化する特性を容易に満たすことができるので、電子写真装置の直流バイアス電源として好適に用いることができる。

図１は、本発明に係る電源装置の第一実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。

本実施形態の電源装置１０は、印加された駆動電圧Ｖｄを変圧して出力電圧Ｖｏとして負荷Ｌへ供給する圧電トランス２０と、圧電トランス２０の出力電圧Ｖｏを検出する出力検出部１２と、出力検出部１２で検出された出力電圧Ｖｏ（以下「検出出力電圧Ｖｏ」という。）が設定された出力電圧Ｖｓ（以下「設定出力電圧Ｖｓ」という。）に等しくなるように周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕを同時に制御する駆動電圧制御部１４と、駆動電圧制御部１４で制御された周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕによって駆動電圧Ｖｄを圧電トランス２０に印加する駆動部１６とを備えたものである。

圧電トランス２０は、圧電振動体２１に一次電極２２，２３と二次電極２４とを設け、一次側を厚さ方向（図において上下方向）に分極し、二次側を長さ方向（図において左右方向）に分極し、これらを図示しない樹脂ケース等に収容したものである。一次電極２２，２３は、圧電振動体２１を挟んで対向している。圧電振動体２１は、ＰＺＴ等の圧電セラミックスからなり、板状（直方体状）を呈している。圧電振動体２１の長さ方向において、一端からその長さの例えば半分までに一次電極２２，２３が設けられ、他端に二次電極２４が設けられている。一次側に長さ寸法で決まる固有共振周波数ｆｒの駆動電圧Ｖｄを入力すると、逆圧電効果により強い機械振動を起こし、圧電効果によりその振動に見合った高い出力電圧Ｖｏが二次側から出力される。出力電圧Ｖｏは負荷Ｌに供給される。

出力検出部１２は、例えば出力電圧Ｖｏを分圧する直列抵抗回路等からなり、出力電圧Ｖｏに対応した検出信号Ｓｏを駆動電圧制御部１４へ出力する。

駆動電圧制御部１４は、例えばＰＷＭ制御回路からなり、検出出力電圧Ｖｏに対応した検出信号Ｓｏと設定出力電圧Ｖｓに対応した設定信号Ｓｓとを比較し、Ｓｏ＞Ｓｓであれば出力電圧Ｖｏが低くなるように周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕを定め、逆にＳｏ＜Ｓｓであれば出力電圧Ｖｏが高くなるように周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕを定める。

駆動部１６は、例えばインダクタ、スイッチング素子等からなり、周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕに応じてスイッチング素子がオン・オフすることにより、直流の入力電圧Ｖｉを擬似正弦波電圧に変換して圧電トランス２０に印加する。

電源装置１０は、例えば次のように動作する。

出力電圧Ｖｏが最大値となる周波数Ｆ及びデューティ比ＤｕをそれぞれＦ１，Ｄ１とし、出力電圧Ｖｏが最小値となる周波数Ｆ及びデューティ比ＤｕをそれぞれＦ２，Ｄ２とする。このとき、駆動電圧制御部１４は、検出出力電圧Ｖｏが設定出力電圧Ｖｓよりも小さければ周波数Ｆ及びデューティ比ＤｕをそれぞれＦ１及びＤ１に近づけ、逆に検出出力電圧Ｖｏが設定出力電圧Ｖｓよりも大きければ周波数Ｆ及びデューティ比ＤｕをそれぞれＦ２及びＤ２に近づける。

周波数ＦをＦ１に近づけると出力電圧Ｖｏが増加する。また、デューティ比ＤｕをＤ１に近づけると出力電圧Ｖｏが増加する。したがって、周波数ＦをＦ１に近づけ、かつデューティ比ＤｕをＤ１に近づけると、より一層出力電圧Ｖｏが増加する。一方、周波数ＦをＦ２に近づけると出力電圧Ｖｏが減少する。また、デューティ比ＤｕをＤ２に近づけると出力電圧Ｖｏが減少する。したがって、周波数ＦをＦ２に近づけ、かつデューティ比ＤｕをＤ２に近づけると、より一層出力電圧Ｖｏが減少する。

このように、電源装置１０によれば、周波数及びデューティ比同時制御によって、低い出力電圧及び広い電力的可変幅が容易に得られる。したがって、負荷Ｌが激しく変動しても、出力電圧Ｖｏの安定性が容易に保たれる定電圧電源が得られる。しかも、周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕの効率の良い範囲同士を組み合わせることにより、効率の悪い周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕを使わなくても出力電圧Ｖｏの可変幅を広げることができるので、効率を向上できる。

また、電源装置１０では、出力電圧Ｖｏが最大値となるとき、周波数Ｆが圧電トランス２０の共振周波数であり、デューティ比Ｄｕが５０％である。一般に、周波数制御において、周波数Ｆが共振周波数であるとき、出力電圧Ｖｏ及び効率が最大になる。また、一般に、デューティ比制御において、デューティ比Ｄｕが５０％であるとき、出力電圧Ｖｏ及び効率が最大になる。したがって、これらの条件を組み合わせることにより、一般的な圧電トランス２０の周波数及びデューティ比同時制御において出力電圧Ｖｏ及び効率の最大値が得られる。

また、電源装置１０では、駆動電圧Ｖｄの周波数Ｆは圧電トランス２０の共振周波数よりも常に高くしている。駆動電圧Ｖｄの周波数Ｆを共振周波数よりも高くしても低くしても、出力電圧Ｖｏを下げることができる。共振周波数よりも高い方を使用する理由は、次のとおりである。(1).同じ出力電圧Ｖｏであれば低周波側よりも高周波側の方が効率がよい。(2).共振周波数よりも高い方が、周波数変化に対する出力電圧Ｖｏの変化が小さいので、出力電圧Ｖｏを高精度に制御できる。

また、出力電圧Ｖｏに代えて出力電流Ｉｏを用いることもできる。このとき、電源装置１０は、印加された駆動電圧Ｖｏを変圧して出力電流Ｉｏとして負荷Ｌへ供給する圧電トランス２０と、圧電トランス２０の出力電流Ｉｏを検出する出力検出部１２と、検出出力電流Ｉｏが設定出力電流Ｉｓ（図示せず）に等しくなるように周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕを同時に制御する駆動電圧制御部１４と、駆動電圧制御部１４で制御された周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕによって駆動電圧Ｖｄを圧電トランス２０に印加する駆動部１６とを備えたものとなる。このように、出力電圧Ｖｏに代えて出力電流Ｉｏを用いても、前述と同様の作用及び効果が得られる。

図２は、本発明に係る電源装置の第二実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

本実施形態の電源装置３０は、任意の出力電圧（設定出力電圧Ｖｓ）を設定する出力設定部３１を更に備えている。そして、駆動電圧制御部１４は、出力検出部１２で検出された出力電圧Ｖｏが出力設定部３１で設定された出力電圧Ｖｓに等しくなるように、周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕを同時に制御する。

出力設定部３１は、例えばＦ−Ｖ変換器等からなり、他の装置から出力された制御信号Ｓｓ’を入力し、設定出力電圧Ｖｓに対応する設定信号Ｓｓとして駆動電圧制御部１４へ出力する。

電源装置１０によれば、周波数及びデューティ比同時制御によって、低い出力電圧及び広い電力的可変幅が容易に得られる。したがって、極めて広い範囲に渡って出力電圧Ｖｏを変えられる可変電圧電源が得られる。

図３乃至図５は第一実施形態を更に具体化した実施例１を示し、図３は全体構成を示す回路図、図４は図３の各部分における波形を示す波形図、図５は動作を示す波形図である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

本実施例の電源装置１０は、出力検出部１２が出力電圧検出部１２１及び出力電流検出部１２２からなり、駆動電圧制御部１４が矩形波制御パルス発生部１４１、三角波発振部１４２及び誤差検出制御部１４３からなり、駆動部１６が駆動部１６１及び共振部１６２からなる。また、電源装置１０には、入力電圧Ｖｉの変動防止用のコンデンサＣ１、入力電圧Ｖｉから基準電圧Ｖｒを発生する基準電圧発生部１７、圧電トランス２０から出力された交流電圧（図４波形Ｅ）を直流の出力電圧Ｖｏに変換する整流部１８等が付設されている。

矩形波制御パルス発生部１４１は、直流電圧Ｖａ（図４波形Ａ）と三角波電圧Ｖｂ（図４波形Ｂ）とを比較し、Ｖａ＜Ｖｂである時間とＶａ＞Ｖｂである時間とに基づき、駆動電圧Ｖｄ（図４波形Ｄ）を印加するときに使用する周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕ（図４波形Ｃ）を定める。三角波発振部１４２は、三角波電圧Ｖｂを生成する。誤差検出制御部１４３は、検出出力電圧Ｖｏと設定出力電圧Ｖｓとの差に基づき、直流電圧Ｖａの電圧値を変えるとともに、三角波電圧Ｖｂの周波数を変える。

次に、各部の構成及び動作について、更に詳しく説明する。

基準電圧発生部１７は、抵抗器Ｒ２，Ｒ３、ツェナーダイオードＤ１、コンデンサＣ２等からなり、入力電圧Ｖｉを入力して基準電圧Ｖｒを出力する。

三角波発振部１４２は、抵抗器Ｒ４〜Ｒ７、コンデンサＣ３、コンパレータＵ１、ＦＥＴＱ１等からなる。コンパレータＵ１の−入力端子には、抵抗器Ｒ４，Ｒ５によって生成された基準電圧Ｖｒの分圧電圧Ｖ１−が印加される。コンパレータＵ１の＋入力端子には、コンデンサＣ３の充電電圧Ｖ１＋が印加される。充電電圧Ｖ１＋は、コンデンサＣ３及び抵抗器Ｒ６によって決まる時定数で漸増する。充電電圧Ｖ１＋が分圧電圧Ｖ１−を越えると、コンパレータＵ１の出力電圧がＨレベルとなることによりＦＥＴＱ１がオンとなって充電電圧Ｖ１＋が放電される。この動作の繰り返しによって、連続した三角波電圧Ｖｂが生成される。なお、抵抗器Ｒ６及びコンデンサＣ３の時定数は、出力電圧Ｖｏを最小値に絞ったときの周波数Ｆすなわち最高の周波数Ｆに設定する。

矩形波制御パルス発生部１４１は、抵抗器Ｒ８，Ｒ９、コンデンサＣ４、コンパレータＵ２等からなる。コンデンサＣ４はノイズ対策用である。コンパレータＵ２の−入力端子には、抵抗器Ｒ８，Ｒ９によって生成された基準電圧Ｖｒの分圧電圧である直流電圧Ｖａが印加される。コンパレータＵ２の＋入力端子には、三角波発振部１４２から出力された三角波電圧Ｖｂが印加される。コンパレータＵ２は、Ｖａ＞ＶｂであればＬレベル電圧を出力し、Ｖａ＜ＶｂであればＨレベル電圧を出力する。Ｌレベル出力時間がオフ時間であり、Ｈレベル出力時間がオン時間である。したがって、Ｈレベル出力時間／（Ｌレベル出力時間＋Ｈレベル出力時間）がデューティ比Ｄｕであり、１／（Ｌレベル出力時間＋Ｈレベル出力時間）が周波数Ｆである。

なお、直流電圧Ｖａは、出力電圧Ｖｏが最小値となる電圧値又は抵抗器Ｒ４と抵抗器Ｒ５とで決まる分圧電圧Ｖ１−よりも高く設定する。直流電圧Ｖａが分圧電圧Ｖ１−と同じであれば、デューティ比Ｄｕが０％のときにコンパレータＵ２の出力はＬレベルとなる。この状態で直流電圧Ｖａを下げていくとデューティ比Ｄｕが増加し、初期値の１／２まで下げるとデューティ比Ｄｕが５０％となる。

誤差検出制御部１４３は、抵抗器Ｒ１５〜Ｒ１９、コンデンサＣ９、ダイオードＤ３，Ｄ４、コンパレータＵ３等からなる。抵抗器Ｒ１７及びコンデンサＣ９は、コンパレータＵ３の入出力間の位相補償用である。ダイオードＤ３及び抵抗器Ｒ１５はコンデンサＣ３の放電用であり、ダイオードＤ４及び抵抗器Ｒ１６は直流電圧Ｖａの調整用である。抵抗器Ｒ１８，Ｒ１９は、設定出力電圧Ｖｓに対応する設定信号Ｓｓ生成用である。コンパレータＵ３の＋入力端子には検出出力電圧Ｖｏに対応した検出信号Ｓｏが印加され、コンパレータＵ３の−入力端子には設定出力電圧Ｖｓに対応した設定信号Ｓｓが印加される。コンパレータＵ２は、Ｓｏ＜ＳｓであればＬレベル電圧を出力し、Ｓｏ＞ＳｓであればＨレベル電圧を出力する。コンパレータＵ２からＬレベル電圧が出力されると、抵抗器６→抵抗器Ｒ１５→ダイオードＤ３と電流が流れることにより、コンデンサＣ３の充電電流が減少する。その結果、三角波電圧Ｖｂの傾きが緩やかになるので、三角波電圧Ｖｂの周波数Ｆが低下する（図５［１］→［２］）。また、コンパレータＵ３からＬレベル電圧が出力されると、抵抗器Ｒ８から抵抗器Ｒ９へ流れる電流がダイオードＤ４及び抵抗器Ｒ１６を介して減少することにより、直流電圧Ｖａが低下するので、デューティ比Ｄｕが増加する（図５［１］→［２］）。このとき、コンパレータＵ３からＨレベル電圧が出力されると、ダイオードＤ３，Ｄ４に逆バイアス電圧が印加されて電流が流れなくなるので、三角波電圧Ｖｂの周波数Ｆが上昇するとともにデューティ比Ｄｕが低下する（図５［２］→［１］）。

なお、抵抗器Ｒ１５の抵抗値は、コンパレータＵ３の出力がＬレベル電圧になったときに、コンデンサＣ３の充電時定数が共振周波数を下回らない範囲で、出力電圧Ｖｏの最大値及び最大負荷をカバーできる周波数になるように設定する。また、抵抗器Ｒ１６は、抵抗器Ｒ８と抵抗器Ｒ９との分圧電圧すなわち直流電圧Ｖａを変化させる。

出力電圧検出部１２１は、抵抗器Ｒ１３，Ｒ１４、コンデンサＣ７、ダイオードＤ２等からなる。出力電圧Ｖｏは、抵抗器Ｒ１３，Ｒ１４によって分圧され、検出信号Ｓｏとして誤差検出制御部１４３へ出力される。

出力電流検出部１２２は、電流検出回路１２３、抵抗器Ｒ１２、コンデンサＣ６等からなる。本実施例での出力電流検出部１２２は、過電流又は短絡電流を検出して圧電トランス２０の破壊を防止する。なお、出力電圧検出部１２１の代わりに出力電流検出部１２２を用い、出力電圧Ｖｏの代わりに出力電流Ｉｏを用いて出力制御することもできる。

整流部１８は、整流用ダイオード（図示せず）等からなる。整流部１８及び電流検出回路１２３については、一般的なものであるので、詳しい説明を省略する。

次に、電源装置１０の全体の動作を説明する。

入力端子に入力電圧Ｖｉを印加すると、基準電圧発生部１７から基準電圧Ｖｒが各部へ出力される。基準電圧Ｖｒは、各コンパレータＵ１，Ｕ２，Ｕ３へも供給される。これにより、基準電圧Ｖｒが分圧されて直流電圧Ｖａが生成されるとともに、三角波発振部１４２で三角波電圧Ｖｂが生成される（図４波形Ａ，Ｂ）。すると、コンパレータＵ２は、直流電圧Ｖａ及び三角波電圧Ｖｂの大小を比較して、Ｈレベル電圧又はＬレベル電圧を出力する（図４波形Ｃ）。この波形Ｃの周波数Ｆ及びデューティ比ＤｕによってＦＥＴＱ２がオン・オフし、これにより圧電トランス２０に駆動電圧Ｖｄ（図４波形Ｄ）が印加される。すると、圧電トランス２０は駆動電圧Ｖｄを変圧して交流電圧（図４波形Ｅ）を出力する。この交流電圧は、整流されて直流の出力電圧Ｖｏとなって、負荷（図示せず）へ供給される。出力電圧Ｖｏは、出力電圧検出部１２１で検出されて、検出信号ＳｏとしてコンパレータＵ３の＋入力端子へ出力される。コンパレータＵ３の−入力端子には、設定出力電圧Ｖｓに対応する設定信号Ｓｓが印加されている。

ここで、出力電圧Ｖｏが負荷変動により設定電圧Ｖｓよりも低下したとする。すると、コンパレータＵ３は、Ｓｏ＜Ｓｓとなることにより、Ｌレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Ｖｂの傾きが緩やかになるとともに直流電圧Ｖａが低下することにより、周波数Ｆが減少するとともにデューティ比Ｄｕが増加する（図５［１］→［２］）。その結果、出力電圧Ｖｏが増加する。

これとは逆に、出力電圧Ｖｏが負荷変動により設定電圧Ｖｓよりも上昇したとする。すると、コンパレータＵ３は、Ｓｏ＞Ｓｓとなることにより、Ｈレベル電圧を出力する。これにより、三角波電圧Ｖｂの傾きが急になるとともに直流電圧Ｖａが上昇することにより、周波数Ｆが増加するとともにデューティ比Ｄｕが減少する（図５［２］→［１］）。その結果、出力電圧Ｖｏが低下する。

なお、周波数Ｆを変化させたときの出力変化とデューティ比Ｄｕを変化させたときの出力変化は、周波数Ｆを変化させたときの方がデューティ比Ｄｕを変化させたときよりもはるかに急峻であるため、周波数ＦとデューティＤｕを同時に変化させてもあるポイントで出力が平衡する。

また、ダイオードＤ３，Ｄ４は、図とは逆向きに接続してもよい。この場合は、コンパレータＵ３からＨレベル電圧が出力されたときに、周波数Ｆを増加させデューティ比Ｄｕを減少させるように動作する。また、この場合は、コンパレータＵ３から出力されるＬレベル電圧の変動の影響を防ぐことができる。

図６乃至図８は第二実施形態を更に具体化した実施例２を示し、図６は全体構成を示す回路図、図７は動作を示すグラフ（その１）、図８は動作を示すグラフ（その２）である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図２乃至図５と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

本実施例の電源装置３０は、任意の出力電圧（設定出力電圧Ｖｓ）を設定する出力設定部３１としてのＦ−Ｖ変換部３１１を更に備えている。Ｆ−Ｖ変換部３１１は、他の装置から出力されたＰＷＭ信号からなる制御信号Ｓｓ’を入力し、そのデューティ比（０〜１００％）に対応する電圧値（０〜５Ｖ）である設定信号Ｓｓを出力する。設定信号Ｓｓは、出力電圧Ｖｓに対応する設定信号Ｓｓとして、コンパレータＵ２の−入力端子へ出力される。その他の部分の動作は、実施例１と同様である。

次に、電源装置３０の動作について説明する。

図７は、電源装置３０における周波数Ｆ及びデューティ比Ｄｕと出力電圧Ｖｏとの関係の一例を示すグラフである。

このグラフは、横軸の一つの出力電圧Ｖｏに、縦軸の一つの周波数Ｆ及び一つのデューティ比Ｄｕが対応している。例えば、設定信号Ｓｓを０．１５Ｖとすると、図示するように、周波数Ｆが１６５．００ｋＨｚ（Ｆ１）かつデューティ比Ｄｕが５１％（Ｄ１）となり、最大の出力電圧３３００Ｖが得られる。また、設定信号Ｓｓを２．３８Ｖとすると、図示するように、周波数Ｆが１８８．２３ｋＨｚ（Ｆ２）かつデューティ比Ｄｕが２１％（Ｄ２）となり、最小の出力電圧６Ｖが得られる。

図８は、電源装置３０における周波数Ｆと出力電圧Ｖｏとの関係の一例を示すグラフである。

駆動電圧Ｖｄの周波数Ｆは圧電トランス２０の共振周波数よりも常に高くしている。図では、高周波側からスキャンした場合を実線で示し、低周波側からスキャンした場合を二点鎖線で示している。詳しく言えば、駆動電圧Ｖｄの周波数Ｆは、低周波側からスキャンした場合に出力電圧Ｖｏの最大値が得られる周波数（１６４ｋＨｚ）よりも常に高くしている。

なお、図７及び図８に示す特性は、実施例１でも同様である。

本発明に係る電源装置の第一実施形態を示すブロック図である。 本発明に係る電源装置の第二実施形態を示すブロック図である。 実施例１の全体構成を示す回路図である。 図３の各部分における波形を示す波形図である。 実施例１の動作を示す波形図であり、図５［１］は出力電圧を低くする場合であり、図５［２］は出力電圧を高くする場合である。 実施例２の全体構成を示す回路図である。 実施例２における駆動電圧の周波数及びデューティ比と出力電圧との関係の一例を示すグラフである。 実施例２における駆動電圧の周波数と出力電圧との関係の一例を示すグラフである。

符号の説明

１０，３０ 電源装置
１２ 出力検出部
１２１ 出力電圧検出部
１２２ 出力電流検出部
１４ 駆動電圧制御部
１４１ 矩形波制御パルス発生部
１４２ 三角波発振部
１４３ 誤差検出制御部
１６ 駆動部
１６１ 駆動部
１６２ 共振部
１７ 基準電圧発生部
１８ 整流部
２０ 圧電トランス
３１ 出力設定部
３１１ Ｆ−Ｖ変換部
Ｄｕ 駆動電圧のデューティ比
Ｆ 駆動電圧の周波数
Ｉｏ 出力電流
Ｌ 負荷
Ｖｄ 駆動電圧
Ｖｏ 出力電圧

Claims (8)

1. 印加された駆動電圧を変圧して出力電圧として負荷へ供給する圧電トランスと、
   この圧電トランスの出力電圧を検出する出力検出部と、
   この出力検出部で検出された出力電圧が設定された出力電圧に等しくなるように、周波数及びデューティ比を同時に制御する駆動電圧制御部と、
   この駆動電圧制御部で制御された前記周波数及び前記デューティ比によって前記駆動電圧を前記圧電トランスに印加する駆動部と、
   を備えた圧電トランスを用いた電源装置。
2. 任意の出力電圧を設定する出力設定部を更に備え、
   前記駆動電圧制御部は、前記出力検出部で検出された出力電圧が前記出力設定部で設定された出力電圧に等しくなるように、前記周波数及び前記デューティ比を同時に制御する、
   請求項１記載の圧電トランスを用いた電源装置。
3. 前記出力電圧が最大値となる前記周波数及び前記デューティ比をそれぞれＦ１，Ｄ１とし、前記出力電圧が最小値となる前記周波数及び前記デューティ比をそれぞれＦ２，Ｄ２としたとき、
   前記駆動電圧制御部は、前記検出された出力電圧が前記設定された出力電圧よりも小さければ前記周波数及び前記デューティ比をそれぞれ前記Ｆ１及び前記Ｄ１に近づけ、逆に前記検出された出力電圧が前記設定された出力電圧よりも大きければ前記周波数及び前記デューティ比をそれぞれ前記Ｆ２及び前記Ｄ２に近づける、
   請求項１又は２記載の圧電トランスを用いた電源装置。
4. 前記出力電圧が最大値となるとき、前記周波数は前記圧電トランスの共振周波数であり、前記デューティ比は５０％である、
   請求項３記載の圧電トランスを用いた電源装置。
5. 前記周波数は前記圧電トランスの共振周波数よりも常に高い、
   請求項３又は４記載の圧電トランスを用いた電源装置。
6. 前記駆動電圧制御部は、
   直流電圧Ｖａと三角波電圧Ｖｂとを比較し、Ｖａ＜Ｖｂである時間とＶａ＞Ｖｂである時間とに基づき、前記周波数及び前記デューディ比を定める矩形波制御パルス発生部と、
   前記三角波電圧Ｖｂを生成する三角波発振部と、
   前記検出された出力電圧と前記設定された出力電圧との差に基づき、前記直流電圧Ｖａの電圧値を変えるとともに、前記三角波電圧Ｖｂの周波数を変える誤差検出制御部と、
   を備えた、
   請求項１乃至５のいずれかに記載の圧電トランスを用いた電源装置。
7. 前記出力電圧に代えて出力電流とした、
   請求項１乃至６のいずれかに記載の圧電トランスを用いた電源装置。
8. 電子写真装置の直流バイアス電源として用いられる、
   請求項１乃至７のいずれかに記載の圧電トランスを用いた電源装置。

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