JP4483204B2 - スイッチング電源 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源に関わり、詳しくはスイッチング電源の制御方法および制御装置に関わる。
【0002】
【従来の技術】
パワー半導体スイッチ素子と高周波スイッチング技術の開発が進んで、小形化、軽量化、高性能化、高効率化等の効果があがりスイッチング電源は多くの分野で使われるようになった。電力変換のプロセスで入力電圧を一旦高周波のパルス列に変換し、改めてパルス列を平滑回路に通して、リプル電圧を減衰させて出力電圧を得る。電圧の調整はこのパルス列を構成する各パルスの幅を制御する方法をとる。
【0003】
スイッチング電源の従来例として降圧コンバータの主回路と制御装置を図10に示す。1は電圧Einをもつ直流電源でる。2は主回路である。21は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。22はリアクタで、23はコンデンサである。24はダイオードで半導体スイッチ21がオフしている期間に22の電流iLのパスとなる。23の電圧が降圧コンバータの出力電圧Eoutである。4は負荷である。3は出力電圧Eoutを制御する制御装置である。31は基準電圧源でその大きさはErefである。32は誤差増幅器で、出力電圧Eoutと基準電圧Erefを入力し、その差の電圧に対応した信号MSを出力する。331は高周波の三角波信号CCSを発生する固定周波数三角波発生器であり、その発振周波数は一定である。34はコンパレータで入力の信号MSとCCSを比較しその差の極性に対応したパルス信号PWMSを出力する。35は信号PWMSを増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号DSを出す。
【0004】
定常動作時における方形波パルス信号DSとリアクタ22に流れる電流iLの関係を図11に示す。ここでリアクタ22の電流iLを、直流電流にスイッチのオン、オフに同期した三角波のパルス電流を重畳したものととらえる。以後、この直流電流をベース電流IB,また三角波のパルス電流をリプル電流という。信号DSがハイレベルにある期間がオン信号であり、半導体スイッチ21を通電させる。また、信号DSがゼロレベルにある期間がオフ信号であり、この間21は非導通になる。オン信号が出ている期間に電流iLは(Ein−Eout)/Lに比例する勾配で増加する。Lはリアクタ22のインダクタンスである。この期間の終わりにiLの電流はピーク値IPに達する。iLの増加によりリアクタ22に蓄積される磁気エネルギーは増加する。次ぎに信号DSがオフ信号、すなわちオン信号のレベルがゼロに変わると21はオフとなり、iLはダイオード24を通って流れる。リアクタ22に蓄えられた磁気エネルギーはコンデンサ23側に放出される。この放出に伴いリアクタ22の電流iLは減少し、電流iLの最低値であるベース電流IBに達する。この勾配は(−Eout)/Lに比例する。時間tnからtn+1までがスイッチングの1サイクルである。1サイクルの周期は一定である。オン期間とオフ期間の割合を変えて出力電圧を制御する。リプル電流はIBのレベルから増加し最大値IPに達する。次いで減少に転じてIBに達すると1サイクルが終わる。コンバータの出力電流ioutはiLの平均値でありその大きさは(IP+IB)/2となる。
【0005】
スイッチング周波数を一定とした場合はリアクタ22、コンデンサ23は平滑回路の役割をもつ。この場合、制御理論で扱われている主回路の伝達関数はいわゆる2次遅れの特性をもつ。伝達関数のボード線図では位相の遅れは180°近くになる(例えば文献「スイッチングコンバータの基礎」原田他。コロナ社、初版1992.2.25の55,58,59ペ−ジ)。このため制御装置と組み合わせてネガティブフィードバック制御システムを構成すると安定動作に必要な余裕度が不足してコンバ−タは乱調現象を起こし易くなる。また負荷の急変などの際にリアクタ22、コンデンサ23の共振による寄生振動を生じるという不具合がある。この乱調、寄生振動の発生はスイッチング電源の動作を不安定にして信頼性を下げたり、過渡変動が生じたときに整定するまでの時間を長引かせ出力の品質を下げることになり改善が求められている。
【0006】
次ぎにリアクタ22に流れる電流iLの変動について述べる。図12(A)は22に流れる電流iLの定常時におけるパターンを表している。tn−tn+1間がスイッチングの1周期である。定常時にはリプル電流の始まりと終わりの電流は同じレベルである。本発明ではリプル電流の最低値をベース電流IBという。
図12(C)はリアクタ22とコンデンサ23の共振が生じている場合の電流iLのパタ−ンである。各スイッチングサイクル毎のiLの最低値を結ぶとリプルのない直流電流に振動する交流電流分が加わったものとみるとみることができる。(B)の電流パタ−ンiACはこの交流電流を模したものである。例えば負荷が急激に変わった時などにリアクタ22とコンデンサ23の共振によって生じる。振動のエネルギーは負荷4で消費されるので減衰し、やがてなくなる。振動が生じている期間はスイッチングサイクルの終始時点tn,tn+1の電流レベルが異なる、つまりベース電流IBの大きさが変わる。リプル電流の始まりの電流値iLを基準にして電流パターンを重ねて表すと図13のように変化する。コンバータは一定周波数でスイッチング制御しているため1サイクルの周期(tn−tn+1)は一定である。実線のiLは交流分を含まない定常時のパターンである。破線の電流はiACが増加している期間に生じるパターンである。一点鎖線はiACが減少している期間のパターンである。このように従来の制御法ではリアクタ22とコンデンサ23の共振現象が現れるとスイッチングサイクルの終りと始りの電流の大きさ、つまりベース電流IBの大きさが変わるところに特徴がある。これは不都合な現象である。
【0007】
この共振電流はリアクタ22とコンデンサ23の振動によって生じるのであるから23の電圧、すなわち出力電圧Eoutも振動する。振動のエネルギーが負荷4に消費されるまでEoutの振動は続く。スイッチング電源の出力電圧変動は整定するまでに長時間を要することになり、これは2次遅れ伝達関数特性をもつスイッチング電源の弱点である。
【0008】
これらの共振現象はリアクタとコンデンサを備えた他の回路形式のスイッチング電源でも発生する。図14(A)に昇圧コンバータを示す。ダイオード24が通電中にリアクタ22、コンデンサ23の共振回路が形成される。また図14(B)の昇降圧コンバータでもダイオード24の通電中は共振回路が形成される。リアクタ22に流れる電流iLのパターンはどのコンバータも図11と同様であり、半導体スイッチがオンしている期間に電流は増加し、またオフしている期間に減少する。なお、リアクタ電流iLと出力電流ioutの関係は回路形式によって異なる。
【0009】
このリアクタとコンデンサの共振によってもたらされる振動の問題はトランスを持ち、入出力間を絶縁したコンバータでも同じように生じる。図15はその1例である。図10の降圧コンバータにトランスTを設けたいわゆるプッシュプルコンバータである。半導体スイッチを211と212の2個持つ。211と212の何れか一方がオンしている期間が図10における半導体スイッチ21がオンしている期間に対応する。そして211および212の両方がオフしている期間が図10の21がオフしている期間に対応する。
これらの各種コンバータ回路および入出力の絶縁トランスをもつコンバータ回路の動作および特性等は前記引用文献に詳しい。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
従来のスイッチング電源はスイッチング周波数が一定であり、その伝達関数は2次遅れである。ボード線図特性における位相の遅れが180°近くになるためネガティブフィードバック制御ループは余裕不足で乱調を生じやすい。また、リアクタ電流やコンデンサ電圧に振動を生じてしまう。本発明はこの乱調を生じない、また電流および電圧の振動を発生させないスイッチング電源の制御方法ならびに制御装置を得るものである。
【0011】
【発明の実施の形態】
スイッチング電源でリアクタとコンデンサが共振する回路動作状態ができてしまうことが図12(B)の振動電流分iACを誘発する。結果としてリアクタ電流iLおよびコンデンサ電圧Eoutに振動成分を持ち込む。そこでリアクタ電流のうちベース電流IBが自由に変動しないように所定のレベルの電流に拘束する回路を設ける。すなわちベース電流IBを電流源となるように制御する。電流源とすることによって、リアクタを含む回路のインピ−ダンスは高くなり、コンデンサとの共振は生じなくなる。つまり、図12(B)の共振電流iACは存在しなくなる。本発明はこのベース電流IBを所定のレベルに制御する新しい方法を取り入れてスイッチング電源の制御装置を構成する。
【0012】
【実施例】
本発明の原理を図1により説明する。図1はコンバータ回路のリアクタ22に流れる電流iLのパターンを示している。iLはベース電流IBにリプル電流が加わったパターンである。本発明ではリプル電流の最低値であるベース電流IBを所定の大きさの電流になるように制御する。半導体スイッチ21がオンしている期間にリプル電流は増加し、つぎにオフさせるとリプル電流は減少に転じ所定のベース電流IBまで減少してスイッチングの1サイクルが終わる。再び半導体スイッチをオンさせて次のサイクルが立ち上がる。iLの大きさは破線、実線、一点鎖線のように出力電流の大小によって最大値が制御されて変わる。この場合もベース電流IBは所定のレベルに制御される。
このリアクタ電流iLのリプルの最低値をベース電流IBに拘束することは結果的にベース電流IBを特定したレベルの電流源に制御することになる。電流源はインピーダンスが無限大になる。従って何らかの原因で交流電流が発生するような事態が生じても流れる回路が存在しないため顕在化することはない。つまり共振等の振動電流は生ずることはない。
また平滑回路はコンデンサ23のみとなるから伝達関数は1次遅れになる。従ってネガティブフィードバック制御ループを構成したときの位相遅れは90°どまりであるから制御の余裕が大きく、乱調等の不安定な動作状態に陥ることはない。
このように本発明の原理はリアクタ22に流れるベース電流IBを所定の大きさに保つことによりリアクタ電流iLが自由に変化するのを抑えるものである。
【0013】
図2は本発明の第1の実施例である。1は電圧Einをもつ直流電源であり、バッテリーや、交流電源と整流装置を組み合わせた直流電源等を使う。2は電力変換の主回路で降圧コンバータを使った例を示す。21は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。22はリアクタである。23はコンデンサである。24はダイオードで21がオフしている期間に22の電流のパスとなる。23の電圧Eoutが降圧コンバータの出力電圧である。X、Y、Zは電流センサーの挿入箇所である。この検出信号は後で出てくる33の回路構成によって使い分ける。4は負荷である。3は出力電圧Eoutを所定のレベルに制御する制御装置である。31は基準電圧Erefをもつ電源である。32は誤差増幅器で、出力電圧Eoutと基準電圧Erefを入力し、その差の電圧に対応した信号MSを出力する。33は高周波の可変周波数三角波発生器である。ちなみに、図10の従来例の331では一定の周波数をもつ。主回路のポイントX、Y、Zの電流センサーからの信号であるISX、ISY、ISZのうち、少なくとも1つを使って周波数を制御した信号VCSを出力する。なお、電流キルヒホッフの法則によりこれら3つの信号ISX、ISY、ISZの和はゼロであるから、一つの信号を他の2つの信号で代替え出来ることは言うまでもない。 34はコンパレータで入力の信号MSとVCSを比較しその差の極性によってパルス幅制御したパルス信号PWMSをだす。35はこのパルス信号を増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号DSを出す。信号DSを半導体スイッチ21に与えてこれをオンさせる。
【0014】
可変周波数三角波発生器33の第1の実施例を図3に示す。(A)が回路構成であり、(B)はこの動作を説明する波形である。制御回路電源の電圧E0から抵抗302を通してコンデンサ301を充電する。コンデンサ301の電圧が出力信号VCSである。VCSは時間に比例してほぼ直線上に増加する。同期信号TSが入るとトランジスタ303がオンしてコンデンサ301の電荷を放電させる。信号TSがなくなると303がオフとなり、301は再び増加を始める。304はコンパレータである。その1つの入力IBSは電圧E0を抵抗305と306で分圧したもので、レベルは一定である。入力ISXは主回路のリアクタ22に流れる電流を点Xでセンシングし電圧信号に変換したものを使う。両信号をコンパレータ304に入力し、ISXが低下しIBSのレベルに達すると同期信号TSを出す。図3(B)に各信号のパターンを示す。信号ISXはリアクタに流れる電流iLと相似である。TSの送出によって信号VCSがゼロになると図2の信号DSが半導体スイッチ21をオンさせリアクタ電流iLが増加に転じる。これによりISXが再びIBSより大きくなり、信号TSはゼロに戻る。信号ISXの大きさがIBSのレベルに低下する毎に信号TSが出てコンデンサ301の電圧を放電させる。つまり信号VCSはTSに同期した三角波信号となる。
ベース電流基準信号IBSは電源E0を分圧した大きさであるから一定値であり、スイッチング電源の出力電流の変化には影響されない。図4にリアクタ電流iLのパターンを示す。出力電流が変わると、リプル電流の大きさは変わるが、ベ−ス電流IBは変わらず、一定である。
実施例の302は抵抗を使うと301の電圧は指数関数的に増加する波形になるため信号VCSは近似的な三角波信号となる。302に定電流回路を使うと精度の高い三角波信号が得られる。
【0015】
可変周波数三角波発生器33の第2の実施例を図5に示す。図3ではベース電流IBの基準になる信号IBSを制御回路電源電圧E0を分圧して得ているのに対して、図5の実施例ではベース電流信号IBSを出力電流に連動させる。図2の主回路におけるポイントYの電流センサから出力電流ioutを得てこれを電圧に変換した信号をISYとする。これを305と306で分圧して信号IBSとする。また、信号ISXは点Xに挿入した電流センサーからの信号である。信号IBSがスイッチング電源の出力に連動して変化するのでベース電流IBは常に出力電流より小さなレベルに保たれる。この実施例は図6に示すように出力が大きくなってもリプル電流の大きさは図4に比較し小さい。従ってスイッチング周波数の変動幅が抑制される。
【0016】
図7にコンデンサ23に流れる電流の検出法を示す。コンデンサ23は図2の実施例における平滑用のコンデンサ23である。図2の実施例における点Zの電流をセンシングすれば制御に使えるが、点Zに流れる電流と相似の信号を取り出す簡便な方法も使える。コンデンサ23の一部のコンデンサ231に抵抗232を直列に挿入すると電流センサーとなる(破線部)。リアクタ22を流れる電流iLの平均値は出力電流ioutとなり負荷4に給電される。このiLとioutの差は図1のリプル電流に対応する交流電流である。この交流電流は平滑コンデンサ23と付加コンデンサ231に分流して流れる。抵抗232の定数を小さく設定すると23と231の電流波形は相似となり231のセンシング電流は電流波形情報として使える。
リアクタ22のベース電流IBを定電流に制御する手段であるリプル電流の最低値の制御をこのリプル電流と相似なコンデンサ231の電流を使って行う。抵抗232に実線の電流が流れるとセンシングしたISZは正極性の電圧信号となり、また破線の電流が流れるとISZは負の極性の電圧信号になる。リアクタ22のリプル電流の最低値はこのISZの負極性の最小値に対応するのでISZを使ってベース電流を一定に制御する。
【0017】
図8に可変周波数三角波発生器33の第3の実施例を示す。図3および5の実施例との違いはコンパレータ304の入力にある。図7の信号ISZが正、負の極性をもつことから、制御回路電源電圧E0とISZの和を抵抗307と308で分圧して信号IBSを得る。IBSはISZを正極性方向にレベルをシフトしたものでパターンは変わらない。コンパレータ304はゼロレベルと信号IBSを入力してIBSがゼロ以下に低下したときに同期信号TSを発生させる。同期信号TSの送出によってリプル電流が増加に転じるとIBSのレベルは正方向に増加する。
ISZのレベルシフト量は307と308の分圧比できまる。図9に示すようにリプル電流のパタ−ンは出力電流の大きさに影響されないで一定である。
【0018】
本発明の実施例では半導体スイッチとしてバイポーラトランジスタを使った回路を示しているが他の半導体スイッチ、例えばパワ−MOSFET、IGBT等を使っても同様な動作をすることは言うまでもない。
【0019】
本発明のリアクタ電流iLに含まれるリプル電流の下限値を制御する方法は実施例の降圧コンバータに限らず半導体スイッチやリアクタ、コンデンサを使う昇圧コンバータや昇降圧コンバータにも適用できることは言うまでもない。
【0020】
また、入出力間を絶縁する、あるいは電圧比を大きく変えるトランスを有するコンバータにも適用できる。
【0021】
【発明の効果】
従来の一定周波数で動作するスイッチング電源では、主回路を構成するリアクタとコンデンサが、スイッチング周期の中で直列に接続される期間があるので共振を生じる状態に陥る。本発明ではこの状態に至らないようにする。すなわち、リアクタに流れる電流を制御することによってリアクタを電流源の中に取り込んでしまう。流れる電流が拘束されているのでリアクタは特定のインダクタンスをもつ部品として自由に振る舞うことができない。このためコンデンサと共振を起こすことはなくなる。出力電圧に振動が生じないため負荷や入力電圧に変動が生じたとときに電圧過渡変動が小さくなり、また変動が整定するまでの時間が短くなる。つまり応答が高速になる。従来のように大きな過渡変動が長い時間続くという欠点は大幅に改善される。
【0022】
スイッチング電源の伝達関数特性がコンデンサで決まるため1次遅れになる。従ってボード線図における位相遅れは最大でも90°どまりである。ネガティブフィードバック制御ループを構成したときのマージンが大きいので制御動作は安定である。制御系のマージン不足による不安定振動、いわゆる乱調が生じることはなく、電源の品質向上とともに信頼性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の制御方法の原理を説明する図
【図2】降圧コンバータに本発明を適用した実施例
【図3】可変周波数三角波発生器の第1の実施例および動作波形
【図4】図3を適用したときのリアクタ22に流れる電流のパターン
【図5】可変周波数三角波発生器の第2の実施例
【図6】図5を適用したときのリアクタ22に流れる電流のパターン
【図7】コンデンサ23に流れる電流と相似の電流のセンシング回路
【図8】図7を適用した可変周波数三角波発生器の第3の実施例
【図9】図8を適用したときのリアクタ22に流れる電流のパターン
【図10】従来の降圧コンバータの回路例
【図11】従来回路における方形波パルス信号とリアクタ電流との関係を説明する図
【図12】従来回路におけるリアクタ22に流れる電流のパターン例
【図13】図12の電流とスイッチング周期との関係を説明する図
【図14】従来回路の他の例を説明する図
【図15】絶縁トランスを設けた降圧コンバータの従来例
【符号の説明】
1 入力の直流電源
2主回路
3 制御装置
4 負荷
21 半導体スイッチ
22 リアクタ
23 コンデンサ
24ダイオード
33 可変周波数三角波発生器
331 固定周波数三角波発生器
34 コンパレータ
ベース電流IB リアクタ22に流れる電流のうちリプル電流分を差し引いた残りの電流
Claims (4)
- リアクタ(22)とコンデンサ(23)と1個ないし複数個の半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンおよびオフさせる信号を生成する制御装置からなる電源であって、該オン信号のパルス幅は出力電圧をフィードバックした信号から決め、該オフ信号のパルス幅は出力電流から決めることを特徴とするスイッチング電源。
- リアクタ(22)とコンデンサ(23)と1個ないし複数個の半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する降圧形コンバータの主回路と、該半導体スイッチをオンおよびオフさせる信号を生成する制御装置からなる電源であって、該オン信号のパルス幅は出力電圧をフィードバックした信号から決め、該オフ信号のパルス幅は、リアクタ(22)に流れる電流から三角波のパルス電流を除いた残余のベース電流から決め、該ベース電流を出力電流より小さく制御することを特徴とするスイッチング電源。
- 制御装置は三角波発生器を有し、該三角波発生器はリアクタ(22)に流れる電流がベース電流まで減少した時点から三角波の信号を出力し、該三角波の信号が出力電圧をフィードバックした信号より小さいレベルにある期間をパルス幅とするオン信号を成生することを特徴とする請求項1および請求項2のスイッチング電源。
- リアクタ(22)とコンデンサ(23)と1個ないし複数個の半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンおよびオフさせる信号を生成する制御装置からなる電源であって、該オン信号のパルス幅を出力電圧をフィードバックした信号から決め、該オフ信号のパルス幅をコンデンサ(23)の電流から決めることを特徴とするスイッチング電源。
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