JP5130664B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明はスイッチング電源に関わり、詳しくはスイッチング電源の制御方法および制御装置に関わる。

パワー半導体スイッチ素子と高周波スイッチング技術の開発が進んで、小形化、軽量化、高性能化、高効率化等の効果が上りスイッチング電源は多くの分野で使われるようになった。電力変換は入力電圧を一旦高周波のパルス列に変換し、改めてパルス列を平滑回路に通して、リプル電圧を減衰させて出力電圧を得る、というプロセスで行う。電圧の調整はこのパルス列を構成する各パルスの幅を制御する方法をとる。

スイッチング電源は、半導体スイッチ２１、リアクタ２２、コンデンサ２３等で構成した電力変換の主回路２と、半導体スイッチ２１をオン、オフさせる制御装置３とを組み合わせてなる。この主回路の基本的な構成を図９に示す、（Ａ）降圧コンバ−タ、（Ｂ）昇圧コンバ−タ、（Ｃ）昇降圧コンバ−タの３種の主回路がある。これらの主回路に入出力間の絶縁機能を持たせた回路も多く使われている。（Ｄ）はその１つで、プッシュプルコンバ−タの例である。これは（Ａ）の降圧コンバ−タに絶縁トランス２５を付加して回路を構成している。半導体スイッチ２１１か２１２のいずれかがオンしている状態は降圧コンバ−タの２１のオンに対応し、また２１１、２１２共にオフしている状態が２１のオフに対応する。（Ｅ）に交流電圧を入力とするＡＣ−ＤＣコンバ−タの例を示す。（Ｂ）の昇圧コンバ−タの前段に整流回路１２およびコンデンサ１３を設けている。コンデンサ１３は入力の交流回路に設ける例も多く見られる。
これらのコンバ−タの定常状態におけるリアクタ２２に流れる電流ｉＬのパタ−ンを図１０（Ａ）に示す。図９にあげた各主回路のリアクタ２２には同じパタ−ンの電流が流れる。半導体スイッチ２１のオン期間にリアクタ電流ｉＬの一部であるリプル電流は増加し、オフ期間に減少する。この増加、および減少の勾配は主回路の構成によって異なる。リアクタ２２に流れる電流ｉＬは斜線で示した直流分にリプルが加わったものである。

比較的出力容量の大きいスイッチング電源では、スイッチング周波数を一定にしてリアクタ電流連続モ−ドすなわち、直流分が存在するモ−ドで動作させている場合が一般的である。このスイッチング電源では負荷が変動して電源の出力電流が急変した場合とか、入力電圧が急変した場合に、過渡的に振動が生じたり、乱調を起こして電源を不安定な回路動作に陥ることがある。この原因は主回路のもつ伝達関数が２次になっているために起こる。これについては［非特許文献１］に詳しい。
負荷が急変したことが発端でリアクタ電流ｉＬが振動している状態を図１０（Ｂ）に示す。斜線で示した直流分が振動している。この直流分は定常状態における直流分に低周波の振動電流が加わったパタ−ンである。この低周波の振動はリアクタ２２とコンデンサ２３の共振によって生じる。振動電流は減衰振動であり、やがて図１０（Ａ）の定常状態に収斂する。

振動電流が発生しなければスイッチング電源の振動、乱調等はなくなる。この振動電流を生じない電流制御法は［特許文献１］、［非特許文献２］、［非特許文献３］、［非特許文献４］に開示されている。この制御法をとった場合のリアクタ電流ｉＬのパタ−ンを図１０（Ｃ）に示す。
ここで、電流制御した場合のリアクタ電流リプルの谷の大きさは直流分の大きさであり、これをＩｄｃ、ピ−ク値のレベルをＩｈと言うことにする。
各スイッチングサイクル毎にリプルが直流分のレベルＩｄｃに減少した時点で半導体スイッチ２１をオンさせてリプルを増加に転じさせるように制御する。この谷値の大きさを決めることによって結果として直流分の大きさが決まることになる。この電流制御法をとる場合にはスイッチング周波数は変わる。
リアクタ電流リプルの谷の値を制御することによってリアクタ２２は自由に振舞えなくなる。従ってコンデンサ２３と共振するような自由な振動は生じない。
この電流制御法をとった場合、平滑回路はコンデンサ２３のみとなるから伝達関数は１次になる。従ってボ−ド線図の位相遅れは９０°どまりとなる。位相特性の余裕は大きく、乱調等の不安定な動作状態に陥ることはない。

図１１に降圧コンバータを例にとってリプルの谷値を制御する回路の構成例および各部の動作波形を示す。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源であり、バッテリーや、交流電源と整流装置を組み合わせた直流電源を使う。２は主回路である。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタである。２３はコンデンサである。２４はダイオードで２１がオフしている期間に２２の電流ｉＬのパスとなる。２３の電圧Ｅｏｕｔが降圧コンバータの出力電圧である。Ｘ，Ｙは電流センサーの挿入箇所の例である。４は負荷である。３は出力電圧Ｅｏｕｔを所定の値に制御するパルス信号ＤＳを出力する制御装置である。３１は電圧Ｅｒｅｆをもつ基準電圧源である。３２は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆを入力し、その差の電圧に対応した信号ＭＳを出力する。３９は高周波の可変周波数発生器である。主回路のＸ、Ｙの電流センサーで検出した信号であるｉＬ、Ｉｏｕｔを使って三角波信号ＶＣを出力する。この場合、スイッチング周波数は変化する。４２はコンパレータで入力の信号ＭＳとＶＣを比較しその差の極性によってパルス幅制御したパルス信号ＰＷＭをだす。３８はこのパルス信号を増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号ＤＳを出す。信号ＤＳを半導体スイッチ２１に与えてこれをオン、オフさせる。
なお、キルヒホッフの法則からＩｏｕｔ＝ｉＬ−ｉＣの関係があり、Ｉｏｕｔに代わってｉＬ−ｉＣを使っても制御できる。また、定常動作時におけるコンデンサ２３の電流ｉＣにはリプルが流れることになる。この電流ｉＣから得た信号を使っても制御は出来る。また、Ｉｄｃを出力電流に連動させないで一定値を使っても制御できる。これらについては［特許文献１］および［非特許文献３］に詳しい。
スイッチ２１のオンのタイミングを、リプルの谷値のレベルからではなく、入力電圧と出力電圧から決める方法が［特許文献２］に開示されている。谷値はスイッチオンの結果として決まる。［特許文献２］の目的はスイッチングの周波数を一定にすることであるが、出力電圧の過渡変動の期間中は考慮の対象外としている。つまり、この過渡変動の期間中は出力電圧および周波数の変動を許容している。［特許文献２］の方法では過渡変動期間中のスイッチングオンのタイミングとリアクタ電流（コイル電流）との関係は不定の状態におかれる。本願で扱うのは［特許文献２］では対象外としている期間、すなわち、出力電流や入力電圧の過渡的な変動期間における出力電圧の変動抑制である。方法としてリプル の谷値のレベルをあらかじめ決め、このレベルに減少した時点からオンのタイミングを決める。

図１１（Ｂ）は（Ａ）の動作波形である。これを使って可変周波数三角波ＶＣの発生回路３９を説明する。主回路のリアクタ電流ｉＬ、出力電流Ｉｏｕｔおよび直流分Ｉｄｃは制御装置でもそれぞれｉＬ、Ｉｏｕｔ、およびＩｄｃの記号であらわす。
コンデンサ３９３は制御回路電源の定電圧Ｅ０から抵抗３９２を通して充電される。コンデンサ３９３の電圧ＶＣの大きさは時間に比例してほぼ直線的に増加する。コンパレ−タ３５からの同期信号ＴＳが入るとトランジスタ３９１がオンしてコンデンサ３９３の電荷を放電させる。信号ＴＳがなくなると３９１がオフとなり、３９３は再び増加を始める。三角波信号ＶＣの繰り返し周波数は信号ＴＳによってきまる。
次ぎに信号ＴＳを求める方法を説明する。信号Ｉｏｕｔを３２１と３２２で分圧して信号Ｉｄｃとする。信号Ｉｄｃの大きさは出力電流Ｉｏｕｔに連動して変化する。信号ＩｄｃとｉＬをコンパレータ３５に入力し、ｉＬの大きさが低下しＩｄｃとクロスすると信号ＴＳを出す。ＴＳの送出によって三角波信号ＶＣがゼロになると信号ＤＳが半導体スイッチ２１をオンさせリアクタ電流ｉＬが増加に転じる。これによりｉＬが再びＩｄｃより大きくなり、信号ＴＳはゼロに戻る。信号ｉＬがＩｄｃとクロスする毎に信号ＴＳが出てコンデンサ３９３の電圧を放電させる。つまり信号ＶＣはＴＳに同期した三角波信号となる。

図１２は入力電圧Ｅｉｎが変化したときのｉＬへの影響を説明する図である。降圧コンバ−タの場合、リアクタ電流ｉＬのリプルの増加の勾配は（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例し、また減少の勾配は−Ｅｏｕｔ／Ｌに比例する。Ｌはリアクタ２２のインダクタンスである。従って入力電圧Ｅｉｎの変化によって増加時の勾配は変わる。図１２において実線のｉＬが流れているときに例えば、入力電圧Ｅｉｎが急増した場合、出力電圧Ｅｏｕｔつまりコンデンサ２３の電圧にはまだ変化が出ていないからＤＳの幅は変わっていない。一方、ｉＬはＥｉｎの変化に即応して変わる。このためｉＬのピ−ク値は一点鎖線のように過大になる。いずれ、出力電圧が増加して、誤差増幅信号ＭＳのレベルが低下し、ＤＳのオン期間が狭くなりｉＬのピ−ク値を下げる方向に作用する。このようにリアクタ電流ｉＬは一端増加しその後減少して落ち着く。入力電圧Ｅｉｎが急減した場合にはピ−ク値が一端低下しその後上昇して落ち着く。このように入力電圧Ｅｉｎの変化は電流ｉＬを変化させる。入力電圧が大幅に急増してピ−ク値が半導体スイッチ２１の許容電流レベルを越える事態に至れば半導体スイッチを破壊してしまう。これを避けるためには、過電流抑制回路の付加が必要となる。

［非特許文献４］には昇圧コンバ−タを主回路とするＤＣ−ＤＣコンバ−タおよび昇圧コンバ−タの前段に整流回路を設けて商用交流電圧を入力とする例が開示されている。
また、同じ文献で入力の交流電流の波形を正弦波に整形し入力力率を高くする例も開示されている。リアクタ電流ｉＬの直流分Ｉｄｃを出力電流に追従して変化させ、かつ正弦半波のパタ−ンになるように制御する方法をとっている。Ｉｄｃの大きさは出力電流に連動して変わり、かつ交流入力電流波形が正弦波状になる。

特開第２００４−３２８９８２号 特開平９−１３５５６８ 「スイッチングコンバータの基礎」原田他。コロナ社。初版１９９２，２，２ 関野、「ＤＣ−ＤＣコンバータリアクタ電流の二元制御について」、電子情報通信学会、信学技報ＥＥ２００３−２、２００３，５，９ 関野、「ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧−電流二元制御回路」、電子情報通信学会、信学技報２００３−６４、２００４，２，１２ 関野、「電圧・電流二元制御法を適用した昇圧コンバータの特性」、電子情報通信学会、信学技報ＥＥ２００４−６２、２００５，２，８

従来のスイッチング電源はスイッチング周波数が一定であり、かつ伝達関数が２次であることから、リアクタ２２とコンデンサ２３の共振等によって振動が生じて、出力電圧の品質、すなわち精度および安定性を低下させる。このため電圧の変動幅、変動期間等を小さく抑える処置が必要になる。また、ボ−ド線図特性における位相の遅れが１８０°近くになるためネガティブフィードバック制御ループは余裕不足で乱調を生じやすい。この乱調はスイッチング電源の出力精度を低下させるばかりか、電源そのものの信頼性を損なうことになり、乱調を生じさせない処置が必要になる。

スイッチング周波数を可変にしてリアクタ電流ｉＬにおけるリプルの谷の値を拘束すれば振動や乱調が生じなくなるが、入力電圧Ｅｉｎの変動時にはリプルのピ−ク値が過渡的に増加するので、半導体スイッチの過電流保護回路を設ける必要がある。

リアクタ電流リプルの谷値を所定のＩｄｃのレベルになるように制御する。

リアクタ電流のピ−クを所定の大きさＩｈになるように制御する。

リアクタ２２に流れる電流を制御することによってリアクタ２２は特定のインダクタンスをもつ部品として自由に振る舞うことができない。このためコンデンサ２３と共振を起こすことはなくなる。出力電圧に振動が生じないため負荷や入力電圧に変動が生じたとときに電圧過渡変動が小さくなり、また変動が整定するまでの時間が短くなる。つまり動特性の応答が高速になる。

スイッチング電源の伝達関数特性がコンデンサ２３で決まるため１次になる。従ってボード線図における位相遅れは最大でも９０°どまりである。ネガティブフィードバック制御ループを構成したときのマージンが大きいので制御動作は安定である。制御系のマージン不足による不安定振動、いわゆる乱調が生じることはなく、信頼性が高くなるとともに電源の品質が向上する。

また、スイッチング電源の入力電圧に変動が生じても半導体スイッチが過電流にならない。従って、過電流抑止回路を付加する必要はなくなる。また、この場合、出力電圧に変動は生じない。

スイッチング電源ではリアクタ２２とコンデンサ２３が共振する回路条件ができるために図１０（Ｂ）の振動電流を誘発しやすい。その結果リアクタ電流ｉＬおよびコンデンサ電圧Ｅｏｕｔに振動が現れる。そこでリアクタ電流ｉＬの直流分Ｉｄｃが自由に変動しないように所定の大きさに拘束する回路を設ける。すなわち直流分Ｉｄｃを電流源となるように、つまり一定になるように制御する。図１０（Ｃ）にこれを示す。リプルの谷値を所定の大きさＩｄｃになるように制御する方法をとる。

図１１の従来の方法では可変周波数の三角波信号ＶＣを使って制御装置出力のＤＳのパルスの幅を決めていたため、入力電圧の変動に即応できない。そこで三角波信号ＶＣを使わずに、リアクタ電流のピ−クが所定の大きさＩｈに達した時点でＤＳのパルスをオフとする方法をとる。これにより、リプルの上限値の制御には時間遅れがないのでリプルの上限が一定になり入力電圧の変化に影響されない、つまり、過電流になることが避けられる。

制御のプロセス

図１は本発明の制御のプロセスを説明するための図で、リアクタ電流と半導体スイッチの制御信号との関係を示したものである。リアクタ電流ｉＬは斜線で示した大きさＩｄｃの直流分に振幅（Ｉｈ−Ｉｄｃ）のリプルを加算したパタ−ンになっている。リアクタ電渡ｉＬのリプルの谷値は直流分Ｉｄｃのレベルにある。また、ピ−ク値はＩｈのレベルである。リアクタ電流ｉＬが減少してＩｄｃのレベルとクロスした時点で半導体スイッチ２１をオンさせる信号ＤＳを送出し、ｉＬが増加してＩｈのレベルとクロスした時点でオン信号ＤＳを止める。すなわち半導体スイッチをオフさせる。ＩｄｃとＩｈの差は誤差増幅器の出力ＭＳに対応した大きさである。出力電圧が変化すると、このリプルの振幅（Ｉｈ−Ｉｄｃ）が変わり、出力電圧の変動分は補償される。
スイッチング電源の出力電圧Ｅｏｕｔが変動、例えば増加すれば、誤差増幅信号ＭＳが小さくなり、これによって出力電圧は減少し変化分は補償される。Ｅｏｕｔが減少した場合ではＭＳが大きくなることによって補正される。

次ぎに、スイッチング電源の入力電圧Ｅｉｎが急変した場合の特性について図２を使って説明する。入力電圧Ｅｉｎが定常状態にあるときのリアクタ電流ｉＬを実線で示してある。このリプルの増加の勾配は（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例し、また減少の勾配は−Ｅｏｕｔ／Ｌに比例する。従って入力電圧Ｅｉｎの大きさが変わるとリプルの増加時の勾配に影響する。入力電圧が増加した場合をとりあげる。破線で示したようにリプルの増加時の勾配が大きくなる。しかし、リプルのピ−ク値がＩｈのレベルに達すると減少に転じるのでＩｈを越えて増加することはない。これは半導体スイッチ２１が過電流にならないことを示している。
リアクタ電流ｉＬの平均値は降圧コンバ−タの場合は（Ｉｈ＋Ｉｄｃ）／２であり、ｉＬの勾配には関係がない。従って入力電圧が変わっても影響を受けない。平均電流はコンバ−タの出力電流Ｉｏｕｔに等しいことから出力電流Ｉｏｕｔの制御にはＥｉｎは影響しない。
このようにリプルのピ−ク値と谷値を制御する方法をとれば、直接入力電圧の変化の影響を受けることはなくなり、また半導体スイッチ２１に過電流が流れることはない。

図３に本発明の第１の実施例を示す。（Ａ）はスイッチング電源の構成を、また（Ｂ）は各部の動作波形を示す。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源であり、バッテリーや、交流電源と整流装置を組み合わせた直流電源等を使う。２は電力変換の主回路で降圧コンバータを使った例を示している。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタである。２３はコンデンサである。２４はダイオードで２１がオフしている期間に２２の電流ｉＬのパスとなる。２３の電圧Ｅｏｕｔが降圧コンバータの出力電圧である。Ｘ、Ｙは電流センサーの挿入箇所の例である。４は負荷である。

次ぎに、制御装置３を説明する。出力電圧Ｅｏｕｔをセンシングして、この信号と基準電源３１の電圧Ｅｒｅｆとを誤差増幅器３２に入力し、これら入力の差に対応した誤差増幅信号ＭＳを得る。またＭＳを分圧して信号βＭＳを得る。Ｙで出力電流Ｉｏｕｔをセンシングして、これを抵抗３３１と３３２で分圧して信号Ｉｄｃを得る。Ｉｄｃはリアクタ電流リプルの谷の大きさ、すなわち直流分の大きさを決める信号である。リアクタ電流ｉＬをＸでセンシングした信号とＩｄｃをコンパレ−タ３５に入力し、同信号がクロスした時点から、差の極性に対応した信号ＴＳを出力する。また、加算器３４１でβＭＳとＩｄｃの和をとり、これと信号ｉＬとをコンパレ−タ３６に入力し、両信号がクロスした時点でこれらの差の極性に対応した信号ＴＲを出力する。信号ＴＳとＴＲをＰＷＭ回路３７に入力し、ＴＳの入力のタイミングからＴＲのタイミングまでハイレベルの信号ＰＷＭを出力する。ＴＲのタイミングからＴＳのタイミングまでは信号ＰＷＭはロ−レベル、つまりゼロレベルにある。３８は信号ＰＷＭを入力し、これを増幅し、必要なら絶縁したパルス信号ＤＳを出力する。信号ＤＳがハイレベルにある期間半導体スイッチ２１はオンする。

図３（Ｂ）に動作波形を示す。制御装置３のパルス信号ＤＳを生成するタイミングＴＳについて説明する。ＰＷＭ出力がロ−レベルにあるとき、リアクタ電流ｉＬをセンシングした信号が減少して信号Ｉｄｃのレベルより、さらに下がろうとするとコンパレ−タ３５の出力信号ＴＳはハイレベルになる。これにより信号ＰＷＭおよびＤＳがハイレベルになり、半導体スイッチ２１をオンさせる。これによりリアクタ電流ｉＬは増加に転じ、従って信号が増加し再びＩｄｃより高くなり、信号ＴＳはゼロレベルになる。従って通常の信号ＴＳは幅の狭いパルスになる。

次ぎに信号ＤＳがオフになるタイミングについて説明する。信号Ｉｄｃに誤差増幅した信号βＭＳを加算した信号とリアクタ電流信号ｉＬをコンパレ−タ３６に入力し、ｉＬのレベルが加算信号より高くなった時点で信号ＴＲを出力する。ＴＲがハイレベルになるとＰＷＭ回路３７は反転し、その出力ＰＷＭはロ−レベルになる。これによって信号ＤＳはロ−レベルになり、半導体スイッチ２１はオフとなる。これに伴いｉＬは減少に転じ、コンパレ−タ３７の入力の差が反転し出力信号ＴＲはゼロレベルになる。従って、通常動作時にはＴＲのパルス幅は狭い。
負荷が変動などして出力電流Ｉｏｕｔが急減するとＩｄｃも急減しｉＬがＩｄｃまで減少するのに時間がかかる。その間、信号ＤＳはオフのままである。この場合ＴＲのパルス幅は広くなる。

リプルの谷はＩｄｃの大きさで決まり、一方、ピ−クは（βＭＳ＋Ｉｄｃ）の大きさできまる。リアクタ電流ｉＬの平均値は（Ｉｄｃ＋βＭＳ／２）であり、これは出力電流Ｉｏｕｔに等しい。第１の実施例図３ではリアクタ電流リプルの谷値を決める信号Ｉｄｃを得るのに、出力電流信号Ｉｏｕｔを抵抗３３１と３３２で分圧している。これによりＩｄｃは出力電流Ｉｏｕｔに比例して変わる。
出力電流Ｉｏｕｔが異なるときのリアクタ電流ｉＬのパタ−ンを図４（Ａ）に示す。Ｉｄｃは出力電流Ｉｏｕｔを分圧して得ているため、Ｉｏｕｔが変わるとリプルの振幅も変わる。

リアクタ電流の直流分Ｉｄｃを決める第２の実施例を図５（Ａ）に示す。定電圧Ｅ０を抵抗３３１と３３２で分圧して一定の差電圧Ｅ０Ｓを得る。出力電流Ｉｏｕｔからこの差電圧を減じた信号を出力信号Ｉｄｃとする。Ｉｄｃのレベルと出力電流Ｉｏｕｔとの差を一定の大きさにする。これによりリアクタ電流ｉＬのリプルの振幅は、Ｉｏｕｔが変動しても影響を受けず一定になる。
図４（Ｂ）は、この実施例を使った場合、すなわち出力電流ＩｏｕｔとＩｄｃの差を一定に制御した場合のリアクタ電流ｉＬのパタ−ンである。出力電流Ｉｏｕｔが変わってもリプルの振幅は変わらない。従って誤差増幅信号ＭＳの大きさも変わらない。ＭＳが変わらないことは、誤差増幅器の入力である出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆ間の差が一定であることを意味する。つまりオフセットが一定である。特性としては出力電圧Ｅｏｕｔの精度が極めて高いことを意味している。のリアクタ電流ｉＬのパタ−ンを図４（Ｂ）に示すリプルの振幅は変わらず、一定である。

図５（Ａ）においてコンパレ−タ３６の出力は、２つの入力の差 ｉＬ−Ｉｄｃつまり ｉＬ−｛Ｉｏｕｔ−Ｅ０Ｓ｝の極性によってきまる。この関係は｛ｉＬ＋Ｅ０Ｓ｝−Ｉｏｕｔの極性によって決めるのと同じである。後者の関係式を回路図で構成したのが図５（Ｂ）である。ｉＬの制御に関する効果は図５（Ａ）と同じである

これに対して図６の第３の実施例では信号Ｉｄｃのレベルを出力電流の変化には対応させず、一定値を使う方法である。すなわち、分圧抵抗３３１、３３２への印加電圧として制御電源の定電圧Ｅ０を使う。これによりＩｄｃのレベルは出力電流Ｉｏｕｔとは関係なく常に一定である。
出力電流が一定、あるいは変化が少ない負荷に給電する場合にはＩｄｃは固定したままでよい。この場合出力電圧の変化は、誤差増幅器の出力であるβＭＳを変えて、つまりリプルの振幅を変えて補償する。
この実施例を使った場合のリアクタ電流ｉＬのパタ−ンを図４（Ｃ）に示す。

図３（Ａ）のＰＷＭ回路３７をコンデンサの充放電回路で構成した実施例４を図７に示す。コンデンサＣＸがハイレベルにある期間がＰＷＭ信号がハイレベルにある状態である。コンデンサＣＸがロ−レベルにある期間がＰＷＭ信号がロ−レベルにある状態である。信号ＴＳが入力するとトランジスタ３７１がオンしてコンデンサＣＸを充電させると、ＰＷＭ信号はハイレベルになる。次ぎにトランジスタ３７２がオンしてコンデンサＣＸを放電させるとＰＷＭ信号はロ−レベルになる。

図３（Ａ）におけるＰＷＭ回路３７の他の実施例５を図８に示す。Ｒ−Ｓフリップフロップ

になる。次にＳに入力があるまでこの状態は維持される。
このフリップフロップの入力Ｓに３５の出力ＴＳを与える。入力Ｒに３６の出力ＴＲを与える。Ｑからの出力をＰＷＭ信号とする。

本発明の実施例では半導体スイッチとしてバイポーラトランジスタを使った回路を示しているが他の半導体スイッチ、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等を使っても同様な動作をすることは言うまでもない。

本発明は実施例の降圧コンバータに限らず半導体スイッチやリアクタ、コンデンサを使う昇圧コンバータや昇降圧コンバータにも適用できることは言うまでもない。

入出力間を絶縁する、あるいは電圧比を大きく変えるトランスを有するコンバータに適用できることは言うまでもない。

本発明のスイッチング電源の入力側に整流回路を設けて交流入力、直流出力の整流電源とすることができる。

低電圧で動作する半導体ＩＣは、産業機器、通信機器、自動車搭載機器、計測機器、事務機器、家電機器等の分野で広く使われている。これらには低電圧で動作するＩＣに給電するためのスイッチング電源が必要であり、多くの場合、商用交流電圧を受けてこれを必要な直流電圧に変換して給電する。通信用や自動車用等ではバッテリ−の直流電圧から必要な電圧に変換する。これらの用途にはいずれにも本発明が適用できる。
また、最近の動向としてＩＣが求める直流電圧は極端に低くなっている。かつては５ボルトが標準であったが、１ボルト以下で電流容量の大きなスイッチング電源の需要も出てきた。給電電圧が低く、電流が大きいと給電線の電圧降下が厳しい制約となる。本発明の電圧変動がほとんどなく、振動を生じない制御技術が効果を発揮する。

本発明の原理を説明するリアクタｉＬのパタ−ン。 入力電圧Ｅｉｎが急増したときのリアクタｉＬのパタ−ンの変化を示す図。 本発明のスイッチング電源の構成およびその動作を説明する図。 出力電流Ｉｏｕｔが変わったときのリアクタ電流ｉＬのパタ−ンであり、（Ａ）は図３の実施例の場合で、Ｉｏｕｔとリプルの大きさが比例関係にあるケ−スである。（Ｂ）は図４の実施例の場合で、Ｉｄｃのレベルを出力電流に関係なく一定にした場合である。（Ｃ）は図５の実施例の場合で、出力電流ＩｏｕｔとＩｄｃの差を一定に制御した場合である。 リアクタｉＬに含まれる直流分のレベルＩｄｃを制御する信号Ｉｄｃの発生回路であり、出力電流Ｉｏｕｔと直流分Ｉｄｃとの差を一定に制御する回路。 リアクタｉＬに含まれる直流分のレベルＩｄｃを一定に制御する回路 ＰＷＭ回路をコンデンサの充放電回路で構成した実施例。 ＰＷＭ回路をフリップフロップ回路で構成した実施例。 電力変換の主回路の従来例 リアクタ電流ｉＬのパタ−ンの例 従来のスイッチング電源の例 図１１の従来回路で入力電圧Ｅｉｎが急増した場合のリアクタ電流ｉＬの変化

符号の説明

（１）１ 入力の直流電源
（２）２ 電力変換の主回路
（３）３ 制御装置
（４）４ 負荷
（５）ｉＬ リアクタ２２に渡れる電流
（６）Ｉｄｃ ｉＬに含まれる直流分の大きさ
（７）Ｉｈ ｉＬのピ−クの大きさ
（８）Ｉｏｕｔ スイッチング電源の出力電流
（９）ＭＳ スイッチング電源の出力電圧と基準電源電圧との誤差に対応した信号
（１０）βＭＳ 信号ＭＳを分圧した信号
（１１）ＤＳ 制御装置出力のパルス信号
（１２）ＴＳ ＤＳのオンのタイミングを決める信号
（１３）ＴＲ ＤＳのオフのタイミングを決める信号
（１４）ＣＸ ＰＷＭ回路を構成する充放電コンデンサ

Claims (2)

1. リアクタ（２２）とコンデンサ（２３）と半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンさせるパルス信号を生成する制御装置とからなる電源であって、該制御装置はリアクタ（２２）に流れるリアクタ電流が減少し直流分のＩｄｃに達した時点で信号ＴＳを発生させ、また該リアクタ電流が増加しＩｈに達した時点で信号ＴＲを発生させ、信号ＴＳでオンさせ、また信号ＴＲでオフさせる該パルス信号を出力し、Ｉｄｃは該電源の出力電流に連動した大きさであり、Ｉｈは、該電源の出力電圧をフィードバックして得た信号に対応した大きさであることを特徴とするスイッチング電源。
2. 請求項１において信号ＴＳと信号ＴＲをフリップフロップに入力し、信号ＴＳの入力時点から信号ＴＲの入力時点までパルス信号を出力することを特徴とするスイッチング電源。

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