JP2007312586A - スイッチング電源 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】特性劣化の原因は、リアクタとコンデンサが共振する回路動作条件があるためであり、これらの動作を拘束する。第1の手段はリアクタに流れる電流を拘束して共振電流を生じさせない。第2の手段はコンデンサに低周波の電流が流れないようにしてコンデンサ電圧に電圧変動が生じないようにする。これらにより共振による出力電圧変動がなくなり電圧精度が向上する。また、伝達関数の位相遅れは90度以下となり、乱調発生が防げ、電源としての信頼性が高くなる。
【選択図】図1
Description
これらのコンバ−タの定常状態におけるリアクタ22に流れる電流iLのパタ−ンを図10(A)に示す。図9にあげた各主回路のリアクタ22には同じパタ−ンの電流が流れる。半導体スイッチ21のオン期間にリアクタ電流iLの一部であるリプル電流は増加し、オフ期間に減少する。この増加、および減少の勾配は主回路の構成によって異なる。リアクタ22に流れる電流iLは斜線で示した直流分にリプルが加わったものである。
負荷が急変したことが発端でリアクタ電流iLが振動している状態を図10(B)に示す。斜線で示した直流分が振動している。この直流分は定常状態における直流分に低周波の振動電流が加わったパタ−ンである。この低周波の振動はリアクタ22とコンデンサ23の共振によって生じる。振動電流は減衰振動であり、やがて図10(A)の定常状態に収斂する。
ここで、電流制御した場合のリアクタ電流リプルの谷の大きさは直流分の大きさであり、これをIdc、ピ−ク値のレベルをIhと言うことにする。
各スイッチングサイクル毎にリプルが直流分のレベルIdcに減少した時点で半導体スイッチ21をオンさせてリプルを増加に転じさせるように制御する。この谷値の大きさを決めることによって結果として直流分の大きさが決まることになる。この電流制御法をとる場合にはスイッチング周波数は変わる。
リアクタ電流リプルの谷の値を制御することによってリアクタ22は自由に振舞えなくなる。従ってコンデンサ23と共振するような自由な振動は生じない。
この電流制御法をとった場合、平滑回路はコンデンサ23のみとなるから伝達関数は1次になる。従ってボ−ド線図の位相遅れは90°どまりとなる。位相特性の余裕は大きく、乱調等の不安定な動作状態に陥ることはない。
なお、iC=iL−Iout の関係があり、定常動作時におけるコンデンサ23の電流iCにはリプルが流れることになる。この電流iCから得た信号を使っても制御はできる。また、Idcを出力電流に連動させないで一定値を使っても制御できる。これらについては[特許文献1]および[非特許文献3]に詳しい。
コンデンサ393は制御回路電源の定電圧E0から抵抗392を通して充電される。コンデンサ393の電圧VCの大きさは時間に比例してほぼ直線的に増加する。コンパレ−タ35からの同期信号TSが入るとトランジスタ391がオンしてコンデンサ393の電荷を放電させる。信号TSがなくなると391がオフとなり、393は再び増加を始める。三角波信号VCの繰り返し周波数は信号TSによってきまる。
次ぎに信号TSを求める方法を説明する。信号Ioutを321と322で分圧して信号Idcとする。信号Idcの大きさは出力電流Ioutに連動して変化する。信号IdcとiLをコンパレータ35に入力し、iLの大きさが低下しIdcとクロスすると信号TSを出す。TSの送出によって三角波信号VCがゼロになると信号DSが半導体スイッチ21をオンさせリアクタ電流iLが増加に転じる。これによりiLが再びIdcより大きくなり、信号TSはゼロに戻る。信号iLがIdcとクロスする毎に信号TSが出てコンデンサ393の電圧を放電させる。つまり信号VCはTSに同期した三角波信号となる。
また、同じ文献で入力の交流電流の波形を正弦波に整形し入力力率を高くする例も開示されている。リアクタ電流iLの直流分Idcを出力電流に追従して変化させ、かつ正弦半波のパタ−ンになるように制御する方法をとっている。Idcの大きさは出力電流に連動して変わり、かつ交流入力電流波形が正弦波状になる。
スイッチング電源の出力電圧Eoutが変動、例えば増加すれば、誤差増幅信号MSが小さくなり、これによって出力電圧は減少し変化分は補償される。Eoutが減少した場合ではMSが大きくなることによって補正される。
リアクタ電流iLの平均値は降圧コンバ−タの場合は(Ih+Idc)/2であり、iLの勾配には関係がない。従って入力電圧が変わっても影響を受けない。平均電流はコンバ−タの出力電流Ioutに等しいことから出力電流Ioutの制御にはEinは影響しない。
このようにリプルのピ−ク値と谷値を制御する方法をとれば、直接入力電圧の変化の影響を受けることはなくなり、また半導体スイッチ21に過電流が流れることはない。
負荷が変動などして出力電流Ioutが急減するとIdcも急減しiLがIdcまで減少するのに時間がかかる。その間、信号DSはオフのままである。この場合TRのパルス幅は広くなる。
出力電流Ioutが異なるときのリアクタ電流iLのパタ−ンを図4(A)に示す。Idcは出力電流Ioutを分圧して得ているため、Ioutが変わるとリプルの振幅も変わる。
図4(B)は、この実施例を使った場合、すなわち出力電流IoutとIdcの差を一定に制御した場合のリアクタ電流iLのパタ−ンである。出力電流Ioutが変わってもリプルの振幅は変わらない。従って誤差増幅信号MSの大きさも変わらない。MSが変わらないことは、誤差増幅器の入力である出力電圧Eoutと基準電圧Eref間の差が一定であることを意味する。つまりオフセットが一定である。特性としては出力電圧Eoutの精度が極めて高いことを意味している。のリアクタ電流iLのパタ−ンを図4(B)に示すリプルの振幅は変わらず、一定である。
出力電流が一定、あるいは変化が少ない負荷に給電する場合にはIdcは固定したままでよい。この場合出力電圧の変化は、誤差増幅器の出力であるβMSを変えて、つまりリプルの振幅を変えて補償する。
この実施例を使った場合のリアクタ電流iLのパタ−ンを図4(C)に示す。
また、最近の動向としてICが求める直流電圧は極端に低くなっている。かつては5ボルトが標準であったが、1ボルト以下で電流容量の大きなスイッチング電源の需要も出てきた。給電電圧が低く、電流が大きいと給電線の電圧降下が厳しい制約となる。本発明の電圧変動がほとんどなく、振動を生じない制御技術が効果を発揮する。
(2)2 電力変換の主回路
(3)3 制御装置
(4)4 負荷
(5)iL リアクタ22に渡れる電流
(6)Idc iLに含まれる直流分の大きさ
(7)Ih iLのピ−クの大きさ
(8)Iout スイッチング電源の出力電流
(9)MS スイッチング電源の出力電圧と基準電源電圧との誤差に対応した信号
(10)βMS 信号MSを分圧した信号
(11)DS 制御装置出力のパルス信号
(12)TS DSのオンのタイミングを決める信号
(13)TR DSのオフのタイミングを決める信号
(14)CX PWM回路を構成する充放電コンデンサ
Claims (5)
- リアクタ(22)とコンデンサ(23)と半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンさせるパルス信号を生成する制御装置とからなる電源であって、該制御装置はリアクタ(22)に流れるリアクタ電流が減少し直流分のIdcに達した時点で信号TSを発生させ、また該リアクタ電流が増加しIhに達した時点で信号TRを発生させ、信号TSでオンさせ,また信号TRでオフさせる該パルス信号を出力し、Idcは該電源の出力電流に連動した大きさであり、Ihは、Idcより該電源の出力電圧をフィ−ドバックして得た信号に対応して高くすることを特徴とするスイッチング電源。
- リアクタ(22)とコンデンサ(23)と半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンさせるパルス信号を生成する制御装置とからなる電源であって、該制御装置はリアクタ(22)に流れるリアクタ電流が減少し直流分のIdcに達した時点で信号TSを発生させ、また該リアクタ電流が増加しIhに達した時点で信号TRを発生させ、信号TSでオンさせ,また信号TRでオフさせる該パルス信号を出力し、Idcは固定した大きさであり、Ihは、Idcより該電源の出力電圧をフィ−ドバックして得た信号に対応して高くすることを特徴とするスイッチング電源。
- 請求項1ないし請求項2において信号TSと信号TRをフリップフロップに入力し、信号TSの入力時点から信号TRの入力時点までパルス信号を出力することを特徴とするスイッチング電源。
- 請求項1ないし請求項2においてコンデンサCXを信号TSに同期して充電させ、また信号TRに同期して放電させ、コンデンサCXがハイレベルにある期間にパルス信号を出力することを特徴とするスイッチング電源。
- 請求項1ないし請求項4において入力側に整流回路を設けて交流電圧を入力とすることを特徴とするスイッチング電源。
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